Расчет импульсного источника вторичного электропитания

Размещено на http://www.allbest.ru/

Расчет импульсного источника вторичного электропитания

1. Обобщенная структурная схема «бестрансформаторного» ИВЭП

Под «бестрансформаторным» понимается ИВЭП, первичным у которого является переменное напряжение низкой частоты, а выходными (напряжениями нагрузки) являются постоянные напряжения, требующиеся для питания электронной аппаратуры.

Обобщенная структурная схема «бестрансформаторного» ИВЭП приведена на рис. 1.

U_н1

Е_с Е_в Е_п

U_нi

Рис. 1. Обобщенная структурная схема «бестрансформаторного» ИВЭП

Здесь обозначения соответствуют: Е_с - действующее значение переменного напряжения, выражаемого функцией е_с = Е_м sin t, где Е_м - амплитудное значение функции, = 2f; Сет.В-сетевой выпрямитель с выходным напряжением Е_в; Сгл.Ф - низкочастотный сглаживающий фильтр; ИПН - импульсный преобразователь постоянного напряжения, на вход которого подается напряжение Е_п. Выходные постоянные напряжения ИПН: U_н1,… U_нi, поступают в приборы-потребители (электронные приборы - нагрузка для ИВЭП).

Величины выходных напряжений ИВЭП определяются выбранной для электронных приборов элементной базой.

Функции структурных узлов Сет.В и Сгл.Ф общеизвестны и заключаются в выпрямлении переменного напряжения сети Е_с и его последующем сглаживании фильтром, который практически во всех случаях является емкостным. Импульсный преобразователь ИПН предназначен для выполнения двух функций.

Первая из них заключается в гальванической развязке (электрической изоляции) выходных напряжений U_н1,… U_нi от первичного Е_с. Она вводится в ИВЭП для выполнения требований техники безопасности и обеспечения помехоустойчивости функционирования электронной аппаратуры. Очевидно, что функцию гальванической развязки может реализовать только индуктивный трансформатор.

Вторая функция ИПН заключается в необходимости стабилизации напряжений U_н1,… U_нi при изменениях первичного напряжения Е_с, мощности нагрузок и воздействии различного рода эксплуатационных дестабилизирующих факторов. Поэтому в качестве ИПН используются преобразователи с регулированием выходных напряжений при помощи схем управления, использующих широтно-импульсную, частотно-импульсную или другой вид модуляции.

2. Функциональная схема практического «бестрансформаторного» ИВЭП

В качестве ИПН могут быть применены различные типы импульсных преобразователей. В данном случае в качестве ИПН используется однотактный преобразователь с обратным включением выпрямительного диода (ОПНО). Функциональная схема «бестрансформаторного» ИВЭП.

Здесь обозначения функциональных узлов соответствуют: ФВФ - блок высокочастотных и низкочастотных фильтров и сетевой выпрямитель; TV - силовой трансформатор; S - силовой ключ, управляемый схемой управления СУ (сигнал U_у) и осуществляющий коммутацию постоянного напряжения Е_п в цепи первичной обмотки w₁ трансформатора TV; УГР - устройство гальванической развязки, выполняющее функции электрической изоляции аналогового сигнала управления; СС - схема сравнения, осуществляющая сравнение выходного напряжения ОПНО с внутренним опорным напряжением СС и вырабатывающая на этой основе аналоговый сигнал для передачи на УГР.

Напряжение вторичной обмотки w₂ трансформатора TV выпрямляется диодом VD_в и через фильтр С_ф1, L_ф, С_ф2 поступает на выход ИВЭП - U_н (в нагрузку). Параллельно первичной обмотке w₁ включена демпфирующая цепь, осуществляющая мнижение амплитуды импульсов перенапряжения на ключе, возникающих при его размыкании.

На схеме приведена схема ИВЭП с одним выходным напряжением, В практических ИВЭП поддержание неизменными нескольких выходных напряжений осуществляется путем стабилизации напряжения лишь по одному выходу. Стабильность остальных обеспечивается в заданных нормах вследствие наличия единой магнитной связи через магнитопровод силового трансформатора TV. При этом, очевидно, что стабильность напряжения по этим выходам будет несколько ниже, чем по основному.

Преобразователи типа ОПНО обладают определенной спецификой динамических характеристик. В частности имеются определенные трудности в обеспечении устойчивости замкнутой системы автоматического регулирования (САР), которая выполняет функции стабилизации выходного напряжения ИВЭП. Во многих случаях невозможно обеспечить достаточно надежную устойчивость системы при наличии в выходном сглаживающем фильтре L-звена, которым на схеме рис. 2 является дроссель L_ф. Поэтому вход СС подключен к выходу выпрямителя VD_в, а не к выходу U_н (после L_ф). Обеспечение требуемых норм пульсаций выходного напряжения U_н при коммутации мощности нагрузки выполняется достаточно большой емкостью конденсатора С_ф2.

3. Сетевой выпрямитель с фильтрами

Рис. 3. Схема сетевого выпрямителя ИВЭП

Мостовой выпрямитель напряжения сети Е_с выполнен на диодах VD_c1,…VD_c4. На его выходе включен емкостной фильтр, в качестве которого используется конденсатор С_нч, сглаживающий низкочастотные пульсации выпрямленного напряжения. Резистор R_пуск является нелинейным сопротивлением, ограничивающим пусковой ток заряда конденсатора С_нч при первоначальном подключении ИВЭП к сети Е_с. Необходимость введения этого резистора в схему ИВЭП вызвана тем, что емкость конденсатора С_нч велика (составляет десятки-сотни микрофарад), и его заряд, например, в момент времени, когда мгновенное значение синусоиды сетевого напряжения равно Е_м, обусловит появление импульса тока большой амплитуды. Практически, если не принимать специальных мер, амплитуда может значительно превышать установившееся значение тока, потребляемого ИВЭП от сети, достигая величин в десятки, иногда сотни, ампер. Сопротивление нелинейного резистора R_пуск в холодном состоянии (в момент включения ИВЭП) максимально. По мере заряда конденсатора С_нч резистор разогревается, его сопротивление уменьшается и после полного заряда С_нч сопротивление R_пуск практически не влияет на энергетические характеристики ИВЭП.

Кроме низкочастотного фильтра (С_нч) в схеме выпрямителя рис. 3 имеются высокочастотные фильтры. Во входной цепи установлен фильтр, состоящий из двухобмоточного дросселя L_вч и конденсаторов С_вч1 и С_вч3. Дроссель и конденсатор С_вч3 ослабляют синфазные ВЧ помехи, которые существуют между питающими проводниками ИВЭП, а конденсаторы С_вч1, С_вч2 и С_вч4 снижают уровень дифференциальных ВЧ помех, которые возникают и распространяются между корпусом прибора и питающими проводниками. Для ВЧ помех проводник Общ.ВЧ является квазиэквипотенциальным для всех высокочастотных напряжений, возникающих в ИВЭП или приходящих извне от сети Е_с. В общем случае этот проводник рекомендуется соединять, если это возможно, с соответствующим качественным внешним заземлением.

Как известно, нагрузочная характеристика выпрямителя с емкостным фильтром имеет падающий вид, то есть с увеличением тока нагрузки напряжение Е_п уменьшается, а с уменьшением тока нагрузки - увеличивается. Максимальное значение напряжения, которое имеет место при холстом ходе выпрямителя, определяется

(1)

Как видно, при напряжении Е_с = 220 В, получим, что напряжение Е_{п макс} = 311,2 В, то есть больше, чем действующее значение напряжения сети. Очевидно, что падающий характер нагрузочной характеристики является недостатком выпрямителя, так как появляется дополнительная составляющая нестабильности напряжения на входе импульсного преобразователя.

Выпрямители с емкостным фильтром обладают и другим недостатком, который заключается в существенно несинусоидальной и импульсной форме тока, потребляемой им от сети переменного напряжения. Причем, чем больше емкость конденсатора С_нч, то есть выше качество сглаживания напряжения Е_п (меньше величина пульсаций Е_п), тем меньше длительность импульсов потребляемого тока и больше их амплитуда.

Средний ток, протекающий через каждый из диодов выпрямительного моста VD_с1,… VD_с4, находится

(2)

где Р_н - мощность, отдаваемая ИВЭП в нагрузку; - коэффициент полезного действия ИВЭП.

Максимальное обратное напряжение, прикладываемое к диодам сетевого выпрямителя VD_с1,… VD_с4, равно Е_п.

Наличие в ИВЭП пускового тока требует, чтобы в выбранных диодах нормированная величина максимально допустимого импульсного тока I_{пр имп} превышала среднее значение в 5…20 раз. В справочных данных для выпрямительных диодов этот параметр приводится как одноразовый импульс прямого тока.

Емкость конденсатора сглаживающего низкочастотного фильтра определяется

(3)

где Е_п - амплитуда пульсаций напряжения Е_п.

Следует учитывать, что для надежной работы ИВЭП требуется применение коэффициента запаса по средним и импульсным электрическим параметрам k_з 0,7. То есть, если имеется диод с максимально допустимым напряжением U_{обр макс} = 100 В, то его можно применять в схемах, где действует напряжение не более 70 В. Это же относится и максимальным токам.

4. Силовой каскад ОПНО

Схема силового каскада

Здесь функции силового ключа S (см. схему рис. 2) выполняет МДП транзистор VT_s.

Как видно из схемы рис. 4, напряжение вторичной обмотки w₂, выпрямленное диодом VD_в через сглаживающий фильтр С_ф1, L_ф, С_ф2 поступает в нагрузку U_н Одновременно с этим напряжение с конденсатора С_ф1 поступает на вход аналоговой схемы сравнения DA_сс. Функционально она представляет собой операционный усилитель на один из входов которого поступает опорное напряжение, а на другой напряжение с выхода делителя напряжения R_дел1, R_дел2. К выходу DA_сс подключен светодиод первой части оптоэлектронной пары «светодиод-фототранзистор» микросхемы DA_угр устройства гальванической развязки. Работа схемы сравнения с оптоэлектронной парой заключается в том, что при изменении выходного напряжения ИВЭП изменяется яркость свечения светодиода, что приводит к изменению светового потока, передаваемого на последующие функциональные узлы ИВЭП.

При отсутствии выходного напряжения U_н в момент первоначально пуска ИВЭП яркость свечения светодиода равна нулю, а при последующем увеличении U_н яркость свечения увеличивается. Аналогичные изменения яркости свечения происходит и при дальнейших изменениях U_н при воздействии различных дестабилизирующих факторов: изменении напряжения Е_с, тока нагрузки I_н, температуры окружающей среды и др. Стрелками показано направление светового потока светодиода.

Таким образом, при всех изменениях выходного напряжения ИВЭП изменяется уровень сигнала обратной связи (в данном случае светового потока), передаваемый в схему управления силовым транзистором VT_s. В соответствии с этим соответствующим образом изменяются временные параметры импульсов t_и, t_п или Т, чем реализуется свойство стабилизации напряжения U_н.

В схеме силового каскада, кроме рассмотренных элементов, имеется обмотка w_су, которая служит для обеспечения постоянным напряжением (через диод VD_су) микросхемы схемы управления в установившемся режиме работы ИВЭП.

5. Схема управления силовым транзистором

Питание специализированной ИМС DA_су типа КР1033ЕУ15А (вывод 7 ИМС) осуществляется от стабилитрона VD_ст. Существует два режима электропитания ИМС.

Первый режим используется для первоначального пуска ИВЭП. При наличии напряжения Е_п ток через стабилитрон VD_ст задается резистором R_ст1. В установившемся режиме ток в VD_ст через резистор R_ст2 поступает от обмотки w_су трансформатора TV схемы силового каскада (см. схему рис. 4, напряжение Е_су). Сглаживание высокочастотных и низкочастотных пульсаций напряжения питания DA_су осуществляется конденсаторами С_су1 и С_су2, первый из которых является керамическим, а второй - электролитическим. Общим для входных и выходных сигналов, а также для питания DA_су, является вывод 5 DA_су.

Выходом DA_су, является вывод 6 ИМС, импульсное напряжение которого через резистор R_у поступает на затвор транзистора VT_s схемы рис. 4 (сигнал U_у).

6. Расчет «бестрансформаторного» ИВЭП

Исходные данные для расчета

1. Максимальное напряжение сети переменного напряжения (действующее значение) - Е_{с макс}=240 В.

2. Минимальное напряжение сети переменного напряжения (действующее значение) - Е_{с мин}=200 В.

3. Выходное напряжение ИВЭП - U_Н=10 В.

4. Максимальный ток нагрузки ИВЭП - I_{н макс}=2 А.

5. Максимальная выходная мощность - P_макс=20 Вт.

6. Пульсации выходного напряжения на конденсаторе С_нч сглаживающего фильтра сетевого выпрямителя _п=40 В.

7. КПД ИВЭП не менее =0,7.

8. Режим силового каскада - ПТ.

9. Частота преобразования ОПНО - f_пр= 20 кГц.

10. Максимальная температура окружающей среды - Т_окр= +40⁰С.

11. Индуктивность рассеяния обмоток силового трансформатора TV - L_s=2 мкГн.

12. Амплитуда увеличения импульса напряжения сток-исток силового транзистора преобразователя, которое возникает за счет влияния индуктивности рассеяния обмоток силового трансформатора TV - U_си= 35 В.

Порядок расчета

1. Определяем максимальное Е_{п макс} и минимальное Е_{п мин} значение постоянного напряжения питания силового каскада.

где U_д - падение напряжения на диоде сетевого выпрямителя, где принято, что U_д = 1 В.

2. Выбираем тип диода VD_c1,… VD_c4 сетевого выпрямителя.

2.1. Максимальное обратное напряжение на диодах равно максимальному выпрямленному напряжению:

U_{д обр} = Е_{п макс} = 339 В.

2.2. Средний ток, протекающий через каждый из диодов:

2.3. Диоды выбираются таким образом, чтобы для этих расчетных значений напряжений и токов выполнялся коэффициент запаса k_з 0,7. Кроме того, учитывая наличие в сети возможных импульсных низкочастотных и высокочастотных перенапряжений, желательно, чтобы допускаемые напряжения превышали расчетные в 2…3 раза по отношению к расчетным.

В нашем случае подходят диоды типа 2Д240Г, у которых максимально допустимое обратное напряжение U_{обр макс} = 1000 В, а ток: I_{ср макс} = 3 А.

3. Рассчитываем емкость сглаживающего конденсатора сетевого выпрямителя конденсатора С_нч.

Учитывая, что, обычно, емкость электролитических конденсаторов имеет технологический разброс 20%, из номинального ряда емкостей выбираем: С_нч = 47 мкФ.

Максимальное напряжение на этом конденсаторе:

U_{с нч макс} = Е_{п макс} = 339 В.

Из номинального ряда напряжений выбираем конденсатор с максимально допустимым напряжением 450 В.

4. Рассчитываем максимальную скважность _макс управляющих импульсов U_у:

где U_си = U_{си макс} - Е_п, обычно при предварительном расчете принимается, что U_си = 50…150 В; U_{си откр} = 2 В-падение напряжения на открытом транзисторе VT_s.

5. Рассчитываем силовой трансформатор TV.

5.1. Максимальный ток первичной обмотки w₁:

5.2. Действующее значение тока обмотки w₁:

5.3. Коэффициент трансформации силового трансформатора:

5.4. Действующее значение тока вторичной обмотки w₂ и диода VD_в:



5.5. Индуктивность первичной обмотки w₁ трансформатора TV:

5.6. Определяем число витков первичной обмотки w₁. Из данных Приложения 1 предварительно выбираем магнитопровод МП140 2(К24137). Для него средняя длина силовой линии l_ср = 5, 48 см, площадь поперечного сечения сердечника равна S_с = 0,684 см², магнитная проницаемость = 140 [9].

Полученный результат следует округлить до ближайшего целого и желательно четного числа, поэтому w₁ =100 вит.

Приращение рабочей индукции в сердечнике магнитопровода за время действия импульса тока первичной обмотки:

Индукция насыщения материала сердечника МП140 равна В_нас = 0,65 Тл. Она больше, чем рассчитанное приращение В, поэтому можно сделать вывод о том, что типоразмер магнитопровода выбран верно. Тем не менее величина индукции весьма велика (более, чем 0,3 Тл), поэтому при макетировании схемы потребуется экспериментальная проверка теплового режима работы трансформатора TV из-за увеличенных потерь на гистерезис.

5.7. Определяем коэффициент трансформации обмотки w_су питания схемы управления по отношению к обмотке w₁.

где U_су = 14 В-напряжение питания DA_су.

5.8. Определяем число витков обмоток трансформатора TV.

Выбираем w₂ = 12 витков.

Выбираем w_су = 20 витков.

5.9. Определяем диаметр проводов обмоток и потери мощности в обмотках трансформатора.

Для уменьшения индуктивности рассеяния L_s необходимо равномерное распределение обмоток по поверхности тороидального магнитопровода и расположение их друг над другом с минимальным расстоянием. То есть толщина изоляции между обмотками должна быть минимальной. В рассматриваемом случае обмотку w₁ наматывают первой и далее наматывают обмотку w₂.

5.9.1. Диаметр провода с изоляцией определяю исходя из условия расположения обмотки w₁ виток к витку по внутренней окружности сердечника в один слой:



где d - внутренний диаметр выбранного сердечника магнитопровода. Выбираем провод ПЭТВ-2. - 0,47. Его диаметр без изоляции равен d_1пр = 0,47 мм, сечение провода S_1пр = 0,1735 мм², а сопротивление 1 м провода (погонное сопротивление) - r_1пог = 0,0993 Ом/м.

5.9.2. Определяем плотность тока в проводе обмотки w₁:

что вполне удовлетворяет требуемым нормам: j_макс = 4 А/мм².

5.9.3 Длина провода первичной обмотки

то есть l_1пр = 3,66 м.

5.9.4. Потери мощности в проводе обмотки w₁:

такими малыми потерями мощности можно пренебречь.

5.9.5. Диаметр провода без изоляции вторичной обмотки

Выбираем провод ПЭТВ-2 - 1,50. Его поперечное сечение S_2пр = 1,7672 мм², а погонное сопротивление r_2пог = 0,00993 Ом/м.

5.9.6. С учетом наличия на сердечнике обмотки w₁ и межобмоточной изоляции длина провода вторичной обмотки находится

то есть l_2пр = 0,528 м.

5.9.7. Потери мощности в проводе вторичной обмотки

5.9.8. Так как ток, протекающий по обмотке w₂ не превышает 10…20 миллиампер, то есть весьма мал, то для нее из таблицы Приложения 3 выбираем провод ПЭТВ-2 - 0,1 и расчета потерь мощности не делаем.

5.9.9. На этапе расчета потери в трансформаторе считают равными потерями в проводах обмоток, то есть полные потери мощности в трансформаторе равны

Р_TV = 2 (Р_1пр + Р_2пр) = 2(0,127+0,23) = 0,71 Вт.

6. Выбираем тип транзистора VT_s и его энергетические характеристики.

6.1. Действующее значение тока стока транзистора равно току первичной обмотки w₁: I_w1 = 0,39 А. Максимум напряжения сток-исток транзистора будет иметь место непосредственно после его запирания.

где U_Ls - напряжение, вызванное накоплением тока в индуктивности рассеяния обмоток TV. На предварительном этапе расчета принимается: U_Ls = 25 В.

На основании расчетов выбираем транзистор КП762Б, из-за наименьшего сопротивления транзистора в открытом состоянии.

6.2. Статические потери мощности в транзисторе составляют:

где R_{си откр} - сопротивление транзистора VT_s в открытом состоянии; Т_п = 120^оС - максимальная температура перехода транзистора; Т_окр = 50^оС - максимальная температура окружающей среды.

6.3. Поскольку рассчитываемый преобразователь предназначен для работы в режиме ПТ, то коммутационными потерями мощности, вызванными наличием импульса тока I_{с макс и}, можно пренебречь.

Практически для выбранной элементной базы можно принять, что: t_сп = 100…200 нс.

Ориентировочно потери мощности при выключении транзистора VT_s определяются:

6.4. Суммарная мощность, рассеиваемая транзистором VT_s:

Р_тр = Р_{тр ст} + Р_{тр выкл} = 0,315 + 0,539 = 0,854 Вт.

7. Выбираем выпрямительный диод VD_в.

7.1. Действующее значение тока диода равно току вторичной обмотки: I_w2. Обратное напряжение на диоде:

7.2. Поскольку через диод протекает значительный ток, то он выбирается с бoльшим запасом. Это позволит уменьшить размеры теплоотвода. Руководствуясь этим, выбираем диодную сборку КД636БС, которая представляет собой два диода Шоттки с общим катодом. Она имеет: обратное напряжение U_{д обр} = 120 В и максимальный прямой ток - I_{д макс} = 12 А. Время восстановления обратного сопротивления - t_восст = 80 нс. Падение напряжения на этой диодной сборке равно: U_{д пр} = 0,9 В.

7.3. Статические потери мощности на диоде VD_в:

Р_{д стат} = U_{д пр}I_w2 = 0,96,61 = 5,949 Вт.

Поскольку преобразователь работает в режиме ПТ, то коммутационными потерями мощности, вызванными наличием импульса тока I_{в обр} в режиме НТ, можно пренебречь. Этому же способствует тот факт, что в качестве VD_в используется сборка из диодов Шоттки. Поэтому полные потери мощности диода равны Р_{д ст}.

8. Определяем параметры элементов схемы управления рис. 11.

8.1. Рассчитываем сопротивление резистора запуска ИВЭП - R_ст1.

Через этот резистор протекает ток заряда конденсатора С_су1, С_су2, С_су3 и ток запуска ИМС DA_су, равный 0,5 мА. Напряжение запуска ИМС составляет 16 В. Предположим, что требуемый суммарный ток запуска I_зап равен удвоенному току запуска 1,0 мА, тогда схема будет надежно запускаться, если сопротивление резистора R_ст1 равно



Ближайшим из стандартного ряда является резистор сопротивлением 150 кОм. Следовательно, R_ст1 = 150 кОм. Мощность, рассеиваемая этим резистором, составляет

8.2. Определяем параметры элементов цепи защиты силового транзистора VT_s от перегрузки по току.

Сопротивление открытого транзистора VT_s типа КП728С1, используемое при расчете потерь мощности, приведено для наихудшего случая. При определении параметров элементов цепи защиты по току целесообразнее руководствоваться типовым значением сопротивления, которое, как правило, лежит в пределах 0,5…0,8 от максимального. Напряжение на выводе 3 ИМС - U_{3 ИМС}, равное падению напряжения на сопротивлении резистора R_т3, при котором начинается ограничение длительности импульса U_у, составляет 1 В. Исходя из того, что амплитуда импульса тока, протекающего через резистор R_т3, должна находиться в пределах 0,5…1,0 мА, выбираем его сопротивление равным 1,2 кОм. Считая прямое падение напряжения на диоде VD_т, равным 0,6 В, найдем сопротивление резистора R_т2:

Из номинального ряда сопротивлений выбираем: R_т2 = 1,2 кОм.

Меньшее значение сопротивления R_т1 рассчитаем исходя из того, что протекающий через него ток I_{т1 макс} не должен превышать 10 мА при номинальном напряжении питания схемы управления и при минимальном падении напряжения на силовом транзисторе VT_s и диоде VD_т. Максимальное сопротивление резистора R_т1 выбирается таким, чтобы при напряжении на выводе 7 ИМС, близком к напряжению её выключения U_выкл = 10 В и при максимальном напряжении на открытом транзисторе VT_s, диод VD_т был открыт. Следовательно:

Подстановка численных значений дает и после вычислений получим

Из полученного диапазона и известного номинального ряда сопротивлений выбираем резистор R_т1 = 4,7 кОм.

8.3. Рассчитываем сопротивление резистора R_у в цепи управляющих импульсов U_у (в цепи затвора транзистора VT_s).

Если принять, что время переключения силового транзистора равно t_сп, то выходной ток ИМС DA_су, требующийся для переключения VT_s, находится:

где Q_з - полный заряд емкости затвор-исток транзистора VT_s. Для современных транзисторов величина Q_з приводится, обычно, в справочных данных. Для нашего случая принимаем Q_з = 60 нКл.

Тогда сопротивление резистора R_у определится



Выбираем R_у = 22 Ом.

8.4. Определяем параметры цепи, определяющей частоту преобразования силового каскада f_пр.

Согласно технической документации на ИМС типа КР1033EУ15А, если сопротивление R_f = 20 кОм, то для выбранной частоты f_пр = 20 кГц требуется иметь следующую емкость конденсатора С_f:

Из номинального ряда емкостей конденсаторов выбираем С_f = 4700 пФ.

8.5. Мощность, рассеиваемая ИМС DA_су.

Потери мощности на управление транзистором VT_s находятся:

Собственные потери мощности ИМС:

где I_ИМС - максимальный ток, потребляемый ИМС во включенном состоянии: I_ИМС = 20 мА.

Суммарные потери мощности:

Эта величина меньше, чем нормативно допускаемая: Р _{ИМС макс} = 1 Вт.

8.6. Определяем параметры цепи обратной связи схемы сравнения по напряжению.

Внутреннее опорное напряжение ИМС схемы сравнения - DA_сс, равно U_{оп сс} = 2,5 В. Оно формируется при помощи делителя напряжения R_дел1, R_дел2. Если выбрать ток через делитель I_дел = 10 мА, то сопротивление R_дел2 находится следующим образом

В соответствии с имеющимся рядом номинальных величин сопротивлений выбираем: R_дел2 = 240 Ом.

Для точной настройки уровня выходного напряжения U_н резистор R_дел2 должен быть переменным или подборным. Средняя величина этого сопротивления определяется:

Следовательно, если этот резистор будет переменным, то с достаточным запасом можно принять: R_дел1 = 1 кОм.

9. Определяем параметры элементов демпфирующей цепи силового каскада схемы.

9.1. В соответствии с законом сохранения энергии магнитного поля можно определить, что Е_Ls = Е_Сд, где Е_Ls - энергия, накопленная в индуктивности рассеяния обмоток силового трансформатора TV на этапе открытого состояния транзистора VT_s, Е_Сд - энергия которую должен «поглотить» демпфирующий конденсатор С_д после выключения VT_s при заданной амплитуде увеличения импульса напряжения сток-исток: U_си = (U_{си макс и} - U_{си макс}) = 35 В. Так как

где U_сд = U_си, то емкость демпфирующего конденсатора определяется

Выбираем емкость С_д = 22 нФ.

9.2. Сопротивление демпфирующего резистора R_д будем искать исходя из того, что напряжение на конденсаторе С_д уменьшается на величину U_Сд за период Т = 1/f_пр, чтобы к следующему моменту выключения транзистора конденсатор смог «поглотить» следующий импульс тока, накопленный в индуктивности рассеяния. Закон изменения напряжения на С_д имеет вид:

Откуда величина максимального сопротивления демпфирующей цепи определится выражением

Для обеспечения заведомо полного разряда демпфирующего конденсатора С_д во всех режимах работы преобразователя величину сопротивления резистора R_д выбираем в два раза меньше расчетной, то есть R_д = 15 кОм.

9.3. Напряжение на резисторе R_д демпфирующей цепи:

Мощность, рассеиваемая резистором R_д:

В соответствии с требуемым коэффициентом запаса k_з выбираем резистор R_д мощностью 1 Вт.

9.4. Через включенный диод VD_д демпфирующей цепи протекает импульсный ток I_{с макс}. Обратное напряжение равно максимальному напряжению сток-исток U_{си макс и}. Диод должен обладать повышенным быстродействием. Так как относительная длительность импульса тока, протекающие через него, мала, то можно выбрать диод с допускаемым средним током не более 1 А и с максимальным обратным напряжением 800 В. Этим условиям удовлетворяет диод КД247Д.

10. Находим КПД источника электропитания:

11. Определение емкости сглаживающих конденсаторов может быть сделано из следующих соображений. Приближенно пульсации напряжения на выходе силового каскада преобразователя определяются как:

Выходной фильтр силового каскада состоит из двух электролитических конденсаторов С_ф1 и С_ф2, между которыми включен дроссель L_ф. Тогда для заданной нормы U_{н макс} пульсаций выходного напряжения ИВЭП емкости конденсаторов С_ф1 и С_ф2 находятся:

где U_{н макс} = 0,05 В.

Исходя из соображений соответствующего запаса по емкости выбираем конденсаторы С_ф1 = С_ф2 = 4700 мкФ.

бестрансформаторный импульсный электропитание выпрямитель

Размещено на Allbest.ru

...