Автоматизація електромеханічних систем

Размещено на http://allbest.ru

Автоматизація електромеханічних систем

РЕФЕРАТ

асинхронний двигун електропривод

У даному курсовому проекті зроблено розрахунок параметрів асинхронного двигуна, досліджено динамічні характеристики методом математичного моделювання, досліджено динамічні характеристики при нульовій заданій швидкості, досліджено динамічні та енергетичні характеристики при варіаціях активного опору роторного опору, розроблено функціональну схему асинхронного електроприводу.

Розрахунок і реалізація даної курсової роботи забезпечувалися за допомогою використання наступних програм: Mathcad 15, MATLAB R2012a, Microsoft Office Word 2010, Microsoft Office Visio 2010.

АСИНХРОННИЙ ДВИГУН, ПУСК, ГАЛЬМУВАННЯ, СТАТИЧНИЙ МОМЕНТ, ПЕРЕХІДНИЙ ПРОЦЕС, ВЕКТОРНЕ КЕРУВАННЯ, ПЕРЕХІДНИЙ ПРОЦЕС, ДИНАМІЧНІ ХАРАКТЕРИСТИКИ, IGBT МОДУЛЬ, РОБОТА НА НУЛЬОВІЙ ШВИДКОСТІ, МАТЕМАТИЧНЕ МОДЕЛЮВАННЯ.

ВСТУП

асинхронний двигун електропривод

В наш час керований електропривод змінного струму являється самим надійним і економічно доцільним способом перетворення електричної енергії в механічну. Розвиток мікроелектроніки, силової перетворювальної техніки, мікроконтролерів і застосування теорії векторного керування надають потужний імпульс для більш широкого впровадження регульованого електроприводу в багатьох галузях промисловості. Найчисленнішою групою являється частотно-керований електропривод з асинхронним двигуном з короткозамкненим ротором в якості базової машини. Проте при необхідності забезпечення високоточного позиціювання та жорстких вимог до перехідних процесів доцільно застосовувати більш складні - векторні методи керування. Хоча ці системи більш дорогі, проте вони дають змогу працювати в будь якій точці площини механічних характеристик, де двигун не входить в обмеження по напрузі та максимальному струму, що обмежується класом ізоляції.

РОЗДІЛ 1. СПОСОБИ КЕРУВАННЯ ШВИДКІСТЮ АСИНХРОННОГО ДВИГУНА

Для зміни моменту двигуна і відповідно для керування швидкістю існують наступні способи:

1) Зміна напруги статораU₁;

2) Зміна частоти напруги статора f1, в тому числі одночасно зі зміною напруги статора U₁;

3) Змінаактивного електричного опорукола ротора R'₂ (тільки для двигунів із фазним ротором);

4) Зміна числа пар полюсів p (тільки для спеціальних полюсоперемикаємих двигунів);

5) Використання енергії ковзання за допомогою спеціальних каскадних схем (тільки для двигунів із фазним ротором);

6) Подвійне живлення двигуна (тільки для двигунів із фазним ротором);

7) Зміна електричного опору кола статора R₁ (тільки для двигунів із короткозамкненим ротором).

8) Векторне керування.

1) Керування швидкістю за рахунок зміни напруги статора.

Для реалізації способу керування двигун живиться від силового регулятора напруги(РН), який виготовляється на основі транзисторів чи тиристорів, рис.1.1.

Рис.1.1Механічні характеристики керування швидкістю за рахунок зміни напруги статора, рис. 1.2.



Размещено на http://allbest.ru

Рис 1.2

Cпосіб якнайкраще підходить для струминних механізмів (вентиляторів, насосів тощо), момент опору яких залежить від квадрата швидкості. Розширення діапазону керування до 5-10 та підвищення жорсткості характеристик здійснюється за рахунок замкненої системи керування зі зворотним зв'язком за швидкістю.

2) Керування швидкістю за рахунок зміни частоти та амплітуди напруги живлення.В цьому випадку обмотка статора двигуна живиться від силового перетворювача частоти, який реалізується на транзисторах чи тиристорах, рис.1.3. Якщо керування швидкістю здійснюється тільки зміною частоти f₁, то її згідно до (1) можна тільки збільшувати відносно номінальної f_1н для запобігання насичення магнітного кола двигуна.

(1)

Рис.1.3



Размещено на http://allbest.ru

Рис.1.4

Сімейство штучних механічних характеристик представлено на рис.1.4.-рис 1.6 при різних законах керування

Размещено на http://allbest.ru

Рис.1.5

При законі .

При законі .



Размещено на http://allbest.ru

Рис. 1.6

При законі

3) Керування швидкості за рахунок увімкнення додаткового електричного резистора в коло ротора.

Для керування швидкості використовуються двигуни з фазним ротором, в коло ротора яких підключається трифазний реостат. Електричний опір реостата R_д за умовами комутації змінюється ступінчато шляхом закорочування секцій силовими контактами, рис.1.7.

Размещено на http://allbest.ru

Рис.1.7

Синхронна швидкість _с та критичний момент М_к не залежать від R'₂, тому всі штучні механічні характеристики проходять через одну точку ідеального холостого ходу. Критичне ковзання S_k збільшується із збільшенням R'₂, що призводить до зменшення жорсткості штучних характеристик, рис.1.8.

Рис.1.8

На основі відношення критичних ковзань на штучній та природній характеристиках знаходиться критичне ковзання на штучній характеристиці

(2)

чи величина додаткового опору, яка забезпечує потрібне критичне ковзання

. (3)

Формула (3) справедлива також для відношення ковзань при будь-якому статичному моменту.

Перевагою способу є простота його реалізації та підвищення пускового моменту двигуна, який приймає максимальне значення при критичному ковзанні s_к =1. Недоліки полягають у керуванні швидкістю спупінчато, зменшенні жорсткості механічних характеристик, що призводить до різкого збільшення втрат у колі ротора пропорційно ковзанню та до чутливості зміни навантаження.

4) Керування швидкості за рахунок зміни числа пар полюсів.

Для зміни швидкості застосовуються спеціальні асинхронні двигуни з короткозамкненим ротором, які дозволяють змінювати число пар полюсів pшляхом перемикання обмотки статора. Чим менше число пар полюсів, тим вища синхронна швидкість_с. Так як число пар полюсів може бути тільки цілим: 1, 2, 3 і т.д., то швидкість змінюється ступінчато. Максимальна частота обертання, на яку випускаються двигуни широкого призначення, становить 3000 об/хв, а мінімальна - 500 об/хв. Найбільш поширені двошвидкістні двигуни, які мають одну обмотку статора розділену на дві частини. Виводи кожної частини позначені, як початок та кінець, наприклад, А_1п та А_1к. Серед багатьох схем з'єднання обмоток найчастіше використовуються схеми “зірка”, “трикутник” та “подвійна зірка”, рис.1.9, а,б,в.

а) б) в)

Рис.1.9.

Схема “подвійна зірка” забезпечує вдвічі менше пар полюсів, тому перемикання з неї здійснюється на схеми “ зірка” чи “трикутник”.



а) б)

Рис.1.10.

5) Каскадні схеми керування швидкістю двигуна.

В роторі двигуна виділяються втрати, які можна використати для керування швидкістю. Втрати пропорційні ковзанню і в потужних двигунах, для яких застосовується цей спосіб, досягаютьзначних величин. Керування швидкістю здійснюється введенням у коло ротора додаткової ЕРС, тому для реалізації способу керування застосовуються двигуни з фазним ротором. В залежності від використання енергії ковзання розрізняються електричні та електромеханічні каскадні електроприводи. В електричних каскадах енергія ковзання повертається в мережу, а в електромеханічних на вал асинхронного двигуна. За типом пристроїв перетворення енергії ковзання каскади розділяються на електромашинні, вентильно-машинні та вентильні. Електромашинні каскади в теперішній час не використовуються. Функціональна схема вентильно-машинного електромеханічного каскаду представлена на рис.1.10. Каскад складається з основного асинхронного двигуна М₁, обмотку статора якого увімкнено у мережу. В колі ротора знаходиться трифазний діодний міст ДМ, послідовно увімкнений з обмоткою якоря двигуна постійного струму з незалежним збудженням М₂. Керування швидкістю здійснюється зміною ЕРС двигуна постійного струму шляхом зміни його струму збудження І_з. Обидва двигуни зв'язані механічним валом, тому електромагнітний момент каскаду дорівнює сумі їх моментів

, (4)

деE_d0 - ЕРС діодного мосту при ковзанні s=1;

I_d - випрямлений струм у колі ротора;

Х_д - приведений до ротора індуктивний опір фази двигуна.

Размещено на http://allbest.ru

Рис.1.11.

Рівняння Кірхгофа для кола ротора має вигляд

, (5)

де - ЕРС двигуна М₂; (6)

R - активний опір кола ротора;

2?U - падіння напруги на вентилях ДМ.

Після підстановки у (2.108) значення струму з (2.109) з урахуванням ЕРС (2.110) знаходиться остаточне рівняння моменту каскаду

 , (7)

деs₀ - ковзання каскаду при І_d=0.

Згідно до (7) момент каскаду збільшується із збільшенням магнітного потоку Ф, а швидкість зменшується, рис.1.11. В області невеликих навантажень може виникнути режим переривистих струмів, що зумовлює підйом механічних характеристик. При відсутності струму збудження І_з механічна характеристика каскаду наближається до природної характеристики асинхронного двигуна, проте зі збільшеним електричним опором кола ротора на величину опору якоря ДПС та внутрішнього опору діодного мосту. Двигун постійного струму повертає на вал механічну потужність Р_мех, яка дорівнює майже всій потужності ковзання ?Р₂=P₁s (2.100) за винятком втрат в роторі, діодному мості та двигуні постійного струму. Асинхронний же двигун створює на валі потужність

, (8)

яка з урахуванням поверненої потужності залишається незмінною, якщо знехтувати втратами. Таким чином, сумарна потужність підтримується незмінною незалежно від ковзання, тому вентильно-машинний електромеханічний каскад називається каскадом із постійною потужністю.

Рис.1.12.

Перевагою цього каскаду є висока економічність при ККД 0,82-0,85 й коефіцієнті потужності 0,75-0,8, висока плавність керування та жорсткість характеристик, яка поступається тільки частотному керуванню. Недолік полягає у великій установленій потужності двигуна постійного струму, яка залежить від діапазону керування швидкістю.

. (9)

Так при ковзанні s=0,5потужність ДПС дорівнює потужності АД, тобто ДПС може самостійно здійснити привод механізму, тому практичний діапазон керування швидкістю не перевершує 2.

6) Керування швидкістю подвійним живленням двигуна.

Достатньо ефективні закони керування швидкістю можна отримати у двигуні подвійного живлення (ДПЖ), який також відноситься до каскадних систем електропривода. На відміну від розглянутих схем, ДПЖ дозволяє змінювати напрямок потоку енергії у колі ротора, тобто не тільки перетворювати енергію ковзання від ротора, а й направляти в ротор додаткову електричну енергію. Це забезпечує двозонне керування швидкістю, тобто як нижче так і вище номінальної. Для реалізації способу в коло ротора двигуна підключається перетворювач частоти, рис.1.12.

Размещено на http://allbest.ru

Рис.1.13.

Проте основний недолік каскадних схем залишається, а саме, збільшення потужності перетворювача пропорційно діапазону керування швидкістю. При широкому діапазоні керування, коли потужності перетворювача й двигуна зрівнюються, раціональніше застосовувати розглянуте частотне керування швидкістю, яке забезпечує кращу якість керування з використанням більш простішого двигуна з короткозамкненим ротором.

В усталеному режимі роботи швидкість двигуна визначається синхронними швидкостями магнітних полів статора та ротора

, (10)

де “-” - відповідає обертанню полів в одному напрямку;

“+” - відповідає обертанню полів у протилежних напрямках.

Зміна напрямку обертання полів здійснюється зміною чергування фаз напруги живлення ротора. Згідно (10) можливі два способи керування швидкістю при незмінних напрузі U₁ та частоті f₁ статора:

1) Незалежне завдання частоти ротора f₂;

2) Незалежне завдання безпосередньо швидкості ?.

1) В першому випадку величина швидкості двигуна визначається частотою ротора f₂ і залишається незмінною

,

як і ковзання на конкретній характеристиці s=s₀=const, тобто швидкість двигуна не залежить від навантаження, тому механічні характеристики абсолютно жорсткі. Такий режим роботи МПЖ називається синхронним режимом. Момент двигуна при цьому складається з асинхронного та синхронного моментів при нехтуванні електричним опором ротора R₁

, (11)

деL₁ - індуктивність обмотки статора;

L₁₂ - взаємоіндуктивність обмоток статора та ротора;

? - кут зсуву між осями полів статора та ротора.

Таким чином при незмінній напрузі ротора U₂ результуючий момент двигуна залежить від синхронного ковзання s₀

. (12)

Найбільше значеннямоменту двигуна М_max відповідає кутам . Асинхронний момент, найбільший синхронний момент та максимальний момент двигуна показані пунктирними лініями на штучних механічних характеристиках, рис.1.13. Так як асинхронний момент змінює знак при зміні знаку s₀, то перевантажувальна здатність двигуна в першій зоні керування (підсинхронні швидкості) суттєво відрізняється від другої зони (надсинхронні швидкості).

Размещено на http://allbest.ru

Рис.1.14.

Напрямки потоків механічної енергії на валі Р₂, енергії ковзання в роторі Р_1s та енергії статора Р₁ представлено на рис.1.13 для роботи в рушійному режимі й режимі рекуперативного гальмування зі швидкостями в першій та другій зонах. Для їх забезпечення перетворювач частоти повинен мати двосторонню провідність та безконтактну зміну чергування фаз. При раціональному для МПЖ діапазоні керування швидкістю 2-3 частоту ротора необхідно змінювати в межах (0,2-0,3)f_1н=10-15 Гц. Указані вимоги найкраще задовольняє перетворювач частоти з безпосереднім зв'язком. На розширення діапазону керування швидкості накладає обмеження також умова стійкої роботи МПЖ у межах критичних ковзань -s_k<s₀<s_k , коли асинхронна складова моменту демпфірує коливання, які обумовлені синхронною складовою моменту. При ковзаннях більше критичних асинхронний момент навпаки розкачує ротор, що призводить до нестійкої роботи двигуна.

2) У другому випадку частота ротора залежить від швидкості двигуна, яка може змінюватися під дією навантаження. Цьому відповідає асинхронний режим роботи МПЖ. Для реалізації закону керування встановлюється датчик швидкості двигуна, наприклад, тахогенератор, за допомогою якого визначається частота ковзання. Для керування швидкості одночасно змінюється амплітуда та фаза напруги ротора за допомогою замкненої системи керування ЕП. Механічні характеристики в межах допустимого моменту представляють собою прямі із заданим статизмом.

Недоліком каскаду з ДПЖ є також необхідність перед початком керування здійснювати пуск двигуна до найменшої швидкості. Цей недолік не має суттєвого значення для механізмів, які рідко запускаються.

7) Керування швидкістю увімкненням додаткового резистора в коло статора.

Цей спосіб керування застосовується дуже рідко для двигунів із короткозамкненим ротором при відсутності інших засобів зменшити швидкість. Спосіб дуже неекономічний, тому використовується для короткочасної зміни швидкості. На рис.1.14 показано симетричне увімкнення додаткових резисторів у всі фази статора. Зміна опору здійснюється закорочуванням секцій реостата контакторами. Інколи для зменшення кількості елементів резистор вмикається тільки в одну чи дві фази статора.

Рис.1.15.

Збільшення електричного опору кола статора R_1?=R₁+R_д1 призводить до зменшення критичного ковзання , критичного та пускового моментів та при незмінній синхронній швидкості, рис.1.15.

Рис.1.16.

8) Векторне керування.

Вважається, що термін “векторне керування” походить від визначення, яке було вперше введене Ф. Блашке в праці, щодо принципу керування асинхронним двигуном, який дозволяє забезпечити керування моментом двигуна, та вектором потокозчеплення ротора. При цьому передбачається, що модуль потокозчеплення може регулюватися незалежно від змін моменту та механічних координат електричної машини. Необхідною умовою досягнення цих вимог є використання для керування повного вектора керуючих дій електричної машини. Параметричні та скалярні методи, наприклад, частотне керування у разі асинхронного двигуна, задовольнити цим вимогам не можуть. Сучасне трактування поняття “векторне керування” є більш загальним і розповсюджується на всі типи електричних машин, якщо виконуються наступні умови:

1. Досягається асимптотичне регулювання моменту (кутової швидкості, кутового положення).

2. Динамічні процеси керування моментом (кутовою швидкістю, кутовим положенням) є асимптотично лінійними з вільно сформованною динамікою.

3. Модуль потокозчеплення (потоку) регулюється незалежно від змін механічних координат, не впливаючи при цьому на динамічні процеси керування моментом (кутовою швидкістю та положенням).

Висновок:

Векторні методи керування є більш складними в порівнянні з скалярними та параметричними, але враховуючи, що вартість пристроїв керування на основі сучасних мікропроцесорів та цифрових сигнальних процесорів (DSP - digital signal processor) незначна в порівнянні з вартістю силового обладнання, вони є основними в системах керування машинами змінного струму. Також векторні методи керування електричними машинами є найбільш досконалими, оскільки вони дозволяють:

а) Забезпечити бажані показники якості відпрацювання механічних координат згідно вимог технологічного використання, а також вимог енергозбереження.

б) Регулювати рівень магнітного потоку електричної машини при роботі в діапазоні швидкостей до номінальної з метою мінімізації втрат потужності в електричній машині в процесі електромеханічного перетворення електричної енергії.

в) Регулювати рівень магнітного потоку електричної машини при роботі в діапазоні швидкостей вище номінальної з метою обмеження необхідної напруги силового перетворювача.

Отже, в даному курсовому проекті буде розроблена та досліджена система стандартного векторного керування.

РОЗДІЛ 2. РОЗРАХУНОК ПАРАМЕТРІВ АСИНХРОННОГО ДВИГУНА ЗА ДАНИМИ КАТАЛОГУ

Для заданого АД розрахуємо параметри номінального режиму та параметри схеми заміщення. Вихідні дані для розрахунку параметрів асинхронного двигуна наведені в табл.1.

Таблиця 1. Паспортні дані двигуна 4A180М6У3

Номінальна потужність
Номінальна лінійна напруга статора
Число пар полюсів
Момент інерції
Коефіцієнт корисної дії
Коефіцієнт потужності
Перевантажувальна здатність
Номінальне ковзання
Критичне ковзання
Номінальна частота напруги статора
Параметри Г-подібної схеми заміщення (відносні одиниці)
Індуктивний опір розсіювання статора
Активний опір статора
Приведений індуктивний опір розсіювання ротора
Приведений активний опір ротора
Індуктивний опір намагнічуючого контуру

2.1 Розрахунок номінальних даних двигуна

Розрахуємо параметри номінального режиму двигуна.

Кутова частота напруги статора

Швидкість ідеального холостого ходу двигуна

Номінальна швидкість двигуна

Номінальний момент двигуна

Критичний момент двигуна (по перевантажувальній здатності з каталогу)

Номінальні діючі значення фазної напруги та струму статора



Амплітудні значення фазної напруги і струму статора

Амплітудне значення потокозчеплення статора в режимі холостого ходу при R₁=0

2.2 Розрахунок параметрів Т-подібної схеми заміщення

Математична модель АД отримана для Т-подібної схеми заміщення, що показана на рис. 2.1, в той час як приведені в [1] параметри відповідають Г-подібній схемі заміщення, рис. 2.2. Для перерахунку параметрів з Г-подібної схеми в Т-подібну використовується методика, яка наведена в [2].

Рисунок 2.1 - Т-подібна схема заміщення асинхронного двигуна



Рисунок 2.2 - Г-подібна схема заміщення асинхронного двигуна

Коефіцієнт перерахунку між Т-подібною та Г-подібною схемами заміщення [2]

Розрахунок параметрів Т-подібної схеми заміщення подано, як це наведено у [1].

Параметри Т-подібної схеми заміщення у відносних одиницях

Параметри Т-подібної схеми заміщення в абсолютних одиницях запишуться



Індуктивності розсіювання статора і ротора

Індуктивність намагнічуючого контуру

Індуктивності статора і ротора

На основі проведених розрахунків обчислюються значення параметрів б₁, б, в, г, у, за наведеними в попередньому розділі формулами.

Результати розрахунків параметрів двигуна 4A180М6У3 зведені
до Таблиці 2.

Таблиця 2. Результати розрахунків параметрів двигуна 4A180М6У3.

	18.5		0.323
	104.72		0.145
	102.206		0.057
	181.006		0.057
	362.012		0.055
	2.0	, Ом/Гн	5.6
, А	51.921	, Ом/Гн	2.523
	0.988	, Ом/Гн	245.97
	0.88	, Ом/Гн	116.724
	0.87	, Гн	0.003914
	0.22

РОЗДІЛ 3. ДОСЛІДЖЕННЯ ДИНАМІЧНОЇ ХАРАКТЕРИСТИКИ МЕТОДОМ МАТЕМАТИЧНОГО МОДЕЛЮВАННЯ

3.1 Виконання стандартного тесту

Динамічні характеристики, отримані методом математичного моделювання, при виконанні стандартного тесту зображені на рисунку 3.1.

Рисунок 3.1 а) Динамічні характеристики при виконанні стандартного тесту



Рисунок 3.1 б) Динамічні характеристики при виконанні стандартного тесту

Рисунок 3.1 в) Динамічні характеристики при виконанні стандартного тесту

Використаний алгоритм керування дозволяє відпрацьовувати задану швидкість без статичної похибки. Спостерігалася незначна динамічна похибка при розгоні (2 Рад/с) та накидані моменту (3 Рад/с) навантаження.

3.2 Дослідження динамічних характеристик при нульовій заданій швидкості

Динамічні характеристики, отримані математичним моделюванням, дослідження динамічних характеристик при нульовій заданій швидкості (щ*(t)=0) зображені на рисунку 3.2.

З представленого рисунка 3.2 бачимо, що двигун витримує номінальне навантаження на нульовій швидкості. Також, в даному випадку маємо ідеальне поле орієнтування, так як поле орієнтування по осі q майже дорівнює нулю (ш_q?0).

Рисунок 3.2 а) Динамічні характеристики при щ*(t)=0



Рисунок 3.2 б) Динамічні характеристики при щ*(t)=0



Рисунок 3.2 в) Динамічні характеристики при щ*(t)=0

3.3 Дослідження динамічних та енергетичних при варіаціях активного опору роторного опору

Динамічні та енергетичні характеристики, отримані математичним моделюванням, дослідження при варіаціях активного опору роторного опору, від 0,5*R_2н до 2* R_2н з кроком 0,25, зображено на рисунках 3.3 - 3.9 відповідно. Для виконання даного тесту двигун необхідно розігнати на швидкість 20% від номінальної (щ*_уст=0,2* щ_н=18,2 рад/с) і прикласти номінальний момент навантаження (М_с=М_н=40,25 Н*м).

Рисунок 3.3 - Динамічні та енергетичні характеристики при

Рисунок 3.4 - Динамічні та енергетичні характеристики при



Рисунок 3.5 - Динамічні та енергетичні характеристики при

Рисунок 3.6 - Динамічні та енергетичні характеристики при



Рисунок 3.7 - Динамічні та енергетичні характеристики при

Рисунок 3.8 - Динамічні та енергетичні характеристики при



Рисунок 3.9 - Динамічні та енергетичні характеристики при

Графік зміни активної енергії при варіації активного опору роторного опору зображено на рисунку 3.10.

Рисунок 3.10 - Зміна активної енергії при варіації активного опору роторного опору

З представлених графіків (рисунки 3.3 - 3.10) видно, що при зменшенні активного опору роторного кола збільшується активна потужність. Похибки відпрацювання кутової швидкості та потокозчеплення в момент накидання моменту навантаження мають коливальний характер, та величина цих похибок збільшується. Збільшуючи активний опір роторного кола бачимо, що активна потужність також збільшується проте не так стримко. Потокозчеплення при накиданні моменту навантаження перевищує задане значення, що негативно впливає на роботу двигуна. Проте похибка відпрацювання кутової швидкості зменшується. Також всі перехідні процеси мають аперіодичний характер.

РОЗДІЛ 4. ПРАКТИЧНА РЕАЛІЗАЦІЯ СИСТЕМ ВЕКТОРНОГО КЕРУВАННЯ

Розробимо функціональну схему асинхронного електроприводу, визначимо елементи з яких вона буде складатися.

Типова функціональна схема сучасного електроприводу змінного струму, побудованого на основі перетворювача частоти з ланкою постійного струму показана на першому аркуші А1. Як видно з рисунку, основу асинхронного електроприводу складає перетворювач частоти, який поєднує в собі перетворювальний та керуючий пристрій з класичного визначення електроприводу. З цієї причини, досить часто перетворювачі частоти називають електроприводами, хоча в загальному випадку це некоректно.

Стандартно перетворювач розділяють на дві основні складові: силова частина, до якої входять вхідний фільтр, некерований випрямляч, зарядне коло, ємність фільтру випрямляча, клампер, датчик напруги ланки постійного струму, інвертор, датчики вихідного струму, схеми драйверів та гальванічної розв'язки сигналів керування ключами інвертора і клампера, блок живлення; керуючий контроллер, до якого входять власне цифровий контроллер, який, як правило, базується на цифровому сигнальному процесорі, та схеми узгодження сигналів.

Розглянемо більш детально призначення основних модулів та елементів показаних на рисунку.

Фільтр - як правило складається з двох основних складових: варисторів для запобігання перенапругам в ланці постійного струму внаслідок сплесків напруги мережі живлення, та фільтру радіоперешкод, який запобігає розповсюдженню в мережу живлення високочастотних перешкод, які виникають при комутації ключів інвертора.

Випрямляч - перетворює змінну напругу мережі живлення в постійну напругу ланки постійного струму Udc .

Ємність С - фільтр, призначений для згладжування випрямленої напруги на виході випрямляча.

Зарядне коло (резистор Rз та реле К1) - забезпечують плавний заряд ємності фільтру випрямляча С при подачі живлення на перетворювач. Після закінчення заряду контакт реле К1.1 замикається.

Клампер - призначений для стабілізації напруги в ланці постійного струму при генераторних режимах роботи двигуна, які супроводжуються рекуперацією енергії в ланку постійного струму.

Датчик напруги - призначений для передачі в керуючий контроллер інформації про напругу ланки постійного струму Udc , де вона використовується для забезпечення захисних функцій, контролю заряду ємності фільтру випрямляча, а також для генерування імпульсів керування ключами інвертора по законам широтно-імпульсної модуляції (ШІМ).

Інвертор - перетворює постійну напругу ланки постійного струму у задану трифазну напругу на виході перетворювача, результуючий вектор якої (усереднений на періоді ШІМ) має заданий модуль, частоту та кутове положення.

Датчики струму ДС1, ДС2 - призначені для передачі в керуючий

контроллер інформації про фазні струми двигуна, де вона використовується для організації захисних функцій інвертора та двигуна, а також для організації зворотних зв'язків в системах векторного керування.

Датчик швидкості - призначений для вимірювання контролером кутової швидкості (положення) з метою організації зворотних зв'язків та захисних функцій.

Драйвери - перетворюють параметри імпульсів керування силовими ключами, які надходять від контроллера, з метою забезпечення надійного відкриття та запирання IGBT ключів. Фактично драйвери можна розглядати як підсилювачі сигналів. Досить часто драйвери додатково забезпечують захист від струмів короткого замикання інвертора.

Опторозв'язка - забезпечує гальванічну розв'язка дискретних сигналів керування з метою підвищення завадозахищеності керуючого контроллера, а також для запобігання виходу його з ладу при аварійних режимах в силовій частині. Виконується за допомогою оптопар, або оптоволоконних ліній зв'язку у перетворювачах великої потужності.

Керуючий контроллер - виконує всі функції автоматизації перетворювача, отримання завдання на регульовані координати, розраховує алгоритм керування двигуном, генерує імпульси керування ключами, реалізує захисні функції, здійснює комунікації з системами верхнього рівня.

Схеми узгодження рівнів сигналів та фільтрації - необхідна для приведення рівнів сигналів, які отримуються від датчиків струму та напруги до рівнів допустимої вхідної напруги аналого-цифрового перетворювача керуючого контроллера. Фільтрація може застосовуватися для підвищення завадостійкості системи керування.

Інтерфейс датчика швидкості - дозволяє підключати до контроллера фото імпульсні датчики з різними типами апаратних інтерфейсів. Як правило містить гальванічну розв'язку.

Блок живлення - пристрій який забезпечує живлення власних потреб перетворювача: живлення контроллера, драйверів, зовнішні +10 В та +24 В, живлення датчиків та ін. В сучасних перетворювачах вхідна напруга для блоку живлення власних потреб береться від ланки постійного струму, що забезпечує безпечну зупинку системи при зникненні напруги мережі живлення.

Зовнішні термінали - служать для підключення до перетворювача дискретних входів/виходів (наприклад сигналів керування перетворювачем «Пуск», «Стоп», «Реверс», інших), аналогових входів/виходів (наприклад завдання швидкості, зворотного зв'язку за технологічним параметром та інших).

Панель оператора - призначена для налаштування параметрів системи, подачі команд перетворювача та завдання на регульовану величину в ручному режимі, спостереження за контрольними величинами та діагностики.

Додаткові входи виходи - призначені для керування додатковими системами, наприклад для включення вентиляторів системи охолодження, контролю спрацювання зарядного реле та ін.

Для розрахунку основних елементів перетворювача необхідно мати значення наступних параметрів: напруга та кількість фаз мережі живлення, потужність двигуна, ККД двигуна, номінальний струм двигуна.

Для розрахунку параметрів елементів та вибору цих елементів використаємо параметри обраного двигуна у Розділі 2, Таблиці 2.2.

Приймемо, що система живиться від 3х фазної мережі з напругою

U_мерж=380В.

Максимальне значення струму в фазі двигуна визначається перевантажувальною здатністю електроприводу Kп, яка, в загальному випадку залежить від конкретного типу механізму і дорівнює орієнтовно
Kп =(1.1-1.3) для турбомеханізмів, Kп =(1.2-2) - для екструдерів, конвеєрів, підйомно-транспортних механізмів, Kп =(2-3) - для високо-динамічних застосувань, таких як роботи, приводи подачі та інші.

Прийнявши перевантажувальну здатність Kп=1.5, розрахуємо максимальний струм на виході перетворювача.

I_max=K_п*I_na=1,5*51,921=77,8815 А

При живленні перетворювача від трифазної мережі живлення напруга в ланці постійного струму при ідеальній фільтрації буде приблизно рівною:

U_dc=*U_мерж?540 В

Максимальна напруга в ланці постійного струму сучасних перетворювачів визначається допустимою напругою встановлених електролітичних конденсаторів фільтру, і складає приблизно 750 В для перетворювачів з трифазним живленням U_мерж=380 В, і 375 В для перетворювачів з однофазним живленням U_мерж=220 В.

При виборі IGBT для автономних інверторів напруги їх максимально-допустима напруга колектор-емітер має бути мінімум в 1.5 разів вищою, ніж максимальна напруга в ланці постійного струму, тобто:

U_к.е > 1,5*U_dc=1,5*750=1125 В

IGBT транзистори, які випускаються сучасною промисловістю, мають стандартний ряд максимальних напруг колектор-емітер: 250, 600, 1200, 1700, 3300, 4500, 6500 В

Вибір IGBT може бути здійснений на сайтах виробників [2], [3], [4], [5] з критерієм

І_с > I_max, U_{ce max} > U_к.е

де І_с та U_{ce max} - відповідно тривалий струм колектора та напруга колектор- емітер, які вказані в паспортних даних IGBT. Обов'язковою є умова наявності антипаралельного діода, який в більшості випадків є вбудованим в один корпус із транзистором і не потребує окремого розрахунку.

Для побудови силової частини перетворювача зручно використовувати так звані IGBT-модулі, які в одному корпусі містять 6 або 7 транзисторів з антипаралельними діодами та вбудований випрямляч. Такі продукти присутні у асортименті наступних виробників: [2], [3], [4], та інших.

Вибираємо по каталогу [4] IGBT модуль типу F3L80R12W1H3_B11 з параметрами U_к.е=1200 В, І_с =80 А.

Ємність випрямляча визначається за формулою



Де- коефіцієнт пульсацій випрямленої напруги, який для перетворювачів частоти вибирають в діапазоні (0.02-0.05), m - число фаз випрямляча, f - частота напруги мережі живлення, R₀ - еквівалентний опір навантаження ланки постійного струму.

Для визначення R₀ розрахуємо значення струму ланки постійного струму з врахуванням перевантаження.

A

де =(0.95-0.97) - коефіцієнт корисної дії інвертора напруги.

Тоді еквівалентний опір навантаження розраховується як:

Ом

Розрахункове значення емності фільтра для К_р=0.04 буде дорівнювати:

мкФ

Вибираємо по каталогу [6] конденсатори типу B43415D9308A000ємністю С=3000 мкФ та максимальною напругою 400 В. Потрібна ємність та робоча напруга фільтру досягається паралельним включенням двох ланок з послідовно включеними двома конденсаторами. При цьому сумарна ємність буде С₁₂=2*С_с/2=2*3000/2=3000 мкФ.

Розрахуємо опір зарядного опору:

 Ом

Зі стандартного ряду резисторів вибираємо R_з=3,5 Ом

Опір клампера:

Ом

Зі стандартного ряду резисторів вибираємо R_к=16 Ом

Вибір датчиків струму здійснюють за максимальний струмом, який необхідно вимірювати, тобто щоб вимірюваний діапазон датчика був більшим від максимально допустимого струму в системі. Для вимірювання струмів на виході перетворювача для вибору використовують значення максимального струму І_max. Вибір датчика струму може бути здійснений на сайті [1]. Оскільки ми будуємо систему векторного керування, то потрібно два датчика струму після інвертора, то по розрахованому значенню І_max вибираємо датчик типу HC2F80-S CLIPS, номінальний струм якого складає 80А, діапазон вимірювання 80 А.

ВИСНОВКИ

У даному курсовому проекті зроблено розрахунок параметрів асинхронного двигуна, отримано динамічні характеристики методом математичного моделювання, для режимів номінального навантаження. Використаний алгоритм керування дозволяє відпрацьовувати задану швидкість без статичної похибки. Спостерігалася незначна динамічна похибка при розгоні та накидані моменту навантаження. Також був зроблений тест при роботі на нульовій заданій швидкості, даний алгоритм векторного керування дозволив відпрацьовувати заданий момент навантаження при номінальному струмі. Зняті динамічні та енергетичні характеристики при варіаціях активного роторного опору, з яких видно, що при зменшенні активного опору роторного кола збільшується активна потужність. Похибки відпрацювання кутової швидкості та потокозчеплення в момент накидання моменту навантаження мають коливальний характер, та величина цих похибок збільшується. Збільшуючи активний опір роторного кола бачимо, що активна потужність також збільшується проте не так стрімко. Потокозчеплення при накиданні моменту навантаження перевищує задане значення, що негативно впливає на роботу двигуна. Проте похибка відпрацювання кутової швидкості зменшується. Також всі перехідні процеси мають аперіодичний характер. Розроблено функціональну схему асинхронного електроприводу, з використанням сучасних елементів та датчиків. Реалізація алгоритмів векторного керування зараз дуже актуальна, дозволяє підвищити точність регулювання, та розширити діапазон регулювання. В багатьох розвинених країнах цей метод керування є домінуючим. Найбільш вагомий внесок у розробку теорії та алгоритмів векторного керування АД внесли F. Blaschke, P. Vas, D.W. Novatny, Т.A. Lipo, K. Rajashekara, K. Matsuse, Z. Krzeminski; в Россії - Д.Б. Ізосимов, В.І. Уткін; в Україні - С.М. Пересада.

Размещено на Allbest.ru

...