Дроссель для сглаживающего фильтра

Размещено на http://www.allbest.ru/

МАГНИТОГОРСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ

УНИВЕРСИТЕТ ИМ. Г.И. НОСОВА

КАФЕДРА ПРОМЫШЛЕННОЙ КИБЕРНЕТИКИ И СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ

Содержание

• 1. Теоретическое введение
• 1.1 Общие сведения
• 1.2 Индуктивный фильтр
• 1.3 Г-образный сглаживающий фильтр
• 1.4 П-образный LC-фильтр.
• 1.5 Резонансные фильтры
• 2. Расчётная часть
• Список используемой литературы
• 1. Теоретическое введение
• 1.1 Общие сведения
• выпрямитель сглаживающий фильтр
• Выпрямители, предназначенные для питания различных электронных устройств, должны давать постоянное выпрямленное напряжение. Однако при выпрямлении переменного тока по любой из рассмотренных схем на выходе выпрямителя получается пульсирующее напряжение. Это объясняется наложением на постоянную составляющую напряжения U_d гармоник переменных составляющих.
• Кривая выпрямленного напряжения любой схемы выпрямления состоит их двух составляющих; постоянной U_d, равной его среднему значению, и переменной U_d~, определяемой суммой высших гармонических. Действующее значение напряжения высших гармоник зависит от числа фаз выпрямителя, схемы соединения вентилей и угла управления. Таблица 1 дает представление о содержании напряжения высших гармоник по отношению к среднему значению выпрямленного напряжения для различных схем.
• Числовые отношения U_d~/U_d0 при полном открытии вентилей выпрямителя (б = 0) указывают на уменьшение действующего значения напряжения U_d~ c увеличением частоты гармонической. Увеличение угла управления выпрямителя также приводит к росту отношения U_d~/U_d0. Из табл.1 видно, что преобладающее влияние для всех схем выпрямления имеет гармоническая первой кратности по отношению к частоте сети.
• Таблица 1. Гармонический состав выпрямленного напряжения при различном числе фаз и угле управления выпрямителя

Схемы выпрямления	Частота высших гармоник fn = nmfc, Гц	Относительное содержание высших гармонических при различных углах управления а выпрямителя
		0°	30°	60°	90°
Однофазная двухполупериодная и мостовая, m = 2	2*50=100 4*50=200 6*50=300	0,472 0,094 0,041	0,625 0,203 0,142	0,851 0,334 0,234	0,968 0,392 0,266
Трехфазная нулевая, m = 3 Трехфазная мостовая и шестифазная нулевая, m = 6	3*50=150 6*50=300 9*50=450 6*50=300 12*50=600 18*50=900	0,176 0,041 0,017 0,041 0,011 0,004	0,31 0,14 0,08 0,14 0,06 0,04	0,47 0,21 0,14 0,21 0,11 0,07	0,53 0,25 0,16 0,25 0,12 0,08

• Примечания: 1. Здесь приведены действующие значения гармонических U_d~ для k = 1, 2, 3 по отношению к среднему значению выпрямленного напряжения U_d0 управляемого выпрямителя. 2. Для неуправляемых выпрямителей относительные значения гармонических U_d~ получаются при б = 0°.
• Частота составляющих гармоник напряжения u_d связана с частотой питающей сети f_c соотношением
• f_n = nf₁ = nmf_c ,(1)
• где n -- порядковый номер гармоники; m -- число фаз выпрямления преобразователя, равное числу пульсаций в выпрямленном напряжении за один период напряжения питающей сети (m = 2 для однофазных двухполупериодных схем, m = 3 для трехфазной схемы с нулевым выводом и m = 6 для трехфазной мостовой и шестифазной нулевой схем);
• f₁ = mf_c
• -- частота первой гармоники пульсации. Например, при частоте питающей сети f_c = 50 Гц частота первой гармоники пульсации (n = 1) для указанных выше схем будет 100, 150 и 300 Гц.
• Кривая тока первичной обмотки трансформатора i₁, т.е. потребляемого из питающей сети тока, зависит также от схемы выпрямителя и характера нагрузки. Входной ток синусоидальной формы возможен только в однофазных двухполупериодных схемах при чисто активной нагрузке. Во всех других схемах выпрямления ток i₁ отличается от синусоиды.
• Порядок n_i высших гармоник первичного тока отличается от порядка гармонических в кривой выпрямленного напряжения на ±1, т.е.
• n_i = km ± 1,(2)
• где k -- коэффициент кратности порядкового номера рассматриваемой гармонической к числу фаз выпрямления m, представляет собой целый ряд чисел
• k = 1, 2, 3. Например, в трехфазной схеме с нулевым выводом (m = 3) в кривой первичного тока имеются высшие гармоники порядков 2, 4, 5, 7-го и т.д., в трехфазной мостовой схеме (m = 6) -- гармоники порядков 5, 7, 11, 13-го и выше. Амплитуда гармонических тока i₁ определяется соотношением
• i_(n) / i₁ = 1/n. (3)
• Из (3) следует, что гармоники более высоких порядков в кривой тока i_d, как и в кривой напряжения u_d, имеют меньшую амплитуду и легче отфильтровываются вследствие более высокой частоты. Поэтому определяющей величиной практически является гармоническая первой кратности (при k = 1), называемая часто основной гармоникой.
• В кривой первичного тока управляемого выпрямителя гармонические составляющие зависят от угла управления б и характера нагрузки. Если нагрузка активная или активно-индуктивная, но не обеспечивается ражим работы с непрерывным током i_d, то с ростом угла б происходит увеличение амплитуд высших гармоник потребляемого тока.
• Высшие гармоники в переменном токе первичной сети; питающей выпрямитель, искажают форму кривой напряжения u_с (особенно, когда мощность преобразователя соизмерима с мощностью источника переменного тока) и вызывают дополнительный нагрев синхронных генераторов, питающих сеть, промежуточных трансформаторов и линий электропередачи, оказывают вредное влияние на линии связи, проходящие вблизи ВЛ, а также на работу других потребителей.
• Для исключения влияния высших гармоник тока i₁ на питающую сеть применяют так называемые сетевые фильтры, которые представляют собой электрическую цепь из последовательно соединенных конденсатора С_с,ф и индуктивной катушки L_с,ф, настроенной в резонанс на частоту соответствующей гармоники тока и подключенной параллельно шинам питающей сети вблизи выпрямительной установки. На частоте гармонической тока i_1(k) такая цепь обладает малым сопротивлением и оказывает для гармонической составляющей шунтирующее действие, не пропуская ее в питающую сеть (см. рис. 2).
• Наличие пульсаций выпрямленного напряжения ухудшает работу потребителей, питаемых от выпрямителей. Например, при питании двигателей постоянного тока пульсирующим напряжением ухудшаются условия коммутации тока и увеличиваются потери в двигателе. При питании радиоаппаратуры пульсации напряжения u_d резко ухудшают работу устройств, создавая на выходе усилителей фон, т.е. дополнительные колебания выходного напряжения низкой частоты. Вследствие этого пульсации напряжения на нагрузке должны быть снижены до значений, при которых не сказывалось бы их отрицательное влияние на работу установок.
• Для уменьшения пульсации выпрямленного напряжения на выходе выпрямителя устанавливается специальное устройство, называемое сглаживающим фильтром. Схема включения фильтра Ф_сг приведена на рис. 2.
• Сглаживающие фильтры можно разделить на пассивные и активные (электронные). Пассивные фильтры выполняются на основе реактивных элементов -- дросселей и конденсаторов, которые оказывают соответственно большое и малое сопротивление переменному току и наоборот -- постоянному. Активные (электронные) фильтры содержат электронные элементы -- транзисторы или электронные лампы. Эффективность сглаживающего фильтра оценивают по его способности уменьшать пульсацию напряжения на нагрузке.
• Допустимые значения коэффициентов пульсаций напряжений для различных потребителей различны и зависят от их назначения. Так, например, для усилителей низкой частоты q = 0,05 ч 0,5 %; для автогенераторов q = 0,01 ч 0,25 %; для коллекторных и эмиттерных цепей транзисторов q = 0,01 %; для радиоприемников q = 0,01 ч 0,10 % .
• Значение пульсации напряжения на выходе выпрямителя оценивается коэффициентом пульсаций q, который равен отношению амплитуды основной (первой) гармоники пульсаций U_~1m к постоянной составляющей выпрямленного напряжения U_d, т.е.
• q = U_~1m /U_d.
• Пульсация напряжения на нагрузке характеризуется коэффициентом q₁, который равен отношению амплитуды основной гармоники пульсаций U_d~ на нагрузке к среднему значению напряжения U_dH на нагрузке, т.е.
• q₁ = U_d~ /U_dH.
• Пульсация напряжения на нагрузке задается условиями работы потребителя, а пульсация напряжения на входе выпрямителя известна после выбора схемы выпрямления и определения ее параметров. Отношение значений q и q₁ определяет степень сглаживания выпрямленного напряжения и называется коэффициентом сглаживания фильтра s:
• s = q/q₁ = (U_~1m /U_d~)/(U_d /U_dH)
• Наряду с ослаблением переменной составляющей выпрямленного напряжения сглаживающий фильтр уменьшает и постоянную составляющую
• U_dн = U_d -- ДU_ф.
• Очевидно, чем меньше степень уменьшения постоянной составляющей (U_d/U_dн ) при неизменном ослаблении переменной (U_d~/U_~1m), тем качественнее будет фильтр.
• Для фильтров выпрямителей малой мощности отношение постоянных составляющих напряжений обычно равно U_d /U_dH = 1,05 ч 1,1, а для выпрямителей большой мощности - U_d /U_dH = 1,005 ч 1,01.
• В практических расчетах можно считать U_d ? U_dH и коэффициент сглаживания, показывающий в этом случае степень ослабления переменной составляющей выпрямленного напряжения фильтром, принимать равным
• s = q/q₁ ? U_~1m/U_d~.

• Рис. 1. Основные схемы сглаживающих фильтров.
• На практике применяют следующие основные типы фильтров (рис. 1):
• a) индуктивные (рис. 1, а);
• b) емкостные (рис. 1, б);
• c) однозвенные Г-образные LC-фильтры (рис. 1, в) и RС-фильтры (рис. 1, г);
• d) однозвенные П-образные LC-фильтры (рис. 1, д) и RС-фильтры (рис. 1, е);
• e) двухзвенные Г-образные LC-фильтры (рис. 1, ж) и RС-фильтры (рис. 1, з);
• f) двухзвенные П-образные RС-фильтры (рис. 1, и).
• Сглаживающий фильтр не должен вносить искажения и нарушать работу потребителя выпрямленного тока.
• 1.2 Индуктивный фильтр
• Индуктивный фильтр применяют преимущественно в цепях питания накала мощных ламп для стабилизации тока накала, а также в выпрямителях с электронными или ионными вентилями в много фазных схемах с малым сопротивлением нагрузки.
• Дроссель низкой частоты L включают в цепь выпрямленного тока последовательно с резистором нагрузки (рис. 2).
• Рис. 2. Схема включения фильтра:
• а -- структурная схема выпрямителя с индуктивным фильтром; б -- кривые напряжений и токов L -фильтра.
• Основными недостатками индуктивного фильтра являются возможность возникновения перенапряжения в схеме, непостоянство его сглаживающего действия при изменении тока нагрузки, a также относительная дороговизна. Для защиты от перенапряжений в мощных выпрямительных устройствах параллельно дросселю включают разрядники, которые срабатывают при превышении заданного напряжения.
• 1.3 Г-образный сглаживающий фильтр
• Г-образный LC-фильтр (рис. 3) является более совершенным сглаживающим устройством, чем индуктивный фильтр.
• Для переменного тока конденсатор С имеет незначительное сопротивление, намного меньшее, чем сопротивление нагрузки:
• X_G= 1/ m_*щ_*C « R_н
• Для уменьшения пульсаций необходимо также выполнить условие
• X_L= (m_*щ_*L) » (1/ m_*щ_*С) и X_L » R_н
• Величина коэффициента сглаживания Г-образного LC-фильтра
• s_{Г, LC} = m²_*щ²_*LC - 1
• Эта формула позволяет найти необходимую величину произведения LC
• LC = q + 1/ m²_*щ²
• Если индуктивность L дросселя фильтра выразить в генри, а емкость С в микрофарадах, то при частоте выпрямленного тока f = 50 Гц получим
• LC = (s + 1)/m²_*щ² = 10⁶_*( s + 1) / m²_*(314)² ? 10_*(s + 1)/m²
• Где
• щ = 2р_*50 = 6,28_*50 = 314.
• В целях удешевления, а также уменьшения размеров и массы Г-образного фильтра при небольших токах нагрузки (I₀ < 10 мА) Дроссель можно заменить активным сопротивлением. При этом получим сглаживающий RС-фильтр. Коэффициент сглаживания Г-образного RС-фильтра определяется выражением
• s_{Г , RС} = R_Ф*m_*щ_*С
• При заданном значении коэффициента пульсаций q_{Г , rc} величину емкости в мкФ можно найти по формуле
• C = s_{Г , RС} 10⁶ / m*щ* R_Ф
• Резистор фильтра R_ф следует брать небольшим, чтобы выполнялось условие
• ДU₀ = I₀ R_ф ? (0,15 ч 0,25) U₀
• Рис. 3. Эквивалентная схема Г-образного LC-фильтра
• 1.4 П-образный LC-фильтр
• П-образный LC-фильтр (см. рис 1, д) имеет входную С₁ и выходную С₂ емкости, между которыми находится индуктивность L. Его можно представить в виде двухзвенного фильтра, состоящего из емкостного фильтра с емкостью С₁ и Г-образного с индуктивностью L и емкостью С₂.
• Коэффициент сглаживания П-образного фильтра
• s_{П, LC} = s_C1*s_{Г, LC} = (р_*(m-(1/m))/ C_1* R_н)_*((m²_*щ²_*LC₂-1)_*10⁶)
• Практически целесообразно принять конденсаторы с одинаковой емкостью:
• С₁ = С₂.
• Пользуясь приведенным расчетным соотношением и полученным значением s_{Г, lc} , определяем индуктивность фильтра L₁
• L = (s_{Г, LC} + 1)/m²*щ²*C₂
• П-образный фильтр по сравнению с Г-образным обладает более высоким коэффициентом сглаживания. Такой фильтр применяют в однофазных и двухфазных схемах выпрямления с электронными и полупроводниковыми вентилями.
• Если П-образный фильтр не обеспечивает получения заданной величины коэффициента s, то используют многозвенные сглаживающие фильтры LC или RC типов. Их можно рассматривать как последовательное соединение нескольких звеньев. Наиболее широкое распространение получили двухзвенные фильтры.
• 1.5 Резонансные фильтры
• В некоторых случаях, например в ионных выпрямительных устройствах, применяют фильтры более сложной формы (рис. 4). Резонансные контуры, состоящие из индуктивности L_K и емкости С_к, настраиваются в резонанс с наиболее выраженными гармониками выпрямленного тока. Сложный фильтр с параллельным резонансным контуром приведен на рис. 4, а. Такой контур для резонансной частоты тщ_рез представляет очень большое сопротивление чисто активного характера (фильтр-пробку):
• Z_к = L_к/C_кr_к = R_к
• где r_к -- омическое сопротивление контура.
• Рис. 4. Резонансные фильтры
• а - с параллельным колебательным контуром; б - с последовательным
• Фильтр с параллельным контуром рассматривают так же, как обычный
• П-образный фильтр, только вместо индуктивного сопротивления дросселя X_L следует подставить R_K. При этом коэффициент сглаживания Г-образной части фильтра
• s_Г =v (R_{к *} m _* щ _* C₂)² +1 ? R_{к *} m _* щ _* C₂
• Общий коэффициент сглаживания фильтра
• s = s_{C1 *} s_Г
• Рассматриваемый фильтр является фильтр-пробкой только для резонансной частоты, для всех остальных составляющих выпрямленного тока он «прозрачен», т. е. все составляющие выпрямленного тока с частотой, отличной от резонансной, свободно проходят через него.
• Сложный фильтр с последовательным резонансным контуром L'_кC'_к показан на рис. 4, б. Эквивалентное сопротивление контура на резонансной частоте определяется по формуле
• Z_к=v r²_к+(m*щ*Lґ_к - (1/m*щ*Cґ_к)² = r_к « | X_с2|
• Последовательный резонансный контур обеспечивает значительно большее сглаживание пульсаций, чем обычный простой фильтр.
• Резонансные фильтры имеют ограниченное применение, так как они очень сложны и коэффициент сглаживания в сильной степени зависит от частоты.
• 2. Расчётная часть
• Задание (26):
• Для двухполупериодного выпрямителя с выходным напряжением 12 В на нагрузке 10 Ом спроектировать выпрямитель и индуктивный фильтр с допустимым коэффициентом пульсации 5%.
• Входное напряжение имеет частоту 50 Гц.
• Рассчитать дроссель.
• Рис. 5. Мостовая схема двухполупериодного выпрямителя.
• В плечи моста схемы (рис. 5) включены вентили; к одной диагонали моста подведено переменное напряжение, а с другой диагонали снимается выпрямленное напряжение.
• В течение одной половины периода ток потечет через вентиль, резистор R_н и вентиль по диагонали; в течение второй половины периода -- через вентиль на другой диагонали, резистор R_н и вентиль с другой стороны по диагонали. Таким образом, ток через нагрузку протекает в одном направлении в течение всего периода.
• Максимальное значение тока, протекающего через вентили по диагоналям,
• I_в.м = (р/2)_*I₀ = 1,57_*I₀
• а действующее значение тока, протекающего через вентили,
• I_в = I₂/v2 = 1,11/1,41_*I₀ = 0,78I₀
• Диаграмма напряжений и токов двухфазной мостовой схемы идентична приведенной на рис. 2,б.
• Поскольку ток проходит через два вентиля последовательно, в схеме целесообразно использовать вентили с малым внутренним сопротивлением -- полупроводниковые вентили. Для сглаживания пульсаций выпрямленного тока ставим фильтр.
• Действующее значение напряжения на вентиле
• u = U_м*sin щ_*t
• Следует учитывать, что за счет протекания обратного тока в остальные полупериоды полупроводниковые вентили получают дополнительный разогрев.
• Электрический коэффициент полезного действия выпрямителя
• з = P₀/P₁ = I_0*U_M/P₀+P_a+P_тр
• здесь Р₀ -- полезная мощность выпрямленного тока;
• Р₁ -- потребляемая выпрямителем мощность, которая определяется выражением
• P₁ = P₀+P_a+P_тр
• Выпрямитель имеет ограниченное применение. Он используется главным образом в маломощных усилителях и в измерительных схемах при условии применения фильтра для сглаживания пульсаций. Основными недостатками этой схемы - являются следующие: высокий уровень пульсаций тока, значительное изменение выходного напряжения при большом внутреннем сопротивлении вентиля, большое обратное напряжение, малый КПД выпрямителя из-за больших потерь на внутреннее сопротивление вентиля.
• Список используемой литературы
• 1. 621.38 (ОНТБ) Электронные устройства автоматики. М. «Машиностроение», 1978. 334с.: ил.
• 2. 621.3 П721(МГТУ) Преображенский В.И. Полупроводниковые выпрямители.- 2-е изд. перераб. и доп.- М.: Энергоатомиздат, 1986.- 135 с.: ил.
• Размещено на Allbest.ru
...