Векторне керування СДДО [19]. Електрична підсистема СДДО описується системою нелінійних диференціальних рівнянь з вектором стану, вектором керуючих дій і вимірюваним виходом, у визначеннях яких - струм і напруга обмотки збудження, інші змінні визначаються аналогічно АД [2]. Керування синтезуються в системі координат ротора АД, оскільки тільки в ній рівняння ЕПС не залежать від кутового положення. Вектор регульованих координат формується у вигляді, в якому - надлишкова вихідна координата. Керування модулем вектора потокозчеплення ротора передбачено здійснювати за рахунок регулювання. Показано, що при такій постановці координата визначає нульову динаміку системи, не є керованою і не вимірюється, тому на першому кроці синтезується асимптотичний спостерігач змінної, оцінка якої використовується для подальшого синтезу. У відповідності до цього формуються вектори з, , структура яких дозволяє інвертувати рівняння моменту таким чином: де, - конструктивна константа.

Синтезований на основі розв'язання (7), (8) трьохвимірний динамічний регулятор забезпечує формування двох результуючих декомпозицій ЕМПС-ЕМГПС, МПС-ЕПС у вигляді (4), (5) і вперше гарантує асимптотично розв'язане керування вихідними координатами, що дозволяє регулювати струм з метою мінімізації активних втрат в ЕМ. При цьому умова в (37) встановлює обмеження на формування заданих траєкторій і, яке не є критичним при типових параметрах моделі СДДО.

Векторне керування МПЖ. Розглянуто дві основні задачі: відпрацювання моменту при стабілізації реактивної потужності статора на нульовому рівні [11], [42], а також прямого регулювання активної і реактивної потужностей статора з непрямим регулюванням моменту [20], [48]. На відміну від існуючих підходів класичного полеорієнтування обґрунтовано доцільність синтезу алгоритмів ВК в системі координат вектора напруги живлення.

Задача 1. Непряме ВК з орієнтацією за вектором потокозчеплення статора. Використовується модель МПЖ, змінними стану якої є компоненти векторів потокозчеплення статора і струму ротора, керуючою дією - вектор напруги ротора, ,. Формалізація цілей керування базується на встановленій властивості МПЖ: при виконанні умови реактивна потужність статора асимптотично стабілізується на нульовому рівні при. Виходячи з цього формуються на основі яких розв'язок (7), (8) відносно струмів має наступний вигляд: де; - амплітуда і кутова швидкість вектора напруги мережі;- активний опір статора, індуктивності статора і контуру намагнічування.

Встановлено дві принципові особливості, що випливають з виразів (38). Умова в (38) накладає фізичне обмеження на момент, який може розвиватися МПЖ при одиничному коефіцієнті потужності статора. Показано, що це обмеження походить з рівняння балансу активних потужностей статорного кола. Модуль вектора не є вільною регульованою координатою, а визначається моментом МПЖ.

На основі (38), шляхом розв'язання (8), сконструйовано двомірний регулятор струмів ротора, що формує результуючу динаміку похибок відпрацювання у вигляді (9), положення рівноваги якої є глобально експоненціально стійким при в (38). Завдяки цьому досягається асимптотичність відпрацювання (при обмеженості його першої і другої похідних) та стабілізація реактивної потужності статора на нульовому рівні при. Результати численних експериментальних досліджень [13], [42] і промислового впровадження в вітрогенеруючих установках потужністю 400 кВт та турбомеханізмі потужністю 630 кВт засвідчують ефективність синтезованих алгоритмів.

Задача 2. Пряме регулювання активної і реактивної потужностей. Головною мотивацією постановки другої задачі було підвищення робастності керування відносно варіацій параметрів АД та похибок визначення магнітних осей статора і ротора. Оскільки вектор струмів статора вимірюється, а його компоненти в системі координат вектора напруги визначають активну і реактивну потужності статора, то можливе робастне регулювання цих координат за рахунок керування струмами. Формалізація задачі в такій постановці наступна. Для стандартної моделі МПЖ, яка представлена в змінних струму статора і вектора потокозчеплення ротора, визначаються, , ,. Для інвертування динаміки ЕПС МДП з метою розв'язання (7), (8) зв'язок між і запропоновано формувати у вигляді, який обмежує задачу випадком, коли всі похідні від, окрім першої, нульові. Завдяки такому визначенню існує розв'язок (7), (8) відносно у вигляді глобального двомірного регулятора струму для ЕПС МПЖ, який гарантує формування результуючих рівнянь динаміки в формі декомпозиції МПС-ЕПС. Оскільки відносна ступінь ЕПС по керуванню дорівнює одиниці, то замкнена система стійка при будь-яких коефіцієнтах підсилення, і тому за рахунок їх підвищення забезпечується робастне регулювання струмів. Обґрунтовано, що перехід до регулювання моменту забезпечується шляхом формування, , в якому у і в - параметри моделі АД.

Використовуючи базову концепцію побудови системи керування активною-реактивною потужностями, додатково синтезовано робастний алгоритм відпрацювання моменту при нульовому реактивному струмі і алгоритм керування автономним генератором, модифікація якого може використовуватись для синхронізації МПЖ з мережею для "м'якого" підключення до неї. Результати інтенсивного експериментального тестування та моделювання системи з МПЖ потужністю 5 кВт, що наведені в [48], підтверджують властивості її робастності при дії типових збурень.

Завдяки прямому регулюванню струмів статора досягається часткова компенсація не тільки параметричних збурень, але й структурних неідеальностей ЕПС МПЖ, що сприяє покращенню форми струмів статора за рахунок зменшення амплітуд вищих гармонік. Цей висновок підтверджується результатами експериментів: 2 представлено фазні напруги і струми статора МПЖ (5 кВт) при роботі в генераторному режимі з нульовим реактивним струмом і активним струмом на рівні 10 А (відповідає моменту 90% від номінального); відносяться відповідно до першого і другого алгоритмів; наведено нормований (по відношенню до першої гармоніки) гармонійний склад струму.

Таким чином доведено, що при керуванні СДДО і МПЖ всі умови твердження 1 задовольняються. Для СДДО досягаються обидві декомпозиції, в той час як для основних задач ВК МПЖ формується декомпозиція МПС-ЕПС.

П'ятий розділ присвячено розробці методу синтезу уніфікованих алгоритмів керування кутовою швидкістю на основі внутрішніх підсистем моменту і потоку, що синтезовані в розділах 2 - 4.

Розглянуто електромеханічні об'єкти, структура механічної частини яких відповідає загальноприйнятій схематизації у вигляді: де - момент інерції і коефіцієнт в'язкого тертя,- зовнішній момент навантаження,- похибка відпрацювання моменту,- постійно діюча відома компонента моменту (присутня при керуванні СДДО і МДП).

Для такої структури МПС можливість синтезу уніфікованих алгоритмів керування витікає з загальних структурних властивостей підсистем моменту і потоку, які гарантують моментне керування в (39), що досягається асимптотично (). При цьому для структури (4), (5) динаміка ЕМГПС (ЕПС) є асимптотично розв'язаною відносно ЕМПС (МПС), а її положення рівноваги є експоненціально стійким для всіх обмежених траєкторій кутової швидкості. Виходячи з цього розглянуто задачу синтезу алгоритмів, що в умовах припущень А1) - А3) забезпечують: 1) асимптотичність відпрацювання кутової швидкості при керуванні (39) за допомогою; 2) зберігають структури ЕМГПС (ЕПС) (5) і формують ЕМПС (ЕПС) (4) з властивостями Р2) - Р4) твердження 1.

Декомпозиція ЕМПС-ЕМГПС. Крок 1. Моментне керування. За цієї умови система (39) лінійна і тому регулятор швидкості формується у вигляді: де, - оцінка невідомої компоненти - коефіцієнти пропорційної і інтегральної складових регулятора. Динаміка похибок відпрацювання, при цьому лінійна і асимптотично стійка.

Крок 2. Досягнення умови моментного керування. Для формалізації задачі керування визначено:- компонента вектора струму, що створює момент;- похибка відпрацювання струму. Задане значення формується регулятором швидкості (40) у відповідності до загального виразу де - задана функція потокозчеплення,. З урахуванням (41) функція в (39) має загальну структуру, в якій така, що; компоненти і - визначають відповідно відому і невідому частини. Виходячи з цього, в похідній струму виділяють відому і невідому складові. На основі таких визначень виконується наступна модифікація алгоритмів керування моментним струмом: 1) повна похідна замінюється на її відому частину; 2) змінна, що формувалась як інтегральна складова регулятора струму, конструюється у вигляді лінеаризуючого динамічного алгоритму де - коефіцієнт інтегральної складової модифікованого регулятора струму,- коефіцієнт додаткового зворотного зв'язку по швидкості.

В силу дії модифікованого у відповідності до (42) алгоритму керування струмом та уніфікованого регулятора швидкості (40) рівняння динаміки похибок відпрацювання в ЕМПС набувають вигляду: де - білінійна відносно і функція - така, що.

Рівняння номінальної динаміки системи (43) є лінійними і мають стандартну форму у вигляді (4) з. При цьому стійкість номінальної системи завжди має бути забезпечена за рахунок вибору параметрів. Доведено, що структура нелінійних функцій для всіх розглянутих ЕМ така, що матриці в (4) мають властивості Р2) - Р4) твердження 1, тому положення рівноваги є глобально (локально) експоненціально стійким, що гарантує досягнення цілей керування СО1) - СО4).

На основі регулярної блочно-діагональної структури (43) розроблено конструктивну методику розрахунку параметрів регуляторів, що базуюється на рівняннях динаміки ізольованих контурів регулювання: швидкості (перші два в (43)) і струму (останні два в (43). В ізольованому стані кожен із контурів регулювання описується лінійною системою другого порядку з характеристичними рівняннями, , в яких індекси „” та „” відносяться до регулювання швидкості і струму відповідно. Відомо, що при стандартних налагодженнях з коефіцієнтами демпфування, рівень розподілу процесів у часі для таких систем визначається співвідношенням власних частот недемпфованих коливань. Завдяки цьому перехідні функції системи (43) для фіксованих, , визначаються тільки значеннями,. В якості прикладу показано нормовані перехідні функції відпрацювання моменту навантаження при. Графіки побудовані для значень; графіки на рис. 4б - при,. Нормовані похибки відпрацювання кутової швидкості і нормований момент визначено як, , нормований час.

Декомпозиція МПС-ЕПС. Синтез уніфікованого регулятора швидкості для цієї декомпозиції концептуально подібний до розглянутого у випадку декомпозиції ЕМПС-ЕМГПС. При цьому необхідно мати повністю відому першу (перші дві для МПЖ при непрямому ВК) похідну від заданого моменту для пасивації динаміки ЕПС. Для досягнення такої властивості алгоритм (43) модифікується шляхом динамічного розширення: де - стала часу фільтра швидкості.

В (45) визначення введено для похибки відпрацювання, що залежить від похибок відпрацювання координат в ЕПС. В силу експоненціальної стійкості положення рівноваги ЕПС маємо. При контур регулювання швидкості описується у вигляді лінійної системи третього порядку, стійкість якої та показники якості керування забезпечуються за рахунок вибору параметрів регулятора. Відзначимо, що стала часу в (44) може бути вибрана як завгодно малою. При ВК МПЖ з орієнтацією за вектором потокозчеплення статора для розрахунку другої похідної від (44) додається ще один фільтр першого порядку.

Узагальнення результатів по синтезу уніфікованих алгоритмів керування кутовою швидкістю сформульовано в такому вигляді.

Теорема 5 (уніфіковані алгоритми керування кутовою швидкістю). При виконанні припущень А1) - А3) з заданою траєкторією кутової швидкості, що має обмежені, відомі перші дві похідні (перші три при керуванні МПЖ), уніфікований регулятор швидкості (40) з модифікованим у відповідності до (42) регулятором моментного струму, а також уніфікований регулятор швидкості (44) гарантують досягнення цілей керування СО1) - СО4) з формуванням декомпозицій ЕМПС-ЕМГПС та МПС-ЕПС відповідно.

Синтезовані алгоритми керування кутовою швидкістю на практиці забезпечують підвищення точності відпрацювання заданих траєкторій кутової швидкості приблизно на порядок відносно типових загальноприйнятих для порівняння систем (математично похибка відпрацювання має бути нульовою).

Результати значної кількості експериментальних досліджень та промислові впровадження розроблених ЕМС потужністю від 1 кВт до 630 кВт підтверджують практичну значимість отриманих результатів при керуванні кутовою швидкістю.

Деякі з них наведено в [43], [26], [38], де виконано порівняльний аналіз досягаємих динамічних показників якості керування та енергетичної ефективності при використанні стандартного алгоритму ВК (IFOC) та розробленого поліпшеного керування (I-IFOC). В якості прикладу підвищення динамічних показників якості графіки перехідних процесів відпрацювання кутової швидкості при використанні стандартного IFOCі поліпшеного I-IFOC. В умовах тесту від ненавантаженого АД №1 потужністю 600 Вт з номінальним моментом 6 Нм вимагалося відпрацювати задану траєкторію кутової швидкості з динамічним моментом, що перевищував номінальне значення приблизно в чотири рази.

Результати наступної серії тестів демонструють властивості робастності IFOC та I-IFOC по відношенню до варіацій активного опору ротора. Досліджувався АД №2 потужністю 750 Вт з номінальним моментом 2.5 Нм при розгоні до кутової швидкості 50 рад/с з номінальним динамічним моментом. Графіки перехідних процесів, що демонструють динамічні властивості I-IFOC при номінальних параметрах в режимі відпрацювання кутової швидкості без навантаження, починаючи з, та в режимі прикладання-зняття моменту навантаження (120% номінального) у вигляді стрибка при і відповідно. На показано перехідні процеси в умовах цього ж тесту (без зняття навантаження) при використанні в регуляторі значення . Динаміка стандартного IFOC деградує настільки, що не може вважатися прийнятною для більшості використань. В той же час динамічна поведінка I-IFOC майже не змінюється.

Третя серія експериментів проведена з метою порівняння енергетичної ефективності IFOC та I-IFOC в усталеному режимі при рад/с для АД №2 і для АД №1. Доказано залежності моментного стуму та активної потужності, що споживає АД №2, при постійному моменті навантаження (120 % номінального) в умовах варіації.

Графіки для АД №1 отримано аналогічним шляхом при різних значеннях моменту навантаження. Як видно розроблений алгоритм I-IFOC гарантує не тільки робастну стабілізацію динамічних показників якості керування, але й стабілізує рівень втрат активної потужності.

У шостому розділі метод синтезу уніфікованих регуляторів швидкості розповсюджено на задачу відпрацювання кутового положення. За умов виконання припущень А1) - А3), в яких задана траєкторія кутового положення має відомі обмежені перші три похідні, уніфіковані регулятори положення для декомпозицій ЕМПС-ЕМГПС і МПС-ЕПС конструюються з використанням першого рівняння в (39) у вигляді виразів: де:- похибка відпрацювання,- стала часу фільтра,.

Повні рівняння динаміки ЕМПС складаються з (48) і (43) при заміні коефіцієнта в останньому рівнянні на, МПС задається (49) і (45).

Структурні властивості ЕМПС і МПС при такому формуванні динаміки контурів регулювання положення не змінюються відносно розглянутих при керуванні кутовою швидкістю, тому гарантується досягнення цілей керування СО1) - СО4) з формуванням двох розглянутих декомпозицій.

Графіки перехідних процесів відпрацювання заданої траєкторії кутового положення в системі з регуляторами (46), (40), (19) - (23) при експериментальному тестуванні АД №2. Як видно з рис. 9, похибка кутового положення може вважатися нульовою впродовж всього часу відпрацювання за винятком моментів прикладання-зняття моменту навантаження. Такий рівень динамічної точності перевищує показники існуючих промислових аналогів, дані про які наведено в загальнодоступній літературі. Результати експериментального тестування алгоритмів (44), (47) наведено в [44], вони також підтверджують цей висновок.

Таким чином, синтезовані на основі розробленого методу системи керування механічними координатами формують новий клас уніфікованих багатоконтурних ЕМС з властивостями, формалізованими в цілях керування СО1) - СО4) твердження 1.

У сьомому розділі розроблено методи синтезу алгоритмів ідентифікації параметрів, адаптивного спостереження невимірюваних координат та прямого адаптивного керування з метою побудови адаптивних ЕМС з повністю та частково вимірюваним вектором стану.

Основний теоретичний результат по розробці адаптивних керувань полягає у наступному.

1. Виходячи зі структурних особливостей електромеханічних об'єктів доведено, що при розгляді задач адаптивного керування формується структура рівнянь у вигляді де - відомий вектор,- вектор похибок оцінювання,- відома матриця регресії,- діагональна матриця невідомих параметрів.

Структура системи (50) не належить до стандартних, які розглядаються в задачах адаптивного керування, через присутність в правій частині матриці. Ця проблема вперше подолана в [36] за рахунок формування функції Ляпунова у вигляді, , за допомогою якої алгоритм ідентифікації синтезується в формі, гарантуючи, що,.

2. Розроблено один із можливих методів подолання проблеми ідентифікації параметрів у випадку їх нелінійної параметризації в рівняннях, що формують невимірювану частину вектора стану. Суть методу полягає в: 1) знаходженні перетворення координат, в силу якого об'єкт набуває форми з невідомими -змінними, що мають відому динаміку (похідну), в той час як нелінійна параметризація присутня лише у рівняннях з вимірюваним виходом; 2) шляхом застосування надлишкової параметризації вирішується задача адаптивного оцінювання невідомих параметрів, невимірюваних змінних і початкових умов для -змінних. Така проблема присутня в задачах, пов'язаних з ідентифікацією активного опору ротора АД. Наскільки відомо автору, всі теоретично доведені рішення отримано з використанням цього методу, який вперше був запропонований в [46].

Застосування розроблених методів дозволило вперше вирішити деякі принципові задачі адаптивного керування в ЕМС.

Пряме адаптивне керування в ЕМС з повністю вимірюваним вектором стану. Синтезовано адаптивну версію алгоритму відпрацювання кутового положення неявно полюсного СД з постійними магнітами (в (13)) [36]. Алгоритм, що базується на використанні базових конфігурацій неадаптивних регуляторів (11), (40), (46), гарантує асимптотичне відпрацювання кутового положення при невідомих шести параметрах моделі (13), (39). Рішення є уніфікованим у тому розумінні, що може бути розповсюджено на ЕМС з іншими ЕМ цього класу.

Ідентифікація активного опору роторного кола АД. Синтезовано декілька модифікацій алгоритмів ідентифікації [46], [40], [47], які на основі інформації про струми і напруги статора та кутову швидкість забезпечують асимптотичне оцінювання активного опору ротора з властивостями експоненціальної стійкості. Структурно алгоритми ідентифікації представляються у вигляді нелінійних динамічних систем 7-го - 9-го порядків, що побудовані на основі спостерігачів потокозчеплення.

Ідентифікація активних опорів статора і ротора [41]. Рішення цієї задачі отримано за рахунок динамічного розширення вихідної моделі АД. Ідентифікатор, що є нелінійною динамічною системою 11-го порядку, для асимптотичності оцінювання активних опорів вимагає додатково інформації про заряди, які розраховані шляхом інтегрування струмів статора.

Адаптивне спостереження вектора потокозчеплення ротора [46], [47]. Синтез адаптивних до змін активного опору ротора (і статора) спостерігачів є прямим наслідком використання результатів, що отримані у двох попередніх пунктах. Для цього алгоритми ідентифікації доповнюють додатковими динамічними рівняннями, за допомогою яких здійснюється асимптотичне спостереження вектора потокозчеплення.

Пряме адаптивне керування кутовою швидкістю АД при невідомому активному опорі ротора [34]. Синтезовано нелінійний динамічний регулятор 11-порядку, який на основі вимірювання струмів статора і кутової швидкості гарантує глобальне асимптотичне відпрацювання заданих траєкторій кутової швидкості і модуля вектора потокозчеплення ротора з одночасним асимптотичним оцінюванням активного опору роторного кола. При синтезі, в якості базового, використано неадаптивний алгоритм (19) - (23), (40). Ефективність цього рішення демонструють графіки перехідних процесів (рис. 10) при експериментальному тестуванні АД потужністю 600 Вт (при 16.7 Гц). В умовах тесту при після розгону двигуна до номінальної швидкості (100 рад/с) здійснювалось його навантаження шляхом прикладання номінального моменту навантаження (6 Нм) у вигляді стрибка. Як видно з графіків перехідних процесів на рис. 10а, коректне оцінювання параметру забезпечується впродовж перших двох секунд тесту, гарантуючи завдяки цьому асимптотичне регулювання модуля вектора потокозчеплення. Для порівняння на рис. 10б наведено графіки перехідних процесів в умовах неадаптивного керування (IFOC), з яких видно, що адаптивний алгоритм істотно поліпшує як динамічні, так і статичні показники якості керування.

Бездавачеве ВК кутовою швидкістю АД [39]. Розроблено новий метод бездавачевого ВК АД, головна ідея якого полягає в доведенні можливості адаптивного оцінювання змінної у часі кутової швидкості та постійного невідомого моменту навантаження на основі похибки відпрацювання моментної компоненти вектора струму статора, яка розрахована в системі координат із спеціально сформованою динамікою. Аналітично доведено необхідні умови можливості спостереження кутової швидкості і рівня розподілу у часі динамічних процесів у ЕМПС-ЕМГПС, які гарантують системі локальну експоненціальну стійкість.

Результати експериментального тестування системи бездавачевого ВК АД, синтезованої на основі базового алгоритму I-IFOC (19) - (23), (40), свідчать, що досягнуті показники якості керування наближаються до існуючих в типових системах ВК з вимірюванням кутової швидкості. Графіки перехідних процесів, що підтверджують цей висновок, показано на рис. 11. В умовах тесту АД потужністю 1.1 кВт здійснюється: розгін до заданої кутової швидкості з номінальним моментом, починаючи з t=0.4c; навантаження номінальним моментом на інтервалі часу (0.7-1)с; гальмування до нульової швидкості, починаючи з t=1.3c.

ВИСНОВКИ

У дисертаційній роботі дано теоретичне узагальнення та нове вирішення актуальної наукової проблеми синтезу і аналізу нелінійних та адаптивних електромеханічних систем з векторно-керованими електродвигунами при керуванні по вимірюваній частині вектору стану в умовах відомих параметрів, а також у випадку невизначеності найбільш критичних із них. Вирішення проблеми, що отримано шляхом розвитку методів теорії нелінійних та адаптивних систем, дозволило розробити і використати на практиці високоефективні електромеханічні системи з основними типами приводних двигунів, які мають підвищені динамічні та енергетичні характеристики.

Основні наукові та практичні результати роботи полягають в наступному.

1. Обґрунтовано, що для підвищення динамічних та енергетичних характеристик класу ЕМС необхідно вирішити загальнотеоретичну задачу відпрацювання заданих траєкторій змін механічних координат (моменту, кутової швидкості, кутового положення) та модуля вектора потокозчеплення ЕМ, гарантуючи при цьому досягнення нових якостей керування, таких як: глобальне (локальне) асимптотичне відпрацювання координат із властивістю експоненціальної стійкості; асимптотичної розв'язки процесів керування механічними координатами та вектором потокозчеплення; асимптотичної лінеаризації підсистем відпрацювання механічних координат, що забезпечує асимптотичну лінійність рівнянь динаміки похибок відпрацювання механічних координат, структура яких є ідентичною для розглянутого класу ЕМС і дозволяє вільно формувати динамічні показники якості керування; грубість (адаптованість) по відношенню до головних параметричних збурень.

2. На основі розвитку теорії стійкості класу багатовимірних нелінійних систем вперше доведено, що сформульовані цілі керування досягаються в умовах, коли результуюча структура рівнянь динаміки похибок відпрацювання в замкненій системі набуває форми у вигляді двох зв'язаних нелінійних підсистем, структурні властивості яких гарантують композитній системі глобальну (локальну) експоненціальну стійкість, асимптотичну лінеаризацію однієї із них, а також глобальну (локальну) експоненціальну стійкість другої.

3. Розроблено концепцію керування класом ЕМС з формуванням двох результуючих декомпозицій ЕМПС-ЕМГПС та МПС-ЕПС, яка створює загальнотеоретичну базу для конструктивного синтезу нелінійних ЕМС, алгоритми керування в яких базуються на фундаментальних властивостях електромеханічних перетворювачів, завдяки чому мають фізично обґрунтовану структуру. Методи синтезу алгоритмів керування, які розроблені на основі запропонованої концепції, забезпечують вирішення розглянутих основних задач керування координатами ЕМС з досягненням властивостей, що надані в пункті 1 висновків.

4. Розроблено метод синтезу асимптотично лінеаризуючих керувань, який вперше забезпечує отримання загальнотеоретичних рішень задач ВК моментом та вектором потокозчеплення класу ЕМ з формуванням результуючих декомпозицій ЕМПС-ЕМГПС та МПС-ЕПС в системах з повністю вимірюваним вектором стану (ДПС та сімейство СД без демпферних обмоток), при непрямому та прямому ВК АД з асимптотичною орієнтацією за вектором потокозчеплення ротора, при ВК СДДО в координатах ротора, а також декомпозиції МПС-ЕПС при ВК з асимптотичною орієнтацією за вектором потокозчеплення статора та ВК МПЖ в координатах вектора напруги мережі живлення. Декомпозиція МПС-ЕПС досягається для всіх розглянутих задач керування і тому є найбільш загальною.

5. В умовах прийнятих припущень про структуру технологічного об'єкту розроблено метод синтезу багатоконтурних систем керування кутовою швидкістю та кутовим положенням, що дозволяє синтезувати уніфіковані алгоритми керування, які мають однакову структуру для ЕМС з розглянутими двигунами та формують ідентичні рівняння номінальної динаміки похибок відпрацювання в ЕМПС та МПС у вигляді лінійних систем четвертого та третього порядків при керуванні кутовою швидкістю і п'ятого порядку при керуванні кутовим положенням.

6. Розроблено методи синтезу алгоритмів ідентифікації, адаптивного спостереження та прямого адаптивного керування за повним і частково вимірюваним вектором стану, які можуть бути теоретичною основою для побудови широкого класу адаптивних ЕМС. Загальнотеоретичні вирішення задач адаптивного керування в ЕМС, отримані з їх використанням, вперше забезпечують: глобальне асимптотичне відпрацювання механічних та електричних координат в ЕМС з повністю вимірюваним вектором стану при повній параметричній невизначеності; асимптотичну ідентифікацію активного опору роторного кола, одночасну ідентифікацію активних опорів статора і ротора, а також спостереження вектора потокозчеплення ротора за допомогою адаптивного до цих параметрів спостерігача; глобальне асимптотичне відпрацювання заданих траєкторій змін кутової швидкості, модуля вектора потокозчеплення ротора, а також асимптотичну непряму орієнтацію за вектором потокозчеплення ротора в ЕМС з АД при невідомому активному опорі роторного кола.

7. Розроблено метод бездавачевого (без вимірювання механічних координат) ВК в ЕМС з АД, який формує теоретичний підхід до адаптивного оцінювання змінної у часі кутової швидкості для досягнення асимптотичного непрямого полеорієнтування, а також асимптотичного відпрацювання заданих траєкторій змін кутової швидкості та модуля вектора потокозчеплення ротора в умовах дії невідомого постійного моменту навантаження, гарантуючи системі локальну експоненційну стійкість. Розроблений на основі запропонованого методу алгоритм керування є першим теоретично доведеним, тому що, на відміну від існуючих, не використовує припущення про незмінність швидкості, яка оцінюється. Експериментально доведено, що розроблений алгоритм вперше забезпечує динамічні показники якості керування, які наближаються до існуючих в типових системах ВК з вимірюванням кутової швидкості.

8. Запропоновано методики розрахунку параметрів регуляторів моменту, швидкості та положення, які дозволяють формувати бажані динамічні показники якості керування на основі типових налагоджень ізольованих контурів регулювання шляхом задання рівня розділення у часі процесів в них.

9. Електромеханічні системи, що синтезовані на основі запропонованих методів, є уніфікованими, вони структурно подібні для всього класу ЕМ, що розглядаються, забезпечують однакові показники якості керування механічними координатами; завдяки асимптотичності відпрацювання регульованих координат із властивістю їх асимптотичноної розв'язки можливо реалізувати енергетично ефективні закони змін механічних координат та модуля вектора потокозчеплення, вилучивши їх взаємовплив. Каскадна конфігурація системи, що є концептуально подібною до типових систем з підпорядкованим регулюванням координат, забезпечує простоту обмеження координат та налагодження регуляторів.

10. Експериментально доведено, що реально досягаються показники точності відпрацювання заданих траєкторій механічних координат, які приблизно на порядок перевищують існуючі в типових загальноприйнятих для порівняння системах. В ЕМС з АД при покращеному непрямому ВК, у порівнянні зі стандартним, забезпечується робастна стабілізація вектора потокозчеплення, гарантуючи завдяки цьому стабілізацію динамічних показників якості керування кутовою швидкістю та зниження додаткових втрат активної потужності в декілька разів при варіаціях активного опору роторного кола, обумовлених нагрівом ЕМ.

11. Розроблено комплекс програмних та апаратних засобів для досліджень і практичної реалізації розроблених ЕМС, з використанням якого виконані повномасштабні експериментальні дослідження та промислове впровадження систем ВК АД і МПЖ на підприємствах України, Росії та Італії. Результати експериментальних досліджень, математичного моделювання та промислового впровадження підтверджують основні теоретичні положення дисертації.

12. Результати дисертації рекомендовано до подальшого впровадження на підприємствах електротехнічного профілю Міністерства промислової політики України.

Таким чином, розроблені в дисертації методи синтезу і аналізу нелінійних та адаптивних ЕМС з основними типами ЕМ, а також створена на їх основі загальнотеоретична база розробки, проектування та дослідження цих систем, формують основи теорії нелінійного та адаптивного керування в ЕМС.

ОСНОВНІ ПУБЛІКАЦІЇ ЗА ТЕМОЮ ДИСЕРТАЦІЇ

1. Попович М. Г., Борисюк М. Г., Гаврилюк В. А., Желдак О. М., Ковальчук О. В., Красовський Є. П., Пересада С. М., Печеник М. В., Тєряєв В. І., Пижов В. М. Теорія електропривода: Підручник / За ред. Поповича М. Г. -К.:Вища школа, 1993. - 494с.

2. Попович М. Г., Лозинський О. Ю., Клєпіков В. Б., Мацко Б. М., Пересада С. М., Тєряєв В. І., Бутний В. В., Місюренко В. О., Панченко Б. Я. Електромеханічні системи автоматичного керування та електроприводи: Навч. посібник / За ред. Поповича М. Г., Лозинського О. Ю. -К.:Либідь, 2005. - 680с.

3. Пересада С. М. Векторное управление в асинхронном электроприводе: аналитический обзор // Сб. науч. тр. Донецкого государственного технического университета. -1999. -№ 4. -С. 1-23.

4. Пересада С. М. Обобщенная теория косвенного векторного управления асинхронным двигателем. Проблемы векторного управления в асинхронном электроприводе: краткий обзор и формулировка проблемы // Техн. електродинаміка. -1999. -№ 3. -С. 27-32.

5. Пересада С. М. Обобщенная теория косвенного векторного управления асинхронным двигателем. Синтез алгоритма отработки модуля потока и угловой скорости // Техн. електродинаміка. -1999. -№ 4. -С. 26-31.

6. Пересада С. М. Теоретические и практические аспекты использования обобщенного алгоритма косвенного векторного управления // Техн. електродинаміка. -1999. -№ 6. -С. 27-31.

7. Пересада С. М. Экспоненциальное решение задачи управления АД с косвенной ориентацией по вектору потокосцепления ротора // Труды научно-технической конференции „Проблемы автоматизированного электропривода. Теория и практика”.-1997. -C. 59-63.

8. Пересада С. М. Метод синтеза линеаризуемых обратной связью нелинейных САУ по измеряемому выходу // Вестник Харьковского государственного политехнического университета. -1998. -C. 28-31.

9. Пересада С. М., Ковбаса С. Н. Обобщенный алгоритм прямого векторного управления асинхронным двигателем // Техн. електродинаміка. -2002. -№ 4. -С. 17-22.

10. Пересада С. М., Ковбаса С. Н. Прямое векторное управление асинхронным двигателем со свойством глобальной экспоненциальной устойчивости // Техн. електродинаміка. Тем. вип. "Проблеми сучасної електротехніки". -2002. -Ч. 2. -С. 36-42.

11. Пересада С. М., Шаповал И. А. Управление моментом и реактивной мощностью асинхронной машины двойного питания на основе косвенной ориентации по вектору потокосцепления статора // Техн. електродинаміка. -2002. -№ 6. -С. 13-19.

12. Пересада С. М., Король С. В. Управление скоростью асинхронной машины двойного питания на основе косвенной ориентации по вектору потокосцепления статора // Техн. електродинаміка. -2003. -№ 1. -С. 14-18.

13. Пересада С. М., Шаповал И. А., Король С. В. Экспериментальное тестирование алгоритмов управления машиной двойного питания // Техн. електродинаміка. -2003. -№ 2. -С. 29-35.

14. Peresada S., Tonielli A., Kovbasa S. and Tilli A. Passivity - based design of the flux observers for induction motors // Техн. електродинаміка. Тем. вип. "Проблеми сучасної електротехніки". -2000. -Ч. 6. -C. 29-33.

15. Пересада С. М., Ковбаса С. Н., Середа А. Н. Аналитическое решение проблемы идентификации параметров асинхронного двигателя // Вестник Национального технического университета „Харьковский политехнический институт”. -2005. -Вып. 45. -С. 47-50.

16. Пересада С. М., Середа А. Н. Новый алгоритм идентификации электрических параметров асинхронного двигателя // Національний технічний університет України "Київський політехнічний інститут". "Енергетика: економіка, технології, екологія". -2005. -№ 2. -С. 75-85.

17. Пересада С. М., Середа А. Н. Новый алгоритм идентификации электрических параметров асинхронного двигателя на основе адаптивного наблюдателя полного порядка // Техн. електродинаміка. -2005. -№ 5. -С. 32-40.

18. Пересада С. М., Середа А. Н. Оценка параметров асинхронного двигателя при известном активном сопротивлении статора // Вестник Национального технического университета "Харьковский политехнический институт". -2004. -Вып. 43. -С. 28-31.

19. Пересада С. М., Митрофанов А. М. Обобщенное решение задачи управления синхронным двигателем с демпфирующими обмотками // Вестник Национального технического университета "Харьковский политехнический институт". -2002.-Вып. 12, т. 1. -С. 79-84.

20. Peresada S. М. and Korol S. V. Direct robust active-reactive power control of doubly-fed induction machine // Вестник Кременчугского государственного политехнического университета.-2001. -Вып. 1. -С. 147-152.

21. Пересада С. М., Болотников А. Ю., Ковбаса С. Н. Основанный на принципе пассивности алгоритм векторного управления асинхронным двигателем при питании со стороны ротора // Техн. електродинаміка. Тем. вип. "Проблеми сучасної електротехніки". -2006. -С. 83-88.

22. Попович Н. Г., Пересада С. М. Концепция построения и исследования электромеханических систем автоматического управления на основе принципа пассивности // Техн. електродинаміка. Тем. вип. "Проблеми сучасної електротехніки". -2004. -С. 81-88.

23. Peresada S., Kovbasa S. and Tonielli A. Theoretical comparison of indirect field_oriented controllers for induction motors // Вісник Кременчуцького державного політехнічного університету. -2002. -Вип. 1. -С. 43-49.

24. Попович Н.Г., Пересада С.М., Крутоног М. Я. Новый алгоритм адаптивного управления асинхронным электроприводом по измеряемому выходу // Техн. электродинамика. -1994. -№ 4. -С. 54-60.

25. Попович Н. Г., Пересада С. М. ,Ковбаса С. Н., Король С. В. Энергетически эффективные алгоритмы управления асинхронными двигателями электромеханических систем // Вестник Харьковского государственного политехнического университета. -2000. -Вып. 113. -С. 25-29.

26. Попович Н. Г., Пересада С. М, Ковбаса С. Н., Король С. В. Сравнительное тестирование алгоритмов векторного управления асинхронным двигателем // Вестник Национального технического университета "Харьковский политехнический институт". -2001. -Вып. 10. -С. 26-31.

27. Попович М. Г., Пересада С. М., Коломієць Д. М. Вплив насичення магнітного кола асинхронної машини на процеси векторного керування при зміні активного опору ротора // Наукові вісті Національного технічного університету України "Київський політехнічний інститут". -1999. -№ 3. -С. 13-16.

28. Попович Н. Г., Пересада С. М., Коломиец Д. Н. Управление следящим электроприводом постоянного тока на основе косвенной оценки угловой скорости // Вестник Харьковского государственного политехнического университета. -1999. -Вып. 61. -С. 43-48.

29. Соболев В. Н., Чехет Э. М., Шаповал И. А., Пересада С. М., Король С. В. Электрогенерирующая автономная система постоянной частоты с матричным преобразователем на основе асинхронной машины с фазным ротором // Техн. електродинамiка. Тем. вип. "Силова електронiка та енергоефективнiсть". -2000. -Ч. 1. -С. 63-68.

30. Chekhet E., Shapoval I., Mikhalsky V., Sobolev V. and Peresada S. Control of the stand-alone doubly fed induction generator supplied by the matrix converter // in Proc. of the Int. Workshop on Renewable Energy Based Units and Systems (REBUS'06). -St. Petersburg, Russia. -2006. -P. 35-40.

31. Михальский В. М., Пересада С. М., Соболев В. Н., Чехет Э. М., Шаповал И. А. Станция быстрого прототипного тестирования электромеханических систем с матричным преобразователем // Электротехника. -2004. -№ 6. -С. 31-34.

32. Iliж-Spong M., Marino R., Peresada S. and Taylor D. G. Feedback linearizing control of switched reluctance motors // IEEE Trans. on Automatic Control. -1987. -Vol. AC-32, No. 5. -P. 371-379.

33. Marino R., Peresada S. and Valigi P. Adaptive input - output linearizing control of induction motors // IEEE Trans. on Automatic Control. -1993. -Vol. 38, No. 2. -P. 208-221.

34. Marino R., Peresada S. and Tomei P. Global adaptive output feedback control of induction motors with uncertain rotor resistance // IEEE Trans. on Automatic Control. -1999. -Vol. 44, No. 6. -P. 967-983.

35. Marino R., Peresada S. and Valigi P. Adaptive nonlinear control of induction motors via extended matching // P. V. Kokotovic, Ed., Foundations of Adaptive Control. - Berlin: Springer-Verlag. -1991. -P. 435-454.

36. Marino R., Peresada S. and Tomei P. Nonlinear adaptive control of permanent magnet step motors // Automatica. -1995. -Vol. 31, No. 11. -P. 1595-1604.

37. Peresada S., Tonielli A. and Morici R. High performance indirect field-oriented output feedback control of induction motors // Automatica. -1999. -Vol. 35. -P. 1033-1047.

38. Marino R., Peresada S. and Tomei P. Adaptive output feedback control of current-fed induction motors with uncertain rotor resistance and load torque // Automatica. -1998. -Vol. 34, No. 5. -P. 508-515.

39. Montanari M., Peresada S. and Tilli A. A speed-sensorless indirect field-oriented control for induction motors based on high gain speed estimation // Automatica. -2006. -Vol. 42. -P. 1637-1650.

40. Marino R., Peresada S. and Tomei P. Output feedback control of current-fed induction motors with unknown rotor resistance // IEEE Trans. on Control Systems Technology. -1996. -Vol. 4, No. 4. -P. 336-347.

41. Marino R., Peresada S. and Tomei P. On-line stator and rotor resistance identification in induction motor // IEEE Trans. on Control Systems Technology. -2000. -Vol. 8. -P. 570-579.

42. Peresada S., Tilli A. and Tonielli A. Indirect stator flux-oriented output feedback control of the doubly fed induction machine // IEEE Trans. on Control Systems Technology. - November 2003. -Vol. 11, No. 6. -P. 875-888.

43. Peresada S., Tilli A. and Tonielli A. Theoretical and experimental comparison of indirect field-oriented controllers for induction motors // IEEE Trans. on Power Electronics. -2003. -Vol. 18, No. 1. -P. 151-163.

44. Montanari M., Peresada S., Rossi C., Tilli A. Current sensorless position-flux tracking controller for induction motor drives // Mechatronics. -2007. Vol. 17. -P. 15-30.

45. Peresada S. and Tonielli A. High-performance robust speed-flux tracking controller for induction motor // Int. Journal of Adaptive Control and Signal Processing. -2000. -Vol. 14. -P. 177-200.

46. Marino R., Peresada S. and Tomei P. Exponentially convergent rotor resistance estimation for inductions motors // IEEE Trans. on Industrial Electronics. -1995. -Vol. 42, No. 5. -P. 508-515.

47. Marino R., Peresada S., Tomei P. Adaptive observer-based control of induction motors with unknown rotor resistance // Int. Journal of Adaptive and Signal Processing. -1996. -Vol. 10. -P. 345-363.

48. Peresada S., Tilli A., Tonielli A. Power control of a doubly-fed induction machine via output feedback // Control Engineering Practice. -2004. -Vol. 12, No. 1. -P. 41-57.

49. Chekhet E., Peresada S., Sobolev V., Mikhalsky V. and Kovbasa S. Experimental evaluation of the high performance vector controlled matrix converter-fed induction motor // Automatica Journal. -Zagreb, Croatia. -2003. -Vol. 44, No. 1-2. -P. 47-54.

Размещено на Allbest.ru