Размещено на http://www.allbest.ru/

БЕЛОРУССКИЙ НАЦИОНАЛЬНЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ

Факультет информационных технологий и робототехники

Кафедра «Электропривод и автоматизация электрических установок и технологических комплексов»

Курсовая работа

по дисциплине «Силовая преобразовательная техника»

Тема: «Проектирование и расчет полупроводникового преобразователя электрической энергии»

Минск 2010

Введение

«Силовая преобразовательная техника» - это дисциплина содержанием, которой является разработка методов расчета электрических схем преобразователей, необходимых для проектирования преобразовательных устройств.

Преимущества полупроводниковых преобразовательных устройств по сравнению с другими преобразователями неоспоримы: они обладают высокими регулировочными характеристиками и энергетическими показателями, имеют малые габариты и массу, просты и надежны в эксплуатации. Кроме преобразования и регулирования тока и напряжения такие установки обеспечивают бесконтактную коммутацию токов в силовых цепях. Количественный рост различных радиоэлектронных устройств и устройств электропривод, все более широко применяющегося в различных отраслях народного хозяйства, связан с увеличением потребляемой суммарной мощности источников электропитания. Разработка и создание рациональных источников электропитания становится актуальной проблемой. Рассмотрение начинается с электрических машин, трансформаторов и выпрямителей, так как они широко применяются в аппаратуре предприятий связи, а также они получили наибольшее применение в автоматизированном электроприводе.

В курсовом проекте необходимо спроектировать неуправляемый нулевой выпрямитель - последовательный широтно-импульсный преобразователь ШИП. Данная система рассчитывается для питания R-L нагрузки с параметрами:

Для описания работы схемы рассмотрим отдельно однофазный нулевой неуправляемый выпрямитель и отдельно ШИП.

Однофазный нулевой неуправляемый выпрямитель является двухполупериодной схемой выпрямления, характеризующиеся переменным током во вторичных обмотках трансформатора. Необходимые расчетные соотношения.

Действующее значение тока вентилей

Среднее значение тока вентилей

Коэффициент формы тока

Действующее значение тока вторичной обмотки трансформатора

Действующее значение тока первичной обмотки трансформатора

где - коэффициент трансформации.

Среднее значение выпрямленного ЭДС



Коэффициент схемы по ЭДС:

Максимальное значение прямого и обратного напряжения

Полная мощность первичной и вторичной обмоток трансформатора

где U, I, P - постоянные составляющие выпрямленного напряжения, тока и мощности;

- коэффициент схемы по мощности,

Тогда полная мощность трансформатора

Теперь рассмотрим работу ШИП.

ШИП постоянного напряжения преобразовывают постоянное напряжение в импульсное, среднее значение которого можно регулировать.

В связи с постоянным напряжением на входе преобразователя естественная коммутация вентилей невозможна, что требует выполнения его на вентилях с полным управлением (запираемые тиристоры, транзисторы). GTO-тиристоры допускают частоту переключений до 1 кГц, IGBT-транзисторы - примерно до 10 кГц, полевые транзисторы - до 1000 кГц и выше. Поэтому в проектируемой схеме выпрямителя в качестве вентиля будет использован IGBT-транзистор.

В проектируемой схеме возможна только однополярная модуляция. При включении транзистора VТ1 на выходе формируется положительный импульс напряжения. При выключении транзистора VТ1 диод VD5 включается в режим нулевого вентиля, замыкая при этом через себя ток нагрузки. На этом интервале формируется нулевая пауза напряжения на нагрузке.

Основные расчетные соотношения ШИП:

Коэффициент заполнения импульсов (скважность)

где t_и - длительность выходных импульсов;

T - период импульсов.

Среднее значение тока транзистора

Действующее значение тока транзистора

Среднее значение напряжения на транзисторе

1. ВЫБОР СИЛОВЫХ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ (СПП)

1.1 Расчет гармонического состава тока и напряжения

Проверим условие наличия гармоник по формуле

,

где щ_П - частота пульсации цепи, щ_П=100Гц.

,

Как видим условие (1.1) не выполняется, тогда рассчитываем гармонический состав тока и напряжения по формуле

,

где - амплитудное значение напряжения n-ой гармоники;

n - номер гармоники;

m - эквивалентное число фаз выпрямления, m=2;

- номинальное значение напряжения на нагрузке.

Амплитудное значение тока n-ой гармоники будем искать по формуле

,

где X_L - реактивное сопротивление нагрузки, ,

Ом.

Так как выпрямленное напряжение симметрично относительно оси ординат, то при разложении в ряд Фурье будут отсутствовать все четные гармоники. А из-за отсутствия пути для замыкания системы обратной последовательности, будут отсутствовать все гармоники кратные трем. Тогда n=1, 5, 7, 11, 13, …

Расчет гармоник:

Первая гармоника:

Пятая гармоника:

Седьмая гармоника:

Одиннадцатая гармоника:

Тогда номинальное напряжение с учетом гармоник будет равно

,

.

А номинальное значение тока с учетом гармоник будет равно

,

.

Номинальное значение мощности нагрузки определится по формуле

,

.

1.2 Выбор силового трансформатора

Силовой трансформатор применяется для согласования номинального напряжения нагрузки с выпрямленным напряжением.

Амплитудное значение напряжения на диодах рассчитаем по формуле

,

.

Тогда действующее значение напряжения определится как

,

.

Находим требуемое значение фазного напряжения вторичной обмотки трансформатора по формуле

,

где - ЭДС вторичной обмотки трансформатора,

;

- коэффициент, учитывающий возможность снижения напряжения в сети,

- коэффициент, учитывающий падение напряжения на активных сопротивлениях трансформатора, падение напряжения на вентилях и падение напряжения из-за коммутации вентилей,

- коэффициент, учитывающий неполное открывание вентилей, - для нереверсивных преобразователей.

,

.

Рассчитываем типовую мощность трансформатора по формуле

,

где - коэффициент, учитывающий превышение типовой мощности над мощностью постоянных составляющих,

- для однофазных нулевых схем.

.

Тогда полная мощность трансформатора определится по формуле

,

где - коэффициент непрямоугольности тока, учитывающий отклонение формы тока от прямоугольной, .

.

Из каталога выбираем трансформатор по соотношениям

Выбираем однофазный трансформатор ОС - 6,3/0,66 [сайт metz.by] со следующими параметрами, приведенными в таблице:

Таблица 1.1 - Паспортные данные трансформатора ОС - 6,3/0,66.

Номинальная мощность
Напряжение первичной обмотки
Напряжение вторичной обмотки
Ток холостого хода
Потери мощности на холостом ходу
Потери мощности при коротком замыкании
Напряжение короткого замыкания
Масса
Размеры

Находим активное сопротивление фазы трансформатора

,

где - активное сопротивление первичной обмотки трансформатора, приведенной к вторичной обмотке;

- активное сопротивление вторичной обмотки;

- число фаз трансформатора, ;

- нагрузочные потери трансформатора или потери короткого замыкания ;

- номинальный ток фазы вторичной обмотки трансформатора,

,

;

.

Находим индуктивное сопротивление фазы трансформатора

,

где - индуктивное сопротивление первичной обмотки трансформатора, приведенной к вторичной обмотке;

- индуктивное сопротивление вторичной обмотки;

- полное сопротивление короткого замыкания трансформатора,

;

- коэффициент трансформации,

;

- напряжение короткого замыкания трансформатора.

,

,

.

Находим и по формулам

,

.

Тогда определяем индуктивности первичной и вторичной обмоток трансформатора



1.3 Выбор СПП

Предварительно выбираем тип диодов и охладителей по условию

,

где - коэффициент запаса, учитывающий отклонение режима работы и условий охлаждения от номинальных (

). Так как в этой схеме и , т. е. меньше номинальных значений, то значит режим работы и условия охлаждения лучше, чем при номинальных. Тогда принимаем ;

- средний ток диодов;

- коэффициент запаса по току в рабочем режиме,

.

Согласно полученному значению из [2] выбираем диод типа Д112-25 с типом охладителя О111-60, у которого при естественном охлаждении максимально допустимый средний ток равен , со следующими параметрами:

1. Тепловое сопротивление переход - корпус ;

2. Тепловое сопротивление корпус - контактная поверхность охладителя ;

3. Тепловое сопротивление контактная поверхность охладителя - охлаждающая среда ;

4. Пороговое напряжение ;

5. Дифференциальное сопротивление ;

6. Температура перехода:

- максимально допустимая ;

- минимально допустимая .

Рассчитываем тепловое сопротивление переход - окружающая среда

.

Для выбранного диода рассчитываем максимально допустимый средний ток при заданных условиях работы и охлаждения

,

.

Проверяем условие правильного выбора диода по току из соотношения

,

.

Условие выполняется, тогда рассчитаем запас диода по току в процентах

,

.

Диод удовлетворяет требованиям по запасу по току.

Критерием нормальной работы СПП при перегрузке по току являются выполнения условия ,

где t_m - максимально допустимое время перегрузки, за которое температура перехода достигнет максимально допустимого значения;

- требуемое (реальное) время перегрузки,

Время определяется по графику зависимости переходного теплового сопротивления переход-среда для конкретных типов прибора, охладителя и интенсивности охлаждения из [2].

Определяем средние потери мощности для тока, предшествующего перегрузке

,

.

Ток перегрузки СПП ограничен значениями , принимаем . Тогда определяем средние потери мощности для тока, соответствующего перегрузке по формуле

,

где - коэффициент запаса по току рабочей перегрузки, , принимаем .

.

Определяем переходное тепловое сопротивление переход-среда по формуле

,

.

по графику [2] функции определяем максимально допустимое время перегрузки

.

Проверяем критерий (1.11)

.

Из этого условия получаем, что выбранный диод удовлетворяет режиму перегрузки. Значит, диод выбран правильно.

СПП должны выдерживать определенные напряжения, прикладываемые к ним как в прямом, так и в обратном направлениях. В полупроводниковом преобразователе СПП подвергаются воздействию рабочего напряжения и перенапряжений.

Выбор СПП по напряжению осуществляется по формуле

,

где - коэффициент запаса по рабочему напряжению, , принимаем ;

- максимальное значение рабочего напряжения, прикладываемого к СПП в схеме, ;

- номинальное значение максимального обратного напряжения, прикладываемого к вентилю в конкретной схеме;

- коэффициент, учитывающий возможность повышения напряжения в сети, .

,

,

,

.

Таким образом, для данных диодов Д112-25 с типом охладителя О111-60 , т.е. нужны диоды 8-го класса по напряжению - Д112-25-8.

1.3 Выбор IGBT-транзистора и его охлаждающего радиатора

Средний ток через ключ последовательного ШИП будет равен

.

Так как IGBT-транзисторы допускают перегрузку в течении 1мс, то выбор производим по перегрузочному току: , принимаем ,

.

По перегрузочному току выбираем одноключевой IGBT-транзистор [сайт www. elvpr.by] типа МТКИ-25-12 со следующими техническими данными:

1. - напряжение коллектор-эмиттер,

2. - напряжение сток-исток,

3. - ток через коллектор (при температуре ),;

4. - допустимые температуры хранения, ;

5. ,

где - энергия при включении и выключении ключа соответственно (при );

6. - тепловое сопротивление переход-корпус, ;

7. Корпус IGBT - модуля: MI1.

Мощность потерь в ключе

,

где - энергия включения ключа,

- энергия выключения ключа, ;

- тактовая частота или частота коммутации ключа, ;

- напряжение сток-исток ключа,

- рабочий цикл или максимальная скважность импульсов - ,

- номинальное значение тока стока ключа, соответствует выражению ,

.

Проверяем правильность выбора ключа по формуле

,

где - температура кристалла, определяется по формуле

;

- тепловое сопротивление переход-корпус, ;

- температура, принимаем

- максимально допустимая температура кристалла, .

Проверяем выполнение условия (1.17)

.

Т. к. условие выполняется, то IGBT-транзистор выбран верно.

Находим превышение температуры корпуса над температурой окружающей среды по формуле

,

.

Рассчитываем площадь охлаждающей поверхности радиатора по формуле

,

где при естественном охлаждении;

.

Выбираем охладитель типа О56 [сайт elvpr.by] со следующими параметрами:

Масса - 7,5кг;

Габаритные размеры - (260х300х80) мм;

Количество модулей на охладителе - 1 шт.;

Тепловое сопротивление контактная поверхность охладителя - охлаждающая среда не более 0,21(340Вт) °С/Вт.

2. Расчет и выбор элементов пассивной защиты СПП от аварийных токов и перенапряжений

2.1 Расчет и выбор R-C цепочек

Защитные R-C цепочки предназначены для ограничения скорости нарастания напряжения и снижения перенапряжений на вентилях схемы.

Точный расчет R-C цепей достаточно сложен и требует учета ряда факторов и применения вычислительной техники. Параметры R-C цепочек определяются компромиссным решением с учетом достаточного ограничения уровня напряжения и скорости изменения напряжения на вентиле, а также ограничения амплитуды разрядного тока защитного конденсатора в момент включения вентиля при максимальном угле регулирования.

На основании опытных данных, параметры R-C цепей выбираются в пределах

Принимаем R=150 Ом, С=0,2 мкФ.

Рассчитаем мощность, рассеиваемую на резисторе по формуле

,

где - повторяющийся импульсный обратный ток , данные из справочника [2];

- максимальное обратное напряжение.

,

.

Выбираем резисторы МЛТ-2-150Ом±10% и конденсаторы МБГП-630В-0,2мкФ10%.

2.2 Расчет и выбор L-C фильтра

Найдем емкость фильтра по формуле

,

где - пульсность схемы, ;

- частота питающей сети, .

.

Определим напряжение на емкости по формуле

,

.

Определим индуктивность фильтра по формуле

,

где - коэффициент сглаживания, , принимаем ,

.

В соответствии с рассчитанными данными выбираем: конденсатор -серии GF-2200мкФ-450В [сайт rusgates.ru], индуктивность - PK0608-333K-S0 -33мГн-30А [сайт radiodetali.com].

2.3 Выбор и расчет шунтирующего диода VD3 и диода VD5

Для выравнивания напряжения применяют подбор приборов одного класса с близкими значениями обратных токов и токов утечки или устанавливают специальные делители и схемы управления тиристорами и транзисторами.

В качестве выравнивающих устройств используют в переходных режимах - активно-емкостные делители, т.е. RC-цепи, которые расчитаны в предыдущем пункте, а также используются комбинированные делители с диодами, т.е. RCD-цепи. RCD-цепь обеспечивает равномерное деление обратного напряжения и выступает, как емкостный делитель при прямом напряжении, а также такая цепь обеспечивает снижение скорости прямого напряжения и тока .

Поскольку в схеме (рисунок В.1) присутствует одна RCD-цепь, а параметры RC-цепей расчитаны в предыдущем пункте, то необходимо произвести расчет и выбор диодов VD3 и VD5 по току и напряжению. Диод VD3 является возвратным.

Предварительно выбираем тип диода и охладителя по условию (1.8)

.

Согласно полученному значению выбираем диод (сайт elvpr.by) типа ДЧ222-25 с типом охладителя O121, у которого при естественном охлаждении максимально допустимый средний ток равен , со следующими параметрами:

1. Тепловое сопротивление переход - корпус ;

2. Тепловое сопротивление корпус - контактная поверхность охладителя ;

3. Тепловое сопротивление контактная поверхность охладителя - охлаждающая среда ;

4. Пороговое напряжение ;

5. Дифференциальное сопротивление ;

6. Температура перехода:

- максимально допустимая .

Рассчитываем тепловое сопротивление переход - окружающая среда

.

Для выбранного диода рассчитываем максимально допустимый средний ток при заданных условиях работы и охлаждения по формуле (1.9)

.

Проверяем условие правильного выбора диода по току условию (1.10)

Условие выполняется, тогда рассчитаем запас диода по току

,

.

Диод удовлетворяет требованиям, значит оставляем его.

Критерием нормальной работы СПП при перегрузке по току является выполнение условия (1.11):

Время определяется по графику зависимости переходного теплового сопротивления переход-среда для конкретных типов прибора, охладителя и интенсивности охлаждения.

Определяем средние потери мощности для тока, предшествующего перегрузке по формуле (1.12)

.

Ток перегрузки СПП ограничен значениями , принимаем . Тогда определяем средние потери мощности для тока, соответствующего перегрузке по формуле (1.13)

.

Определяем переходное тепловое сопротивление переход-среда по формуле (1.14)

,

по графику функции определяем максимально допустимое время перегрузки

Проверяем критерий (1.11):



Из этого условия получаю, что выбранный диод удовлетворяет режиму перегрузки. Значит, диод выбран правильно.

СПП должны выдерживать определенные напряжения, прикладываемые к ним как в прямом, так и в обратном направлениях. В полупроводниковом преобразователе СПП подвергаются воздействию рабочего напряжения и перенапряжений.

Выбор СПП по напряжению осуществляется по формуле (1.15).

,

,

,

.

Таким образом, для данного диода ДЧ222-25 с типом охладителя О121 , т.е. нужны диоды 6-го класса по напряжению - ДЧ222-25-6.

3. Литературный обзор системы импульсно-фазного управления

Система управления преобразовательным устройством предназначена для формирования и генерирования управляющих импульсов определенной формы и длительности, распределения их по фазам и изменения подачи на управляющие электроды вентилей преобразователя.

Вентильные преобразователи состоят из силовой части и системы управления (СУ). Силовая часть управляемого преобразователя, выполненная на управляемых вентилях (тиристорах, IGBT транзисторах), может работать при подаче на управляющие электроды в определенные моменты времени импульсов, обеспечивающих включение данных вентилей.

Функции СУ сводятся к двум задачам:

1. Определение моментов времени, в которые должны быть включены те или иные конкретные вентили. Эти моменты времени задаются некоторым управляющим сигналом, который подается на вход СУ и определяет его работу, и в конечном счете задает значение выходных параметров преобразователя.

2. Формирование управляющих импульсов, т.е. создание управляющих сигналов, передаваемых в нужные моменты времени на управляющие электроды тиристоров или IGBT транзисторов и имеющие достаточные амплитуды, мощность и длительность, а в некоторых случаях определенную форму кривой.

Работу широтно-импульсного преобразователя обеспечивает система управления (СУ) ШИП.

Основные требования, предъявляемые к СИФУ:

1. Высокое быстродействие;

2. Высокая устойчивость к импульсным помехам;

3. Линейность регулировочной характеристики ;

4. Гальваническая развязка цепей управления и силовых цепей.

Широтно-импульсный преобразователь (ШИП) - это преобразователь нерегулируемого постоянного напряжения в регулируемое постоянное напряжение. Широтно-импульсный преобразователь (ШИП) постоянного напряжения преобразовывают постоянное напряжение в импульсное, среднее значение которого (т.е. его постоянную составляющую, выделяемую в нагрузке фильтрами) можно регулировать.

ШИП является последовательным, если управляемый вентиль и дроссель фильтра включены последовательно с нагрузкой. Характерной особенностью последовательных ШИП является невозможность получения напряжения на выходе выше напряжения источника питания.

Основные преимущества импульсных преобразователей:

1. Высокий КПД, т.к. потери мощности на регулирующем элементе преобразователя незначительны по сравнению с потерями мощности при непрерывном управлении;

2. Малую чувствительность к изменениям температуры окружающей среды, поскольку регулирующим фактором является время проводимости управляемого вентиля, а не внутреннее сопротивление регулирующего элемента, как при непрерывном регулировании;

3. Малые габариты и массу;

4. Постоянную готовность к работе.

Однако импульсным преобразователям присущи и недостатки:

1. Импульсный режим работы регулирующего элемента приводит к необходимости устанавливать выходные и часто входные фильтры, что вызывает инерционность процесса регулирования в замкнутых системах;

2. Высокие скорости включения и выключения тока в силовой цепи ШИП приводят к возникновению радиопомех.

Обычно используется вертикальный метод управления, где управляющий импульс формируется в результате сравнения на нелинейном элементе величин переменного (синусоидального, пилообразного, треугольного) и постоянного напряжения. В качестве нелинейного элемента обычно применяют транзистор.

Для определения вида передаточной характеристики преобразователя постоянного напряжения необходимо учесть линейность регулировочных характеристик для однополярной и двухполярной модуляции. Так как зависимость относительной длительности импульсов управления от сигнала задания при вертикальном методе управления имеет линейный характер, при пилообразном опорном напряжении и синусоидальный при гармонической форме опорного напряжения, то передаточная характеристика ШИП на идеальных элементах будет линейной при пилообразном опорном напряжении и синусоидальной - при гармоническом.

4. Проектирование структурной и функциональной схем СИФУ

Спроектируем структурную схему управления. Она будет иметь вид представленный на рисунке

Рисунок 4.1 - Структурная схема управления.

Система управления ШИП состоит из следующих блоков:

ГВИ - генератор высокочастотных импульсов. Предназначен для формирования на своем выходе импульсов открывающих транзистор ГПН.

ГПН - генератор пилообразного напряжения. Обычно для ШИП используется частота коммутации ключей (1-5) кГц. ГПН формирует на своем выходе высокочастотную пилу .

К - компаратор, предназначен для сравнения пилообразного напряженеия с напряжением управления, и в момент их равенства, меняет свое выходное состояние.

Драйвер - предназначен для обеспечения гальванической развязки между силовой схемой и схемой управления, а так же для формирования импульсов необходимой мощности, обеспечивающей надежное открывание IGBT транзистора.

СБ - силовой блок (IGBT транзистор).

Драйвер - микросхема, осуществляющая гальваническую развязку силовой цепи и СИФУ.

1. Обеспечивают включение транзистора низким уровнем ТТЛ из системы управления с частотой переключения до 20 кГц;

2. Обеспечивают на затворе транзистора:

ь отпирающее напряжение ? +17 В, задержка включения ? 1 мкс, время нарастания напряжения ? 0,4 мкс;

ь запирающее напряжение ? -5 В, задержка выключения ? 0,4 мкс, время спада напряжения ? 0,2 мкс;

3. Обеспечивают защиту транзистора от пробоя:

ь при перегрузке по току или коротком замыкании в нагрузке, определяемым по ненасыщенному состоянию транзистора, путём плавного

его запирания. Задержка срабатывания защиты 3 мкс, задержка начала выключения 4,5 мкс, время спада напряжения около 8 мкс;

ь при выбросе напряжения на коллекторе выше 1000 В;

4. Ограничивают напряжение между базой и эмиттером транзистора на уровнях +18 В и -6 В.

5. Передают в систему управления сигнал об аварийном выключении транзистора и об опасном снижении напряжения питания драйвера. Схема защиты сбрасывается низким уровнем ТТЛ из системы управления. Знак выходного напряжения драйверов индицируется светодиодом на плате драйвера (или адаптера), зелёным цветом для положительного напряжения и красным - для отрицательного.

5. Выбор типов цифровых и аналоговых интегральных микросхем (ИМС)

Цифровая схема - интегральная микросхема, предназначенная для преобразования и обработки информации, сигналов, изменяющихся по законам дискретной функции.

Интегральная схема - микроэлектронное изделие, которое предназначено для выполнения определённой функции, преобразования и обработки сигнала. Имеют высокую плотность упаковки электрических соединений элементов, которые с точки зрения требований к эксплуатации рассматриваются как единое целое.

Основные параметры операционного усилителя:

Коэффициент усиления ;

Напряжение смещения нуля ;

Входной ток ;

Скорость нарастания выходного напряжения ;

Напряжение питания ;

Потребляемый ток .

Входные цепи драйвера идентичны, входные и выходные сигналы поступают через оптопары, обеспечивающие изоляцию при разности потенциалов входных и выходных цепей драйвера до 2500 В. К системе управления драйвера подключаются через вилку типа WF-6, кабельная розетка типа HU-6.

Питание выходных цепей драйверов осуществляется симметричным прямоугольным напряжением с амплитудой 12 В и с частотой 40 кГц, подаваемым на первичную обмотку изолирующего трансформатора с блока питания через вилку типа WF-2, кабельная розетка типа HU-2. В качестве блока питания может использоваться плата ДЖИЦ.301411.107, также разработанная в ОАО "Электровыпрямитель". Переменное напряжение со вторичной обмотки преобразуется в постоянные напряжения +6 В, +18 В и -6 В.

Выходные цепи всех драйверов подобны и отличаются только числом параллельно соединённых транзисторов в выходном усилительном каскаде, зависящим от мощности управляемого модуля, а также способом подключения к модулю.

Питающее переменное напряжение через разъём X2, трансформатор T1 поступает на выпрямитель RECT1. Компаратор COMP1 при нормальном выпрямленном напряжении поддерживает на выходе оптопары низкий уровень сигнала PC. При высоком уровне сигнала IN на выходе оптопары F1 уровень высокий. При этом включен генератор тока GT2, а генераторы тока GT1, GT3 выключены, напряжение на конденсаторе C2 отрицательно, и через буферный усилитель A1 и выходные каскады драйвера (двухтактный эмиттерный повторитель V3, V4) оно поступает на затвор G модуля. Открытый ключ KL4 поддерживает отрицательное напряжение на входе компаратора COMP3. При низком уровне сигнала IN генератор тока GT2 выключается, а GT1, GT3 включаются. Конденсатор C2 быстро заряжается, положительное напряжение через буферный усилитель A1 и выходные каскады драйвера открывает транзистор модуля. Балластная ёмкостная нагрузка на выходе драйвера, конденсатор C6, нивелирует крутизну фронтов выходных импульсов при различной входной ёмкости модулей и предотвращает высокочастотный звон. Диоды V6, V7 обрезают выбросы напряжения на затворе, которые могут возникнуть в процессе переключения модуля. Защитная цепочка R7, V9, V10 защищает модуль от высоковольтных выбросов на коллекторе, возникающих при запирании транзистора, приоткрывая транзистор на время выброса. Светодиод V8 - двухцветный. Если модуль нормально нагружен, напряжение на его коллекторе становится низким, и ток генератора тока GT3 протекает через R4 и V5, а напряжение на конденсаторе C3 остаётся ниже порога срабатывания компаратора COMP3. При перегрузке модуля напряжение на C3 через некоторое время превышает порог, импульс с выхода COMP3 включает триггер, выполненный на компараторе COMP2 с положительной обратной связью. Ключи KL1 и KL3 замыкаются и выключают генераторы тока GT1 и GT3, после чего конденсатор C2 плавно разряжается через резистор R1, в результате транзистор модуля выключается мягко, что предпочтительнее резкого запирания в режиме короткого замыкания. Оптопара F2 включает низкий уровень сигнала FAULT. Выход драйвера из состояния защиты осуществляется низким уровнем сигнала RES, который включает оптопару F4 и возвращает триггер в исходное состояние.

6. Проектирование принципиальной схемы и электрический расчет функциональных элементов СУ СПП

6.1 Расчет генератора высокочастотных импульсов

Период импульсов найдем по формуле

,

где - частота коммутации ШИП.

.

Принимаем, что , , , тогда сопротивление найдем по формуле

,

где - длительность импульса, .

.

Сопротивление найдем по формуле

,

где - длительность интервала паузы,

.

.

Тогда окончательно принимаем , .

Рассчитаем токи, протекающие через диоды VD6 и VD7, они будут иметь значения:

где - напряжение ГВИ, .

Рассчитаем мощности резисторов и по формуле

,

,

.

Определи ток, протекающий через резисторы и по формуле

,

.

Тогда определим их мощности

,

.

Тогда окончательно выбираем:

R5 - МЛТ - 0,5 - 420 Ом5%,

R6 - МЛТ - 0,125 - 4,2 кОм5%,

R7 - МЛТ - 0,125 - 1,0 кОм5%,

R8 - МЛТ - 0,125 - 1,2 кОм5%,

VD6, VD7 - диоды Д206 с параметрами: I_пр=0,1 A, U_обр=100 В,

С5 - КМ-6 - 50В-0,1 мкФ5%.

6.2 Расчет генератора пилообразного напряжения (ГПН)

ГПН с опорным пилообразным напряжением представляет собой интегратор со сбросом. Принципиальная электрическая схема такого ГПН имеет вид:

Принимаем .

;

.

,

.

Зададим , тогда

.

Принимаем .

Принимаем , тогда

Рассчитываем мощности резисторов по формуле (6.1):

Таким образом, окончательно выбираем:

С6 - КМ-6 - 50В-0,1 мкФ5%,

R10, R11, R12 - МЛТ-0,125-2,53кОм±5%.

Транзистор VT2 выбираем по условиям:

,

где - , .

Ток коллектора равен току разряда конденсатора :

Считая, что разряд конденсатора происходит при постоянном токе, имеем

С учетом , по условию (6.2) имеем:

.

Выбираем [сайт www.radiobox.ru] n-p-n транзистор 2N3904 со следующими параметрами:

U_{кэ max}= 40 В,

I_{к max}= 200 мА,

= 20...60,

Корпус - ТО92.

Ток базы транзистора VT2 будет равен

Тогда определится по формуле

Принимаем , тогда определим мощность по формуле (6.1)

Выбираем R9 - МЛТ-0,125-5,7кОм±5%.

6.3 Расчет компаратора

Т. к. и скважность изменяется в пределах: , тогда напряжение управления будет изменяться в пределах:

Сопротивления и служат для ограничения входных токов операционного усилителя. Принимаем

R16, R17 - МЛТ-0,125-5кОм±5%.

Чтобы сформировать U_y возьмём для потенциометра резистор [сайт pribor-systems.ru] (RKT-103H-102-R, однооборотный углеродистый резистор 1 кОм) и резистор , сопротивление которого составляет 10% от суммы сопротивлений и , чтобы на нем постоянно было напряжение 1В, а на резисторе , напряжение менялось от 1В до 10В.

R15 - МЛТ-0,125-111Ом±5%.

Резистор рассчитаем по формуле:



R13 - МЛТ - 0,125 - 556Ом5%,

R14 - RKT-103H-102-R.

7. Составление полной принципиальной электрической схемы ППЭЭ и перечня элементов к ней. временные диаграммы работы схемы и описание принципа ее действия

Описание принципа действия схемы выпрямителя.

На вход ГВИ (построенного на DA1) через R8, C5 подается задающее напряжение. По этому напряжению ГВИ формирует последовательность высокочастотных импульсов малой длительности.

На вход ГПН (VT2, C6, DA2) подается напряжение пилы U_п. При отсутствии U_ГВИ ключ VT2 закрыт и напряжение на выходе интегратора DA2 нарастает по линейному закону. При поступлении сигнала U_ГВИ ключ VT2 открывается, и интегратор сбрасывается в нуль. Таким образом, на выходе ГПН формируется положительное пилообразное напряжение U_ГПН.

Напряжение U_ГПН подается на вход компаратора (R16, DA3), где происходит сравнение двух напряжений: U_ГПН и напряжения управления U_У. U_У формируется САУ. В момент равенства этих напряжений компаратор DA3 меняет свой знак. По фронту сигнала U_к выходной формирователь формирует открывающие импульсы необходимой амплитуды и длительности. Этими импульсами непосредственно и осуществляется открывание и закрывание ключа VT1.

Таблица 7.1 - Перечень элементов, используемых в схеме ППЭЭ.

Поз. обозначение	Наименование	Кол.	Примечание
	Конденсаторы
C1-С4	МБГП-630В-0,2мкФ10%	4
С5, С6	С6 - КМ-6 - 50В-0,1 мкФ5%	2
Сф	GF-2200мкФ-450В	1
	Микросхемы
DА1-DA3	К154УД4	3
DA4	Драйвер ДЖИЦ.687252.054	1
DA5	Адаптер ДЖИЦ.687252.085	1
	Трансформаторы
TV1	ОС - 6,3/0,66	1
	Диоды
VD1- VD2	Д112-25-8	2
VD3, VD5	ДЧ222-25-6	2
VD6, VD7	Д206	2
	Транзисторы
VT1	МТКИ-25-12	1
VT2	2N3904	1
	Резисторы
R1-R4	МЛТ-2-150Ом±10%	4
R5	МЛТ-0,5-420 Ом5%	1
R6	МЛТ-0,125-4,2 кОм5%	1
R7	МЛТ-0,125-1,0 кОм5%	1
R8	МЛТ-0,125-1,2 кОм5%	1
R9	МЛТ-0,125-5,7кОм±5%	1
R10- R12	МЛТ-0,125-2,53кОм±5%	3
R13	МЛТ-0,125-556Ом5%	1
R14	RKT-103H-102-R	1
R15	МЛТ-0,125-111Ом±5%	1
R16, R17	МЛТ-0,125-5кОм±5%	2
	Дроссели
Lф	PK0608-333K-S0 -33мГн-30А	1

8. Расчёт и построение внешней и регулировочной характеристик преобразователя

8.1 Внешняя характеристика выпрямителя

Внешней характеристикой выпрямителя называется зависимость выходного напряжения U от тока нагрузки I при постоянном значении скважности , то есть зависимость при .

Внешняя характеристика определяется следующим уравнением

,

где - активное сопротивление последовательно включенных элементов схемы, по которым протекает ток нагрузки в один и тот же момент времени, ;

- сумма падений напряжений на полупроводниковых приборах, по которым в данный момент времени протекает ток нагрузки, , ;

- коммутационное сопротивление, определяемое по формуле

,

где - реактивное сопротивление трансформатора, .

.

Значение ЭДС определим по формуле:

.

В режиме непрерывного тока внешние характеристики выпрямителя представляют собой ряд параллельных прямых, наклоненных к оси тока.

Произведем расчет внешней характеристики выпрямителя в виде таблицы 8.1. для трех значений скважности.

Таблица 8.1 - Внешняя характеристика выпрямителя.

I, A	0	19,8	0	19,8	0	19,8
U, B	66,3	58	132,6	124,3	199	190,6

8.2 Регулировочная характеристика

Регулировочная характеристика выпрямителя представляет собой зависимость выпрямленной ЭДС Е от скважности , то есть Е=f().

Для данной схемы, выражение для выпрямленной ЭДС имеет вид

,

Произведем расчет регулировочной характеристики выпрямителя в виде таблицы 8.2.

Таблица 8.2 - Регулировочная характеристика выпрямителя

	0	0,3	0,6	0,9
E, В	0	66,3	132,6	199

8.3 Регулировочная характеристика ШИП

Регулировочной характеристикой ШИП называется зависимость скважности от напряжения управления U_У, то есть _.

Данная зависимость выражается в формуле:

,

Расчет регулировочной характеристики ШИП произведем в виде таблицы 8.3.

Таблица 8.3. Регулировочная характеристика ШИП.

	0	2,5	5	7,5	10
	1	0,75	0,5	0,25	0

Заключение

В ходе курсового проектирования была спроектирована система управления широтно-импульсным преобразователем. Также был рассмотрен принцип действия и произведён расчёт функциональных узлов схемы управления СПП. Для оценки работы СПП была рассчитана и построена внешняя и регулировочная характеристики СУ.

В процессе выполнения данного курсового проекта были приобретены навыки расчета силовых схем и выбора полупроводниковых приборов, а также проектирования и расчета принципиальных электрических схем систем управления полупроводниковыми приборами преобразователей.

трансформатор ток электрический перенапряжение

Список используемой литературы

1. Методическое пособие к курсовому проектированию по СПТ. - Г.И. Гульков, Н.М. Улащик. - Минск 2007 - 90стр.

2. Чебовский О. Г. и др. Силовые полупроводниковые приборы: Справочник / О. Г. Чебовский, Л. Г. Моисеев, Р. П. Недошивин. _ 2-е изд., перераб. и доп. _ М.: Энергоатомиздат, 1985.

3. Основы преобразовательной техники: /В.С. Руденко, В.И. Сенько, И.М. Чиженко. - 2-е изд., перераб. и доп. - М.: «Высшая школа», 1980.

4. Розанов Ю.К. Основы силовой преобразовательной техники. - М.: Энергия, 1979. - 392 с.

5. Резисторы. Конденсаторы. Трансформаторы. Дроссели. Коммутирующие устройства. РЭА: Справочник/Н.Н. Акимов, Е.П. Ващуков, В.А. Прохоренко, Ю.П. Ходоренок. - Мн. «Беларусь», 1994.

6. Конспект лекций по СПТ. - Н.М. Улащик. - Минск 2010.

Размещено на Allbest.ru

...