Разработка помехоустойчивых методов и средств многофункциональной ультразвуковой дефектоскопии сложноструктурных изделий

1. Теоретические основы комплексного многофункционального помехоустойчивого УЗ контроля сложноструктурных изделий с большим затуханием ультразвука и высоким уровнем коррелированных помех.

2. Новый вид широкополосного помехоустойчивого сложномодулированного сигнала (Сплит-сигнал) и различные модификации Сплит-алгоритмов обработки сигналов: -алгоритм динамической оптимальной фильтрации Сплит-сигнала; - алгоритмы пространственно-временного выделения Сплит-сигнала из коррелированной структурной помехи; - алгоритмы пространственно-временного выделения Сплит-сигнала из коррелированной структурной помехи; - квазиоптимальный алгоритм обработки Сплит-сигнала при УЗ контроле материалов с сильным частотно-зависимым затуханием в широком диапазоне соотношений уровней структурного и белого шума; - модифицированный Сплит-алгоритма, обеспечивающий повышенную точность измерения параметров УЗ эхо-сигналов, основанный на компенсации возникающих в ЭАТ искажений его формы; - многоканальный Сплит-способ УЗ контроля, основанный на использовании ансамбля ортогональных Сплит-сигналов, характеризующийся высокой производительностью и достоверностью НК.

4. Методы выделения Сплит-эхо-сигналов из структурной помехи, основанные на оригинальных алгоритмах их пространственно-временной обработки.

5. Принципы и методика проектирования и конструирования широкополосных мозаичных ЭАП с заданными пространственными и временными характеристиками.

6. Интегральные пространственно-временные характеристики широкополосных преобразователей - корреляционная диаграмма направленности (КДН) и корреляционное распределение поля (КРП).

7. Интерактивная среда алгоритмического "структурно-модульного проектирования" многофункциональной адаптивной аппаратуры УЗ контроля, позволяющая создавать различные алгоритмы формирования и обработки сигналов, адаптацию параметров прибора под характеристики изделия в процессе контроля.

8. Принципы конструирования и функционирования программно-управляемых многофункциональных технических средств УЗ контроля, основанных на применении сложномодулированных (включая Сплит-сигнал) сигналов, пространственно-временной и частотной оптимальной фильтрации (включая динамическую оптимальную фильтрацию Сплит-сигнала) и отображении результатов НК.

Практическая ценность работы и ее реализация:

Структура и объём работы. Диссертация состоит из Введения, 7 глав, списка литературы и 2 приложений. Работа содержит 198 рисунков. Список литературы из 162 наименований. Общий объем работы 348 страниц.

КРАТКОЕ СОДЕРЖАНИЕ ДИССЕРТАЦИИ

Во введении сформулированы проблема и актуальность многофункционального помехоустойчивого УЗ контроля сложноструктурных изделий с большим затуханием УЗ сигналов, сформулирована цель работы, научная новизна работы, перечислены положения, выносимые на защиту, практическая ценность, публикации и апробация результатов работы.

Глава 1 делается обзор исследований по развитию помехоустойчивых методов УЗ контроля сложноструктурных изделий. Отмечается большой вклад в развитие УЗ методов контроля российских ученых И.Н. Ермолова, А.К. Гурвича, В.Г. Шербинского, Ю.В. Ланге, Н.П. Алешина, А.Х. Вопилкина, В.Г. Шевалдыкина, А.А. Самокрутова. Показывается, что приоритетные работы в развитии радиотехнических помехоустойчивых методов УЗ контроля сделаны учеными МЭИ - В.П. Аксеновым, В.К. Качановым, В.Г. Карташевым, Е.Г. Точинским, И.С. Поповым, А.И. Питолиным, В.П. Попко, Г.Ю. Рябовым.

В первой главе подробно обсуждаются проблемы УЗ контроля сложноструктурных изделий с большим интегральным затуханием ультразвука, рассматриваются основные проблемы, возникающие при УЗ контроле сложноструктурных изделий с большим затуханием сигналов из-за их свойств:

Во-первых, особенностью УЗ контроля сложноструктурных изделий из ПКМ является то, что из-за аномально высокого частотно-зависимого затухания УЗ сигналов контроль проводят на относительно низкой частоте (?100 кГц), что приводит к ряду специфичных для НЧ НК проблем: ухудшение разрешающей способности, увеличение погрешности в определении толщины изделия, координат дефектов.

Рис. 1. Схема УЗ эхо-импульсного контроля протяженного сложноструктурного изделия

Во-вторых, и на НЧ из-за большого интегрального ослабления УЗ эхо-сигналы (А ₂₂,А ₂₃ на рис. 1,б) оказываются сопоставимыми с уровнем белого шума U_порог= U_{бел.шум} приёмного тракта, или находятся ниже его (А ₂₃). В-третьих, при наличии сложной структуры эхо-сигналы маскируются отражениями от структуры (сигнал А ₂₃ и ниже уровня U_{бел.шум}, и сопоставим с отражениями от структуры - структурным шумом).

В-четвертых, белый и структурный шумы не только маскируют, но и искажают эхо-сигналы, что приводит к погрешности в измерении временнуго положения эхо-сигналов (на НЧ погрешность в измерении местоположения дефектов иногда сопоставима с размерами изделия). Тем самым, разрабатываемые методы и устройства должны обеспечивать неискажающее преобразование и высокоточное измерение УЗ эхо-сигналов.

В обзоре показывается, что в большинстве традиционных приборов УЗ НК выделение эхо-сигналов из шумов и помех не производится; сигналы, находящиеся ниже порога U_порог отсекаются; тем самым информация о возможных дефектах изделия (или о состоянии структуры) уничтожается. На основании положений теории оптимальной обработки сигналов и положений пространственно-временной обработки (ПВО) сигналов в диссертации обосновывается необходимость использования помехоустойчивых методов УЗ контроля сложноструктурных изделий, суть которых сводится к обнаружению эхо-сигналов, находящихся ниже уровня белого шума и замаскированных структурным шумом, выделению их из шумов и помех и измерению параметров эхо-сигналов.

Т.к. механизмы формирования белого и структурного шума различаются, то отдельно рассматриваются проблемы выделения эхо-сигналов из белого шума и из структурного шума. Обсуждаются погрешности в измерении эхо-сигналов (параметров изделия), возникающие из-за искажений эхо-сигналов шумами и помехами и в ЭАТ. Определены основные статистические характеристики структурного шума для упрощенных моделей, поясняется зависимость параметров структурного шума от числа и размера отражателей, соотношения л и среднего размера акустических неоднородностей , влияния радиоимпульсного характера УЗ эхо-сигналов и многократных переотражений в материале сложноструктурных изделий, ДН датчика (чем уже ДН, тем меньше уровень структурного шума). Показывается, что структурный шум представляет собой случайный процесс, который характеризуется плотностью вероятности (законом распределения), дисперсией, корреляционной функцией и энергетическим спектром; что спектр структурного шума можно считать узкополосным случайным процессом; энергетический спектр структурного шума соответствует спектру зондирующего сигнала и спектру эхо-сигнала от дефекта.

В диссертации формулируется алгоритм выделения УЗ эхо-сигналов из коррелированных помех: а) декорреляция эхо-сигнала и коррелированной помехи, б) накопление полезного эхо-сигнала, в) подавление помехи. Показывается, что декорреляция УЗ эхо-сигнала и структурной помехи может осуществляться в частотной, во временной области или в пространстве - при многоканальном контроле с использованием перемещения ПЭП по поверхности изделия или при использовании фазированных антенных решеток (ФАР).

Рис. 2. Выбор оптимальной полосы пропускания ПЭП

Показывается, что для НЧ помехоустойчивого высокоточного УЗ контроля широкополосными сигналами с длительностью порядка длительности периода несущей частоты (Т_с=Т_о), необходимо минимизировать любые искажения УЗ сигналов в ПЭП, т.к. возникающая погрешность при НЧ контроле может оказаться сопоставимой с размерами изделий. Для этого необходимо оптимизировать параметры ПЭП. Показывается, что необходимым условием создания УЗ широкополосного "неискажающего" ПЭП является обеспечение полосы пропускания датчика Дf_ПП, соответствующей ширине спектра сигнала Дf_с: Дf_ПП ? Дf_с; узкой ДН датчика, неискажающей ближней зоной и равномерным распределением акустического поля. Формулируются требования к параметрам оптимизированных широкополосных ПЭП: АЧХ приёмного ПЭП для высокоэффективного, неискажающего и помехоустойчивого преобразования сигналов должна соответствовать модулю спектра сигнала (пунктир на рис. 2), иметь полосу пропускания Дf_ПП =Дf_с и П-образную форму. В этом случае "отсекается" белый шум N₀ и любые помехи вне полосы ПЭП; при П-образной АЧХ фазо-частотная характеристика _пп(щ) близка к линейной, что минимизирует искажения ФЧХ эхо- сигнала _с(щ).

Другая причина искажения УЗ сигналов заключается в неравномерности акустического поля широкополосного ПЭП. В диссертации показывается, что широкополосный ПЭП на различных частотах имеет различные парциальные ДН (рис. 3, а-г). При сложении всех ДН (рис. 3, д) видно, что вклад разных частот в суммарную АЧХ в разных точках поля в широкополосном ПЭП различен. Следовательно, в разных точках поля формируются отличные друг от друга "пространственные" АЧХ, различным образом искажая сигнал, что приводит к погрешности в измерении дефектов при НЧ контроле за счёт неравномерности поля ПЭП. Т.к. НЧ ПЭП имеет относительно протяженную ближнюю зону, то при контроле изделий из ПКМ необходимо обеспечивать равномерное акустическое поле и в ближней зоне ПЭП.

А б в г д

Рис. 3. Набор парциальных ДН широкополосного датчика

Следовательно, в неискажающем НЧ ПЭП необходимо создавать широкую полосу с П-образной АЧХ и равномерным распределение акустического поля (в том числе и в ближней зоне ПЭП).

Таким образом, анализ проблем УЗ контроля сложноструктурных изделий с большим затуханием УЗ сигналов показал, что помехоустойчивый контроль таких изделий требует развития специальных методов выделения УЗ эхо-сигналов из белого шума, основанных на использовании УЗ широкополосных сложномодулированных сигналов; разработки методов выделения УЗ эхо-сигналов из структурного шума; разработки НЧ широкополосных неискажающих датчиков с узкой ДН; неискажающей "ближней зоной" и равномерным распределением акустического поля.

Во второй главе приводится обзор существующих решений проблемы выделения УЗ эхо-сигналов из белого шума за счёт использования известных из радиолокации "длинных" сложномодулированных (СМ) сигналов с последующей их оптимальной фильтрацией.

В изделии (рис. 4, а) УЗ ФМ эхо-сигналы, отраженные от двух дефектов, не различаются на фоне белого шума (в), и не разрешаются во времени. После оптимального фильтра (ОФ) сжатые СМ сигналы разрешаются во времени и за счет увеличения амплитуды главного лепестка выделяются из шума (г).

Временное положение эхо-сигналов фиксируется по положению максимумов сжатых импульсов. Впервые УЗ ФМ сигналы стали применяться для неразрушающего контроля ПКМ в МЭИ (1974 г.). Начиная с 1975г. автор участвовал в создании многочисленных методов и приборов, использующих различные УЗ ФМ и ЧМ сигналы. Благодаря внедрению цифровой техники в последние годы сложномодулированные сигналы стали широко использоваться в различных отечественных и зарубежных приборах.

У СМ сигнала должна быть большая база Б_с=Т_сДf_с"1, а форма АКФ сигнала для УЗ контроля должна иметь один главный максимум и низкий уровень боковых лепестков. Этим условиям отвечают ЧМ и ФМ сигналы Баркера, Хаффмена, Голлея. На рис. 5 показано реальное преимущество использования СМ сигналов в УЗ дефектоскопии: - сжатие УЗ ФМ сигнала Баркера в ОФ позволяет обнаружить эхо-сигнал от дефекта на фоне белого шума (рис. 5.а). Сжатие УЗ ЛЧМ сигнала обеспечивает высокую разрешающую способности контроля, т.к. длительность сжатого сигнала составляет 1-2 периода несущей (средней) частоты Т_о (рис. 5.б).

Рис. 4. Основная идея использования сложномодулированных сигналов в УЗ дефектоскопии для увеличения одновременно чувствительности и разрешающей способности

Рис. 5. Преимущество использования сложномодулированных сигналов по сравнению с сигналом ударного возбуждения: а) ФМ сигнала Баркера N_Б=13 (Т_э=Т ₀) в условиях белого шума; б) Сравнение разрешающей способности при использовании ЛЧМ сигнала (а) и импульса ударного возбуждения

Использование УЗ СМ сигналов повышает точность определения временньго положения УЗ эхо-сигнала при измерении положения сигнала по максимуму АКФ, по производной АКФ (на этот способ получено авторское свидетельство). В последние годы УЗ ФМ сигналы получили широкое распространение в нашей стране и за рубежом при многоканальном контроле больших по площадям изделий с целью увеличения производительности контроля за счёт использования одновременно ансамбля n ортогональных ФМ М-сигналов (этот способ защищён авторским свидетельством).

Эти и другие многочисленные методы УЗ контроля, основанные на использовании УЗ ЧМ и ФМ сигналов, защищенные авторскими свидетельствами и патентами при участии автора, на первом этапе развития УЗ помехоустойчивого контроля в 1970-1990-е г.г. позволили в основном решить проблему помехоустойчивого контроля. Однако им присуща проблема: чтобы изменить, например, базу ФМ сигнала для увеличения чувствительности контроля, или применить ФМ сигнал с иным кодом модуляции, необходимо было создавать каждый раз новый генератор и приемник для нового ФМ сигнала. К недостаткам ФМ сигналов можно отнести также сложный характер спектра сигналов и искажение спектра сигналов в частотно-зависимом ЭАТ (в ПЭП), которое невозможно компенсировать.

Таким образом, разработанные в 1990-е г.г. и рассмотренные в обзоре сложномодулированные УЗ ФМ, ЧМ сигналы не могут обеспечить адаптацию параметров сигнала под характеристики многочисленных изделий из ПКМ. Эти недостатки потребовали создания специально для целей УЗ помехоустойчивого контроля новых сложномодулированных высокочувствительных сигналов, обеспечивающих гибкую подстройку параметров сигнала под характеристики любого нового изделия, компенсацию искажений УЗ сигнала в ЭАТ. Одновременно ставится задача создания НЧ широкополосных мозаичных преобразователей, в которых на стадии проектирования возможно задавать необходимые характеристики для неискажающего преобразования широкополосных сигналов.

В третьей главе рассматриваются свойства предложенного и запатентованного автором специально для задач УЗ контроля сложномодулированного Сплит-сигнала, у которого можно оперативно в процессе контроля в широких пределах менять параметры (среднюю частоту и ширину частотного спектра, значение базы сигнала, форму АЧ и ФЧ спектров). Применение запатентованного Сплит-сигнала (Сплит-метода) позволяет подстраивать параметры сигнала под характеристики контролируемого изделия с целью учета возможных искажений сигналов в контролируемой среде и осуществления компенсации этих искажений, как на стадии генерации сигнала, так и на стадии обработки эхо-сигнала.

Временные диаграммы, показанные на рис. 6 поясняют энергетическое преимущество Сплит-сигнала перед известными радиолокационными СМ сигналами в обеспечении чувствительности УЗ НК. Если полагать, что абсолютная чувствительность УЗ контроля определяется энергией зондирующего сигнала Е=U²Т_с, то эта чувствительность пропорциональна заштрихованной площади, занимаемой зондирующим импульсом ударного возбуждения (рис. 6, а), УЗ ФМ сигналом (в), ФМ М-сигналом в режиме непрерывного следования (г). Все остальное время t_a (время контакта датчика с изделием) используется с точки зрения чувствительности контроля непродуктивно.

В "Сплит-способе" информационный сигнал (штриховка на рис. 6, д) излучается на всем промежутке времени t_a, соответственно возрастает энергия (база сигнала).

Рис. 6. Сравнение сигналов по параметру "чувствительность" УЗ контроля: а)- импульс ударного возбуждения; в) - ФМ сигнал Баркера; г) - ФМ М-сигнал в непрерывном режиме следования; д) - Сплит-сигнал. Штриховкой показана "информационная" часть сигнала

Рис. 7. Временные диаграммы сплит-способа УЗ контроля

Чувствительность приближается к теоретическому значению (для данного t_a) и достигается без уменьшения разрешающей способности.

Особенностью Сплит-сигнала является неотъемлемая необходимость одновременно определять алгоритм его формирования и обработки (Сплит-алгоритм или Сплит-способ). В Сплит-способе (рис. 7) излучается последовательность N радиоимпульсов (квазигармоник), с периодом повторения Т_п и длительностью t_гi каждый (a) с несущей частотой f_гi, дискретно с шагом Дf_г меняющейся от импульса к импульсу в пределах от f_min до f_max. Форма огибающей радиоимпульсов U_m(t) выбирается в зависимости от конкретных условий зондирования. На первом этапе процедуры динамической согласованной фильтрации каждая из эхо-квазигармоник (б) с задержкой t_з, пройдя через перестраиваемый, согласованный с ней ОФ, фильтруется (в) и с целью дальнейшего накопления запоминается. На втором этапе реализуется операция оптимального суммирования. В зависимости от критерия, суммирование АКФ квазигармоник в накопителе может производиться с различными амплитудными весами. После суммирования сжатый во времени Сплит-сигнал (г) имеет ширину ?(1-2)Т_о. Структурная схема аппаратуры, реализующей алгоритм Сплит-способа У 3 контроля, приведена на рис. 8. Последовательность квазигармоник (рис. 9) формируется следующим образом: задаются частоты квазигармоник, их длительность и форма огибающей в формирователях "цикл измерений", "цикл гармоник" и "формирование гармоники".

Рис. 8. Структурная схема аппаратуры, реализующей алгоритм сплит-способа УЗ НК

Далее формируется с помощью ЦАП и излучается первая квазигармоника; отраженная УЗ первая квазигармоника отцифровывается, подвергается согласованной фильтрации (с помощью алгоритма быстрого преобразования Фурье вычисляются спектры излучаемой квазигармоники и принятого эхо-сигнала, эти спектры перемножаются, после чего вычисляется обратное быстрое преобразование Фурье произведения спектров.

Рис. 9. Усредненная сквозная АЧХ широкополосного мозаичного ПЭП

Результат вычисления представляет собой ВКФ излученного и принятого сигналов). Полученный результат в виде массива значений заносится в предварительно очищенный буфер. После этого излучается вторая квазигармоника, эхо-сигнал которой обрабатывается аналогично и затем суммируется с сигналом, содержащимся в буфере, результат сохраняется в буфере. Таким образом, последовательно излучаются и обрабатываются все квазигармоники Сплит-сигнала. В результате в буфере формируется сжатый Сплит-сигнал, форма которого соответствует АКФ сигнала (рис. 8, г).

Сплит-сигнал обладает алгоритмической гибкостью, в основу которой положен принцип гармонического синтеза информационного эхо-сигнала. Это свойство позволило решить проблему компенсации искажений эхо-сигнала в ЭАТ за счет коррекции спектра Сплит-сигнала. На рис. 9 приведена типичная усредненная сквозная АЧХ НЧ широкополосного мозаичного ПЭП. На рис. 10 показана упрощенная схема Сплит-сигнала, состоящего из 4 квазигармоник с частотами f₁, f₂, f₃, f₄. 1-я и 4-я квазигармоники при прохождении через ЭАТ не ослабляются; амплитуда 2-ой квазигармоники ослабляется в 2 раза; 3-ей - в 1,5 раза (б). Вид квазигармоник после оптимальной Сплит-фильтрации изображен на рис. 10, в; сжатый Сплит-сигнал (г) искажён - длительность основного лепестка возросла, а амплитуда уменьшилась. Сплит-алгоритм позволяет осуществить амплитудную коррекцию искажений, возникающих в ЭАТ, для чего следует увеличить амплитуду 2-й квазигармоники в 2 раза, 3-ей гармоники - в 1,5 раза.

Рис. 10. Применение сплит-алгоритма для коррекции АЧХ ЭАТ

В результате все эхо-квазигармоники после ОФ будут иметь одинаковую амплитуду, форма сжатого Сплит-сигнала улучшается, приближаясь к теоретической, соответствующей АКФ сигнала (г). Наряду с амплитудной коррекцией с помощью модифицированного Сплит-алгоритма возможна коррекция искажений УЗ за счёт временной компенсации: энергию квазигармоник зондирующего Сплит-сигнала можно увеличить за счёт их многократного переизлучения или увеличения длительности. Коррекция искажений УЗ позволяет повышать точность измерения параметров эхо-сигналов и разрешающую способности УЗ НК. При контроле ПКМ с ярко выраженной частотной зависимостью затухания УЗ сигналов "обедняется" ВЧ часть спектра, что приводит к искажению АКФ сигнала. Применение частотной коррекции позволяет скомпенсировать потери ВЧ составляющих, в результате АКФ сигнала улучшается (д), погрешность измерения эхо-сигнала существенно уменьшается. При наличии двух близко расположенных эхо-импульсов коррекция их формы восстанавливает изначальную форму сигнала, импульсы разрешаются. В сравнении с другими системами, использующими классическую согласованную фильтрацию, процедура согласованной фильтрации Сплит-сигнала выполняется быстрее и проще, чем классическая согласованная фильтрация ЧМ и ФМ сигнала соизмеримой базы. Современные ультразвуковые дефектоскопы строятся на базе микропроцессорных устройств, что предполагает наличие аналого-цифровой преобразователя, в котором непрерывный процесс дискретизируется по времени и по уровню (амплитуде). Шаг временной дискретизации (период дискретизации) выбирают в соответствии с рекомендациями теоремы Котельникова.

Рис. 11. Мгновенный спектр Сплит-сигнала

Сравним количество выборок, потребное для оцифровки, например частотно-модулированного сигнала и сплит-сигнала. Для ЧМ сигнала со средней частотой , в полосе частот и длительностью частота дискретизации выбирается равной , а период дискретизации:

.

Таким образом, для оцифровки этого сигнала необходимо сделать не менее выборок.

Рис. 12. Мгновенные спектры ФМ сигнала (а), ЧМ сигнала (б)

Вместе с тем, В.А. Котельниковым была доказана аналогичная теорема, но только для полосовых сигналов, односторонний спектр которых заключен между частотами и . В соответствии с этой теоремой полосовая функция может быть однозначно восстановлена по ее отсчетам , взятым через интервалы времени

.

Если эти отсчеты представить в виде потока импульсов

,

то исходную функцию, в принципе, можно точно восстановить. Для этого необходимо поток импульсов пропустить через идеальный полосовой фильтр с верхней и нижней границей полосы пропускания соответственно и . Основываясь на выводах из теоремы для полосовых сигналов, процесс оцифровки представляется возможным организовать таким образом, что при одинаковой базе, а значить и соизмеримой помехоустойчивости, сплит-сигнал можно представить существенно меньшим количеством выборок. Анализ полученного в результате "оконного преобразования Габора" мгновенного спектра Сплит-сигнала (Рис. 11.) (в сравнении с мгновенными спектрами других сложномодулированных сигналов - ФМ Баркера 13 - Рис. 12.а. и ЧМ - Рис. 12.б.), говорит о том, спектральная полоса каждой квазигармоники, существенно меньше средней частоты и может быть взята в качестве основы для выбора частоты дискретизации. Так, для сплит-сигнала с характеристиками, совпадающими с характеристиками описанного выше ЧМ сигнала при максимальном значении задержки эхо-сигнала , шаг частоты квазигармоник не более . Следовательно, при общей полосе частот , количество квазигармоник , а длительность каждой квазигармоники . Таким образом, частотная полоса квазигармоники , а частота дискретизации имеет величину порядка . Теоретически, общее количество выборок достоверно представляющих сплит-сигнал не превышает . Это почти на четыре порядка меньше, чем при дискретизации любого другого сложномодулированного сигнала с аналогичными частотно-временными характеристиками. На практике, частоту дискретизации выбирают значительно выше, но, тем не менее, выигрыш в объеме выборки может составлять раз и более.

В литературе многократно описывались методы и устройства УЗ многоканальной дефектоскопии, для повышения производительности в которых применялись ансамбли квазиортогональных СМ сигналов. Вместе с тем, общим недостатком известных технических решений являются ограничения на размер ансамбля и низкую степень взаимной ортогональности. Проведенные теоретические исследования, математическое и натурное моделирование дают основания говорить о том, применение Сплит-сигналов позволяет практически полностью снять эти проблемы. Расчеты показывают, что, например, при использовании Сплит-ансамбля из 100 квазигармоник позволяет получить до 10¹⁵⁰ реализаций ортогональных Сплит-последовательностей, а при соблюдении определенных условий, заключающихся в соответствующем выборе формы, огибающей Сплит-гармоник и закона изменения их несущей частоты, могут быть сформированы последовательности с полным отсутствием взаимной корреляции. Следует отметить, что, в отличие от ансамблей ФМ сигналов, для которых характерен рост взаимной корреляции при увеличении амплитудных или фазовых искажений, амплитудно- и фазочастотные искажения Сплит-сигналов не вызывают роста коэффициента взаимной корреляции.

Таким образом, предложенный и разработанный автором специально для задач УЗ НК Сплит-сигнал (Сплит-алгоритм) обладает всеми достоинствами радиолокационных ФМ и ЧМ сигналов, но обладает лучшей потенциальной чувствительностью, присущей только Сплит-способу алгоритмической гибкостью, которая позволяет формировать Сплит-сигнал в заданном интервале частот и гибко менять этот интервал; позволяет компенсировать возможные искажения спектра сигнала в ЭАТ с целью получения идеальной АКФ, обеспечения высокого значения разрешающей способности контроля и высокой точности измерения временного положения эхо-сигнала (высокой достоверности контроля). Алгоритмическая гибкость Сплит-сигнала позволяет производить адаптацию параметров сигнала, алгоритмов обработки сигналов, под характеристики контролируемого изделия. Благодаря этому Сплит-сигнал становится важнейшим звеном при создании адаптивного многофункционального помехоустойчивого комплекса УЗ контроля сложноструктурных изделий с большим затуханием УЗ.

В четвертой главе приводятся результаты синтеза гибких мозаичных НЧ широкополосных ПЭП, в которых возможно создавать требуемые характеристики (П-образную АЧХ, узкую ДН, равномерное распределение поля практически нулевую ближнюю зону и минимальный уровнем боковых лепестков) для неискажающего преобразования широкополосных УЗ сигналов. Такие гибкие высокочувствительные датчики являются необходимым элементом адаптивного многофункционального аппаратно-программного комплекса помехоустойчивого контроля сложноструктурных изделий с большим затуханием сигналов.

Рис. 13. Широкополосный мозаичный ПЭП

Создание АЧХ требуемой формы осуществляется с помощью разработанных в 1970-е гг. в МЭИ составных мозаичных ПЭП, представляющих набор (матрицу) элементарных пьезоэлементов (ПЭ), которые могут быть объединены электрически или акустически (рис. 12). Для существенного расширения полосы пропускания НЧ датчика, синтеза требуемой формы АЧХ и синтеза акустического поля заданной формы используется разработанный в МЭИ мозаичный ПЭП с набором разновысоких элементарных ПЭ высотой h₁₁,h₁₂,h₁₃,h₁₄,h₁₅ (рис. 13).

В диссертации автором разработана технология изготовления широкополосных монолитных мозаичных НЧ ПЭП с малой апертурой, позволяющая создавать широкополосный датчик со 100 % полосой пропускания (Дf ?f₀) с АЧХ заданной формы для работы в составе фазированных антенных решеток (ФАР). Необходимым элементом для расчёта гибких неискажающих широкополосных мозаичных ПЭП является характеристика пространственного распределения акустического поля широкополосного ПЭП. В УЗ дефектоскопии отсутствуют такие характеристики поля широкополосного ПЭП. Наборы парциальных ДН (каждая ДН характеризует поле датчика на одной частоте) не дают полного представления о поле широкополосного ПЭП. Поэтому в работе автором вводится новая интегральная характеристика поля широкополосного ПЭП - корреляционное распределение поля (КРП), представляющая поле максимумов ВКФ сигнала (рис. 14). Для снятия КРП широкополосного ПЭП в каждой точке поля производится "приём" УЗ широкополосного сигнала, вычисляется его АКФ и строится трёхмерное поле распределения максимумов АКФ, которое даёт интегральную характеристику широкополосного датчика сразу во всём диапазоне частот.

Рис. 14. КРП широкополосного УЗ ПЭП (АР 52) для ФМ сигнала Баркера N=7

Эта характеристика говорит о направленности излучения ПЭП, потому она также названа "корреляционная диаграмма направленности" (КДН) широкополосного ПЭП. КДН (КРП) используется как компактная и наглядная форма представления одновременно частотных и пространственных характеристик широкополосных ПЭП, используется при синтезе широкополосных ПЭП с линейной АЧХ и равномерным полем. Сам факт использования оптимальной обработки УЗ сигналов приводит к тому, что производится их корреляционная пространственная обработка. Таким образом, КРП и КДН являются не только удобным способом представления ПВ характеристик широкополосных ПП, но и единственно возможным способом представления поля широкополосных ПП при использовании оптимальной фильтрации сигналов.

Для создания равномерного поля широкополосного ПП надо обеспечить равные парциальные ДН для каждой частоты ПЭП, что реализовано в СВП и в похожем по профилю мозаичном широкополосном ПЭП. В обоих случаях профиль ПЭП формируется как набор большого числа кольцевых ПЭП с диаметрами D₁ - D₃ (рис. 15, а, б, в), которые формируют одинаковые парциальные ДН и тем самым "равномерную" суммарную ДН (И=И_j). Однако эксперимент и строгий расчёт поля показал, что равномерная суммарная ДН (равномерное поле) СВП получается только при учете формы главного лепестка и уровня бокового излучения каждого парциального кольца. Компенсация боковых лепестков и построение равномерного поля широкополосного ПЭП возможна только при использовании гибкой технологии мозаики. В разделе приведены характеристики синтезированной антенной мозаичной решетки (АР 52) из 52 ПЭ, построенной по принципу СВП с несколькими группами разновысоких ПЭ сечением 77 мм с добротностью Q=10. Присутствуют (рис. 16) 6 групп ПЭ с резонансными частотами 90кГц (1), 100кГц (2), 120кГц (3) и 140 кГц (4), 156кГц (5), 175 кГц (6). Апертура антенны L=70мм. Каждая группа ПЭ электрически независима, благодаря чему с помощью корректирующих резисторов создана линейная АЧХ в области 90-170 кГц. Однако линейная АЧХ АР 52 оказывается нелинейной при её измерении на различных расстояниях от антенны. Соответственно меняется и форма сигнала: на расстоянии 20 мм сигнал как бы раздваивается и его можно интерпретировать как два близко расположенные дефекта; на удалении более 50 мм искажения сигнала уменьшаются (рис. 17).

Рис. 15. Идея синтеза широкополосного ПЭП из набора "вложенных" колец

Искажение АЧХ минимизировано в синтезированной широкополосной 55-элементной антенне АР 55 (топология показана на рис. 18), где использован тот же принцип СВП, но с предварительной оптимизации каждой парциальной ДН. Широкополосная АР 55 представлена как суперпозиция "вложенных" друг в друга парциальных малоэлементных узкополосных АР, которые оптимизированы по ширине главного лепестка ДН, уровню боковых лепестков ДН, "плотности заполнения" антенных решеток. АЧ и временные характеристики АР 55 (рис. 19) показывают, что АЧХ антенны на разных расстояниях от антенны близки к П-образной форме, а искажения сигнала (как в ближней, так и в дальней зоне) минимальны. На рис. 20-21 проводится сравнение корреляционных характеристик базовой АР 52 с оптимизированной АР 55 для сплит-сигнала с октавной полосой частот.

КРП оптимизированной АР 55 в поперечном и продольном сечениях и даже в непосредственной близости от антенны имеет практически идеальный характер, что показывает преимущества оптимизированной АР 55 перед АР 52, построенной по принципу СВП. Улучшение пространственной фильтрации сигналов в широкополосных антеннах обусловлено и оптимизацией топологии антенны, и корреляционным способом представления антенн. Использование предложенных в диссертации интегральных пространственных характеристик широкополосных преобразователей позволяет синтезировать широкополосные мозаичные преобразователи с заданными параметрами.

Рис. 16. Топология базовой" антенны АР 52

Рис. 17. АЧХ и форма сигнала на расстояниях 20 и 50 мм от АР 52

В частности, в данной работе были разработаны широкополосные мозаичные ПЭП с малой апертурой для НК сложноструктурных изделий в составе ФАР.

Рис. 18. Топология широкополосной антенны АР 55

Рис. 19. АЧХ и форма сигнала на расстояниях 20 и 50 мм от АР 55

Гибкая технология мозаики позволила создать УЗ датчики с малой апертурой (её размер не превышает длины волны л в контролируемом изделии) требуемой конфигурации, выполненные из единого исходного пьезокерамического ПЭ, и представляющие механически связанные по основанию разновысокие ПЭ с "частично-связанными акустическими контурами".

помехоустойчивый ультразвуковой адаптивный широкополосный

Рис. 20. Поперечное сечение КРП АР 52 (слева) и АР 55 (справа) на расстоянии 20 мм от ПЭП

Рис. 21. КРП вдоль продольной оси z АР 52 (слева) и АР 55 (справа)

Мозаичные ПЭП после соответствующих стадий механической обработки показаны на рис. 22. Разработанные автором НЧ широкополосные мозаичные ПЭП (их АЧХ показана на рис. 23) из-за ограничений в апертуре имеют асимметрию в топологии мозаики, т.к. при совместной работе пары ПЭП (один излучающий, другой приемный) для уменьшения ЭАН оба ПЭП должны быть ориентированы друг относительно друга по направлению минимального бокового излучения. Методология расчёта КДН датчика позволила рассчитывать такие характеристики широкополосных ЭАП для работы в ФАР. На рис. 24 показана КДН по углу при = 90°, построенная при использовании Сплит-сигнала с полосой от 75 до 130 кГц. Таким образом, разработанная автором гибкая технология изготовления монолитных мозаичных широкополосных ПЭП, предложенная методика анализа поля широкополосных ПЭП с помощью КДН (КРП) позволили синтезировать широкополосные датчики с заданной формой АЧХ, равномерным КРП с минимальным уровнем бокового излучения, минимальной ближней зоной, узкой КДН.

Рис. 23. Пьезокерамические заготовки на разных стадиях обработки

Рис. 24. АЧХ датчика

Рис. 25. КДН датчика - по углу при = 90°

В пятой главе рассматриваются методы выделения эхо-сигнала из структурного шума, т.к. проблема выделения УЗ эхо-сигналов из коррелированной с зондирующим сигналом помехи - структурного шума является одной из главных проблем помехоустойчивого УЗ контроля сложноструктурных изделий. Показано, что УЗ эхо-сигнал от дефекта можно считать обнаруженным, если его максимальное значение превышает пороговый уровень Е_порог. ? 3, где - эффективное значение структурного шума. Т.е. при С/Ш ?1 сигнал трудно отличить от структурного шума. При отношении С/Ш ? 3 сигнал заметен, но его иногда можно "спутать" с выбросами структурного шума - вероятность пропуска сигнала составляет 2 %. Тем самым, для выделения сигнала из структурного шума (для получения С/Ш >1) необходимо обеспечить порядка 10 независимых отсчётов, что не всегда удается осуществить при одноканальных методах.

В разделе вводятся статистические характеристики структурного шума, его АКФ и ВКФ, которые необходимы для построения оптимального алгоритма выделения сигнала из структурного шума. АКФ вычисляют как обратное преобразование Фурье от его энергетического спектра.

Т.к. энергетический спектр структурного шума совпадает с энергетическими спектрами зондирующего сигнала и эхо-сигнала, их АКФ совпадают по форме, различаясь только дисперсией. Степень взаимной корреляции двух реализации структурного шума оценивают с помощью нормированной ВКФ r_xy(t₁,t₂). При r_xy(t₁,t₂)=1 сигналы полностью коррелированы, что соответствует ситуации для УЗ зондирующего сигнала и эхо-сигнал от дефекта. Показано, что на различии характеристик структурного шума и эхо-сигнала от дефекта основаны временные, частотные и пространственные методы выделения сигнала из структурного шума.

Частотная декорреляция основана на различии спектров "полезного" эхо-сигнала и структурного шума, при наличии выраженной зависимости коэффициента передачи ЭАТ от частоты. В этом случае в "каждом независимом отсчёте структурного шума" образуются различия в спектрах структурного шума и эхо-сигнала от дефекта. Частотная декорреляция использовалась автором при УЗ контроле (толщинометрии) больших Кремлёвских колоколов на звоннице Ивана Великого (в том числе колокола Реут, вес 30 тонн, толщина стенки из бронзы старинного литья до 0,4 м) в рамках Государственной экспертизы в 1996г. перед возобновление церковных звонов после 70-летнего перерыва.

Рис. 26. УЗ контроль колокола "Реут" (Звонница Ивана Великого, Московский Кремль)

Тогда же была показана возможность УЗ эхо-импульсного контроля Царь-Колокола (вес колокола 200 тонн, толщина стенки из колокольной бронзы до 0,9 м). В 1998 г. также в рамках Государственной экспертизы был осуществлён УЗ контроль колоколов строящегося Храма Христа Спасителя в г. Москве. Т.к. бронза старинного литья колоколов имеет ярко выраженную частотную зависимость и в ней велико затухание УЗ сигнала, то контроль проводился УЗ ФМ сигналами Баркера-13 (Т_сж=Т_о), и был применен одноканальной метод частотной декорреляции, заключающийся в изменении несущей частоты в разных посылках УЗ зондирующего ФМ сигнала при неизменном положении широкополосного мозаичного датчика (f_о? 600 кГц, Дf/f_о?100 %) в каждой точке контроля. Структурный шум для каждого из парциальных зондирующих сигналов со средними частотами f₁-f_N имеет различный характер по сравнению с эхо-сигналом от дна изделия. Когерентное сложение N реализаций приводит к увеличению отношения сигнал/структурный шум (рис. 26).