Проектирование инвертора

Размещено на http://www.allbest.ru/

Исходные данные

1 Класс напряжения - 0,4 кВ

2 Тип двигателя - 3-х фазный асинхронный

3 Мощность - 110 кВт

Типовая схема силовой части инвертора класса 0,4 кВ представлена на рисунке 1.

Она содержит следующий функциональные узлы:

- Силовые полупроводниковые модули

- Звено постоянного тока (DC-шина), включающая силовые выпрямительные диоды и батарею сглаживающих конденсаторов с уравнительными резисторами.

- Контактор для подачи напряжения на входной выпрямитель

- Токоограничивающие зарядные резисторы.

1. Выбор силовых полупроводниковых модулей

По условию, инвертор должен приводить ЭД мощностью в 110 кВт. Номинальный ток 3-х фазных АД не одинаков для всех двигателей этого класса мощности и напряжения.

В таблице ниже приведем справочные данные на различные двигатели 110кВт класса 0,4кВ:

И по справочным данным, в зависимости от номинальной скорости вращения, от железа статора, воздушного зазора, материала обмоток (медь, алюминий), соединения обмоток Y/Д, и колеблется от 190 до 220 ампер на фазу.

В качестве полупроводниковых модулей в мощных инверторах применяются тиристоры либо IGBT-транзисторы. Тиристоры характеризуются высокими прямыми токами, высокими (сравнительно) обратным напряжением, но недостаток мощных тиристоров - (от нескольких сотен ампер) - низкая рабочая частота - до 1000 Гц, а «обычные» тиристоры подвержены эффекту «защелкивания», и могут выключаться только проходя через «нуль». Т.е. обыкновенные тиристоры не подойдут для инвертора с топологией AC-DC-AC, т.к. там постоянное напряжение перед силовыми модулями. Вообще, мощные инверторы, как правило, строят на основе IGBT.

Выберем производителя. Например, это будет Mitsubishi electronics. Для выбора модулей воспользуемся заводской документацией Mitsubishi IGBT modules selection, в разделе IGBT selection and application.

Для входного напряжения 0,4 кВ применяются модули на 1200 В.

Теперь подберем модули под заданную мощность и ток.

Надлежащий выбор IGBT по току коллектора включает два основополагающих пункта: первый - ток коллектора в любом рабочем режиме, включая возможные перегрузки, не должен превышать максимального тока коллектора. Другой - то, что температура модуля в рабочем режиме не должна превышать допустимой, включая перегрузочные режимы работы ЭД.

Обычно, перегрузка инвертора составляет 150-200% от номинального тока. А так же номинальный ток должен быть в пределах 50-60% от максимального тока коллектора.

Выбор модуля по рейтингу тока (100, 200, 300, 400, 600, 900, 1400 ампер) зависит от полной электрической мощности инвертора.

Найдем полную мощность инвертора:

кВА

А

В данном случае будет достаточно одиночного модуля на 600 ампер.

Среди номенклатуры модулей (сдвоенные - верхнее и нижнее плечо), выберем на максимальный ток коллектора - 600 ампер. CM600DY-24F.

Полученный результат - 551А, и, согласно рекомендациям, номинальный ток нагрузки в 220А не выходит за пределы 50-60% от номинального тока модуля - 600 ампер.

2. Подбор элементов для демпфирующей (снабберной) цепи

Снабберная цепь, подключаемая параллельно эмиттер-коллектор, предназначены прежде всего для соблюдения области безопасной работы (ОБР, SOA ) - не допустить превышения максимально разрешенных значений тока, напряжения, мощности, не допустить режимы, где возможен вторичный пробой. Вторая задача снабберных цепей - снижение потерь на переключение, повышение энергетической эффективности устройства. Третья задача - уменьшение электромагнитных помех, наводимых в силовых цепях, подключаемых к преобразователю.

Теперь, руководствуясь рекомендациями производителя, подберем снабберные элементы для модуля CM600DY-24F.



Для инверторов, по рекомендациям Mitsubishi подходят схемы a,c,d. Для маломощных, до 100А, подходит схема A и C. Для более мощных приводов от 200 А применяется схема D. Схема, состоящая из пассивных элементов является более надежной. Но, с другой стороны, рабочие характеристики очень сильно зависят от выбранной рабочей точки

Процесс выключения с демпферной цепью:

здесь: Ioff - ток выключения, Vcc- напряжение на DC-шине, di/dt - скорость отключения. Vсе - напряжение эмиттер-коллектор

На рисунках ниже приведены осциллограммы процессов включения и отключения в нормальном для модуля режиме:

В большинстве преобразователей энергии требуется, чтобы используемое переключающее устройство (IGBT модуль) выдерживало короткое замыкание без выхода из строя. При рассмотрении режима работы IGBT модуля при коротком замыкании (SCSOA) обычно рассматривают два случая возникновения КЗ:

* включение IGBT во время короткого замыкания;

* возникновение КЗ в рабочем режиме IGBT.

В первом случае при включении IGBT начальный темп нарастания ток коллектора IC определен индуктивностью монтажа L. Напряжение VCE падает ниже значения VCC за счет разрядки индуктивности L, но достаточно быстро возвращается к полному значению VCC. В результате затвор оказывается под полным напряжением питания.

Этот бросок напряжения вызывает формирование электронной и дырочной плазмы в пределах структуры, что вызывает пиковый всплеск тока коллектора в течение пары микросекунд. Поэтому при разработке схем с применением IGBT модулей (конфигурации слоев, условий смещения, выборе RG и максимального напряжения питания и т. д.) важно ограничить величину тока короткого замыкания на данном этапе. Высокая плотность тока в кремниевой структуре приводит к повышению внутренней температуры, что является причиной высокого пикового значения тока короткого замыкания, называемого током насыщения. В целях обеспечения безопасной работы устройства ток должен быть ограничен за определенный период времени, который обычно определяется шириной (длительностью) входного стробирующего импульса tw. При выключении питания резкое снижение тока коллектора при наличии индуктивности монтажа L1 приведет к увеличению величины напряжения коллектор-эмиттер VCE:

Кратковременное значение напряжения коллектор-эмиттер VCE, включающее эту амплитуду всплеска, не должно превышать допустимого предела напряжения для режима короткого замыкания для каждой группы модулей (класса напряжения 600В, 1200В, 1700В и т.д.).

Во втором случае внешнее короткое замыкание происходит при включенном IGBT модуле. Увеличивающийся ток короткого замыкания вызывает переход IGBT в режим насыщения, что приводит к нарастанию напряжения коллектор-эмиттер VCE почти до уровня полного напряжения VCC. При этом перепад напряжения dv/dt под влиянием насыщения может быть даже выше, чем в первом случае. Возникновение обратной связи в данном случае приводит к мгновенному превышению напряжения на затворе. В результате ток короткого замыкания во втором случае может быть выше, чем в первом. Для второго случая необходимо учитывать, что ток короткого замыкания не должен превышать десяти величин номинального тока.

схема демпферной цепи для одного модуля:

здесь - L1-паразитная индуктивность DC-шины, L2 - паразитная собственная индуктивность проводников снабберной цепи.



Рассчитаем элементы для разрядно-гасящей RCD снабберной цепи (схема С).

Схема ставится под напряжение, когда напряжение эмиттер-коллектор начинает превышать напряжение DC-шины. Штриховая линия на рисунке 5.8 показывает идеальное запирание транзистора. Но в действительности, из-за паразитной индуктивности монтажа, проводников, и прямого падения напряжения на снабберном диоде вызывает выброс напряжения V_cesp на стадии запирания (рисунок 5.9).

Для расчетов необходимо сделать некоторые допущения - это паразитная индуктивность DC-шины и монтажных проводников снабберных цепей. Такие вещи (возможно) проще измерить на стадии разработки - т.е. измерить индуктивность DC-шины и монтажных проводников (как получилось сконструировать монтаж) при реальном макетном моделировании. По таблице (что сверху) индуктивность DC-шины для токов от 600А не должна превышать 50 нГн, а индуктивность проводников снабберов - 7нГн.

Поэтому примем:

Паразитная индуктивность DС-шины

L, L1 = 35 нГн,

Паразитная индуктивность проводников снабберов

Ls, L2 = 6,5нГн

Коммутационный ток Io примем в 600А:

Io=600А

Напряжение на DC-шине примем для колебаний входного напряжения до 440 В переменного тока, и при перенапряжениях на торможении ЭД, то

Ed = 800 В постоянного тока.

Вычислим выброс напряжения во время отключении IGBT по формуле:

,

E_d -напряжение на DC-шине

V_FM - падение напряжения на снабберном диоде (40-60 В)

L_S - паразитная индуктивность снаббеорных цепей ( 6,5 нГн)

dIc/dt - скорость снижения коллекторного тока (3 А/нс)

В

Вычислим емкость демпферного конденсатора:

L - индуктивность DC-шины

I₀ - ток отключения (при аварийном отключении тока не менее 3 Iном), пердположим, 3000 А на модуль

V_CEP - пиковое напряжение на конденсаторе (не более, чем V_CE)

Ed - напряжение на DC-шине

мкФ

Вычислим резистор в демпферной цепи:



f - частота коммутации (примем 5кГц)

C_S - Есмкость снабберного конденсатора

Ом

Выберем снабберный диод Ds. Выбирают исходя из того, что он должен обладать малым прямим падением напряжения, которое является одним из основных факторов, влияющих на выброс напряжения во время выключения IGBT. Если время обратного восстановления будет слишком большим, в нём будут расти потери с ростом частоты коммутации. Если обратное восстановление диода будет происходить слишком жестко, это приведет к генерации напряжения V_CE. Поэтому снабберный диод должен иметь малое падение напряжения, малое время обратного восстановления и мягкое переключение.

Производитель рекомендует применять диод для RCD - цепей RM50HG-12S.

3. Драйверы

В качестве ИМС для драйвера рекомендуется для выбранных силовых модулей применять драйвер M57962AL. На рисунке приведена схема включения драйвера для управления несколькими модулями параллельно, с контролем напряжения насыщения.



Для обеспечения эффективного управления мощными IGBT модулями с большими рабочими токами и напряжениями требуются драйверы, способные генерировать мощные импульсные токи и имеющие низкое выходное сопротивление. Гибридные драйверы Mitsubishi рассчитаны на выполнение этих функций в большинстве применений.



Однако может возникнуть необходимость в дополнительном усилительном каскаде к драйверу. При использовании стандартных драйверов с IGBT модулями, параметры которых не соответствуют, необходимо учитывать три момента.

Во-первых, максимальный амплитудный выходной ток драйвера ограничивает используемое сопротивление RG. Например, минимально допустимый резистор затвора для драйвера M57962AL -- 5 Ом. Это значение выше, чем рекомендуемая величина для большинства мощных IGBT модулей. Использование большого резистора затвора приведет к увеличению времени включения и выключения и, следовательно, к возрастанию потерь на переключение. При высоких рабочих частотах (более 5 кГц) такие потери недопустимы.

Во-вторых, даже если потери на переключение являются удовлетворительными, следует рассмотреть параметры мощности рассеивания драйвера. При температуре окружающей среды 60 °C для микросхемы M57962AL допустимо рассеивание около 1,5 Вт (см. пункт 3 раздела). Если используется модуль CM600HA-24H, драйвер рассеивает 1,5Вт при частоте 14 кГц. В этом случае, работа на частотах более 14 кГц приведет к перегреву драйвера.

И, наконец, «мягкое» выключение драйвера при использовании мощных модулей становится менее эффективным. Это происходит потому, что ток, который течет по емкости затвора мощных модулей, не может быть поглощен драйвером. Его выходное сопротивление недостаточно низкое. Для еще большего замедления выключения необходимо подключение дополнительного конденсатора. Этот момент, пожалуй, является наиболее важным, т. к. в некоторых случаях драйвер может полностью терять возможность управления затвором, что приведет к превышению напряжения на нем свыше 15 В. При этом количество выдерживаемых модулем режимов короткого замыкания может значительно сократиться.

Все три приведенные выше замечания могут быть преодолены, если между драйвером и затвором IGBT модуля добавить каскад на комплиментарной паре транзисторов NPN и PNP, как показано на рис. 107.



NPN и PNP транзисторы должны иметь высокую скорость переключения (менее 200 нс) и достаточное усиление по току для обеспечения высокого выходного амплитудного тока. Обычно для управления транзисторами используются драйверы M57958L или M57962AL. Однако если транзисторы имеют достаточное усиление, могут использоваться и менее мощные драйверы M57957L или M57959AL.

Если в дополнительном каскаде используются мощные транзисторы или транзисторы Дарлингтона, необходимо принимать меры для исключения паразитной генерации. В качестве такой меры может быть использован дополнительный резистор между базами и эмиттерами транзисторов. Кроме того, необходимо увеличить напряжение включения, чтобы компенсировать падение напряжения на дополнительном каскаде с транзисторами Дарлингтона.



На рис. 108 показаны диаграммы сигнала при использовании комплиментарной пары транзисторов D44VH10/D45VH10. В этом примере использовалось выходное сопротивление каскада 1 Ом для поддержания емкостной нагрузки 300 нФ.

На рис. 109 показан выходной каскад с использованием драйвера M57962AL. Этот же каскад может быть использован и с драйвером M57958L, если защита от тока короткого замыкания не нужна.

4. Звено постоянного тока

Выберем конденсаторы для входного выпрямителя. Поизводитель - к прмеру - EPCOS.

Емкость конденсаторов выберем исходя из отдавемой мощности и допустимой величины пульсаций

Эквивалентное сопротивление:

Ом

Ф

Теперь по каталогу EPCOS выберем батарею конденсаторов. Среди электролитических конденсаторов для преобразователей, наибольший номинал напряяжения - 450 В. Значит придется соединять конденсаторы последовательно. Но вввиду различий в ёмкости, токах утечки необходимо применить уравнительные резистры, чтобы напряддения на конденсаторах были симметричны.

Конденсаторы серии B435, повышенной надежности, +105С⁰, 450 В

Есмкость распределим следующим образом. Сразу за выпрямителем разместим 50% требуемой емкости. Остальные 50 % разделими на три части, по одной на каждую фазу. Схемотичное размещение в корпусе инвертора приведено на рисунке:



инвертор транзистор снабберный выпрямитель

Общая батарея (за выпрямителем). 50% емкости = 20,5 мФ. Используем конденсаторы 8200мкФ. Их потребуется 6 штук - т.е. три батареи, в каждой 2 х 450 В 8200мкФ.

В каждой фазе разместим треть от оставшейся емкости, и получим по 6800 мкФ на фазу. Итого, в каждой фазе 2 х 450 В последовательно, и две таких последовательных батареи в параллель.

Вычислим уравнительные резисторы.

Уравнительные резисторы включаются параллельно двум последовательно включенными конденсаторам. Их задача - уравнивать напряжения на последовательно включенных конденсаторах.

При последовательном соединении напряжение на отдельных конденсаторах не должно превышать номинальное значение. Приложенное постоянное напряжение распределяется между конденсаторами пропорционально сопротивлениям их диэлектрических слоев. Так как эти сопротивления могут сильно отличаться даже для одинаковых типов конденсаторов, то и распределение напряжения может также оказаться значительно неравномерным. При этом напряжение на отдельных конденсаторах может оказаться выше номинального. Чтобы избежать этого, применяются меры принудительного распределения напряжения.

Для этого используют выравнивающие сопротивления Rsymm, которые подключают параллельно каждому конденсатору. Выравнивающие сопротивления должны быть одинаковыми и иметь существенно более низкое сопротивление, чем сопротивление диэлектрического слоя конденсатора.

Для конденсаторов серии B435 ток утечки вычисляется по формуле

С_R - емкость, мкФ

V_R - номинальное напряжение

Для конденсаторов по 8200 мкФ I_ут = 12,1мА

Для конденсаторов по 6700 мкФ I_УТ = 10,2мА

ток через уравнивающие резисторы должен быть в 20 раз выше тока утечки - 242мА и 204мА соответственно.

Тогда для конденсаторов по 8200 мкФ 450 В при напряжении на конденсаторе 300В (рабочее),

R_SYM=300/0,242 = 1239 Ом = 1,2кОм

Для конденсаторов по 6700 мкФ 450 В при напряжении на конденсаторе 300В (рабочее),

R_SYM=300/0,204=1470 Ом = 1,5 кОм

5. Выпрямительные диоды

Диоды подберем исходя из максимально расчетного фазного тока с учетом перегрузки в 1,5 раза 220*1,5= 330.

Схема выпрямителя - трехфазная мостовая (Илларионова).

Прямой ток диода в трехфазном выпрямителе вычислим по формуле

Отсюда, при токе нагрузки 330 А на фазу, получим 185 А через диод. Диод выберем RM250DZ-2H с прямым током в 250 А и 5000 А в течение одного периода при 50 Гц.

Литература

1 Мелешин В.И. Транзисторная преобразовательная техника, Техносфера. 2005г.

2 Muhammed Rashid. Power electronics handbook, USA. 2007.

3 Руководство по мощным полупроводниковым приборам Semicron; Semicron corporation, 270 p.

4 «Платан». Электронные компоненты №3, IGBT-модули производства Mitsubisi 60с.

4 Mitsubishi IGBT application manual.

5 Fujitsu IGBT application manual.

Размещено на Allbest.ru

...