Проектирование полупроводникового преобразователя электрической энергии

Размещено на http://www.allbest.ru/

БЕЛОРУССКИЙ НАЦИОНАЛЬНЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ

Факультет информационных технологий и робототехники

Кафедра: ЭАПУ и ТК

Курсовой проект

на тему

«Проектирование полупроводникового преобразователя электрической энергии»

Выполнил: ст. гр. 107625 Однолько Д.С.

Руководитель: ст. пр. Улащик Н.М.

Минск - 2007

СОДЕРЖАНИЕ

ВВЕДЕНИЕ

1. ВЫБОР СИЛОВЫХ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ

1.1. Расчет угла открывания тиристора

1.2. Выбор СПП по току

1.3. Проверка СПП по перегрузочной способности

1.4. Выбор класса СПП по напряжению

2. РАСЧЕТ И ВЫБОР ЭЛЕМЕНТОВ ПАССИВНОЙ ЗАЩИТЫ СПП ОТ АВАРИЙНЫХ ТОКОВ И ПЕРЕНАПРЯЖЕНИЙ

2.1 Расчет и выбор защитных R-С цепочек

2.2 Выбор и расчет анодного реактора

2.3 Выбор сглаживающего дросселя

3. ЛИТЕРАТУРНЫЙ ОБЗОР СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ СПП И ФОРМИРОВАНИЕ ТРЕБОВАНИЙ К СУ ПРОЕКТИРУЕМОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ

4. ПРОЕКТИРОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ И ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ СУ СПП

5. ВЫБОР ТИПОВ ЦИФРОВЫХ И АНАЛОГОВЫХ ИМС

6. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ПРИНЦИПИАЛЬНЫХ СХЕМ И ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЁТ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ СУ СПП

6.1 Расчет источника синхронизирующего напряжения

6.2 Расчет выходных формирователей

6.3 Расчет генератора развертываемого напряжения

6.4 Расчет компаратора

6.5 Расчет одновибратора

7. СОСТАВЛЕНИЕ ПОЛНОЙ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ СХЕМЫ ПРОЕКТИРУЕМОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ И ПЕРЕЧНЯ ЭЛЕМЕНТОВ К НЕЙ. ОПИСАНИЕ ПРИНЦИПА ДЕЙСТВИЯ СХЕМЫ

7.1 Составление полной принципиальной электрической схемы преобразователя

7.2 Перечень элементов, используемых в принципиальной схеме ППЭЭ

7.3 Описание принципа работы схемы проектируемой СИФУ

7.4 Временные диаграммы

8. РАСЧЁТ И ПОСТРОЕНИЕ ВНЕШНЕЙ И РЕГУЛИРОВОЧНОЙ ХАРАКТЕРИСТИК ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ

8.1 Расчет и построение внешних характеристик выпрямителя

8.2 Регулировочная характеристика выпрямителя

8.3 Регулировочная характеристика системы импульсно-фазового управления

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

СПИСОК ИСПОЛЬЗОВАННЫХ ИСТОЧНИКОВ

ВВЕДЕНИЕ

Выпрямителем называется статический преобразователь электрической энергии переменного тока в постоянный ток. В соответствии с заданием по курсовому проекту мне необходимо спроектировать трехфазный мостовой несимметрично управляемый выпрямитель. В данной схеме не возможен режим инвертирования, т.е. возврата энергии из цепи постоянного тока в цепь переменного тока. Поэтому схема называется несимметричной (полууправляемой). Полная схема проектируемого выпрямителя представлена на рисунке 1.

Рисунок 1 - Полная силовая схема трехфазного мостового несимметрично управляемого выпрямителя

Несимметричные выпрямители находят широкое применение в устройствах небольшой мощности. При работе на активно-индуктивную нагрузку и изменении угла управления 0? б ?р/3 кривая выпрямленного напряжения имеет вид, показанный на рисунке 2. При увеличении угла б в кривой выпрямленного напряжения Е в отличие от симметричного мостового выпрямителя отрицательные участки не появляются. При переходе положительной полуволны напряжения работающего тиристора через нуль (например, VS1) он продолжает проводить ток с вступающим в работу диодом VD4 той же фазы. Цепь нагрузки оказывается зашунтированной одновременно проводящими ток тиристором VS1 и диодом VD4 и напряжение на нагрузке равно нулю. Этот интервал длится до вступления в работу очередного тиристора VS3. В кривой выпрямленного напряжения появляются паузы от момента перехода положительной полуволны напряжения питания через нуль до вступления в работу очередного тиристора тиристор напряжение ток выпрямитель

Особенностью работы выпрямителя при активно-индуктивной нагрузке в диапазоне регулирования р/3? б ?р является то, что при снятии сигнала управления не удаётся запереть все тиристоры. При снятии сигнала управления происходит запирание двух тиристоров, а третий остаётся открытым за счет э.д.с. самоиндукции нагрузки и через него протекает ток нагрузки. Это приводит к снижению диапазона регулирования напряжения и ухудшению использования вентилей по току. Для повышения эффективности работы выпрямителя в его схему вводят нулевой диод VD₀, шунтирующий нагрузку. При наличии нулевого диода индуктивность нагрузки разряжается через него и не препятствует запиранию тиристоров. Это позволяет реализовать полный диапазон регулирования выпрямленного напряжения. При угле управления б ?р/3 нулевой диод VD₀ всё время заперт и надобность в нём отпадает. При увеличении угла управления б возрастает коэффициент пульсаций. Поэтому несимметричные мостовые выпрямители применяют при небольшом диапазоне регулирования (б_max ?р/3). По сравнению с симметричной трехфазной мостовой схемой несимметричная схема потребляет из питающей сети ток, содержащий как нечетные, так и четные гармоники, что приводит ухудшению коэффициента искажения. Трехфазные мостовые выпрямители имеют ряд преимуществ по сравнению с остальными схемами выпрямления, например, высокая частота пульсаций выпрямленного напряжения, большой коэффициент схемы. Полу управляемая схема имеет большую зону непрерывного тока, чем такая же симметрично управляемая схема, а, также имеет более простую систему управления. При большой сглаживающей индуктивности ток на нагрузке (на якоре двигателя) непрерывен во всем диапазоне изменения б .Определенным преимуществом данной схемы является меньшая потребляемая из питающей сети реактивная мощность.

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рисунок 2 - Временные диаграммы работы трёхфазного мостового несимметрично управляемого выпрямителя

Основные расчётные соотношения.

Среднее значение тока вентиля:

,

где I - ток, протекающий по нагрузке;

Действующее значение тока вентиля:

;

Коэффициент формы тока:

;

Действующее значение фазного тока:

;

Среднее значение выпрямленной ЭДС:

;

Максимальное выпрямленное напряжение:

,

где U_1ф - фазное напряжение питающей сети;

К_схе - схемный коэффициент по ЭДС, К_схе=2,34;

Максимальное значение амплитуды прямого и обратного напряжения на вентилях:

,

где E - выпрямленное напряжение на нагрузке;

Максимальное прямое напряжение на вентиле зависит от б следующим образом:

Число пульсаций выпрямленного напряжения .

Частота пульсации выпрямленного напряжения :

,

где - частота питающей сети;

Коэффициент искажения для 0? б ?р/3:

;

Коэффициент мощности для 0? б ?р/3:

;

Типовая мощность трансформатора:

;

где - коэффициент, учитывающий превышение типовой мощности над мощностью постоянных составляющих, =1,045 - для трехфазной мостовой схемы.

1. ВЫБОР СИЛОВЫХ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ

Для указанного в задании двигателя 2ПН180МУХЛ4 с Р_н = 26 кВт,

U_н = 440 В и Т_а = 20 ⁰С из справочника [1, стр. 380] выписываем следующие данные:

Таблица 1.1- Паспортные данные двигателя

Тип 2ПН180МУХЛ4
Мощ- ность, кВт	Напря- жение, В	Частота вращения, об/мин	КПД, %	Сопротивление обмотки при, Ом	Индук- тивность цепи якоря, мГн	Момент Инер- Ции, кг*м2
		номи- нальная	макси- маль- ная		яко-ря	добавоч- ных по- люсов	возбу- жде- ния
26	440	2240	3500	89	0,15	0,092	49,2/12,8	4,9	0,2

1.1 Расчёт угла открывания тиристора

Определим минимальный угол и максимальный угол управления тиристорами по формуле (1.1):

, (1.1)

где Е₀ -- среднее значение выпрямленного напряжения при б=0.

.

Для трехфазной мостовой схемы =2,34.

.

Тогда получаем для расчета б_min:

.

Для определения б_max имеем формулу:

.

где D -- диапазон регулирования (D=10).

Значение минимального угла открывания вентилей для трехфазных схем лежит в пределах =20…30? эл. В приведенном выше расчете для трехфазной мостовой схемы угол =44,8?, что выходит за пределы указанного диапазона. По заданию к курсовому проекту U_н = 440 В, а последовательно с двигателем подключается сглаживающий дроссель, что уменьшает пульсации тока в якоре двигателя. Поэтому использование трансформатора в данном выпрямителе не целесообразно. Кроме того, трансформатор имеет низкие массогабаритные показатели, а его высокая стоимость ведет к значительному удорожанию всего преобразователя.

1.2 Выбор СПП по току

Вычисляем I_Н -- номинальный ток нагрузки электродвигателя:

(1.2)

где P_н -- номинальная мощность электродвигателя, Вт;

U_н -- номинальное напряжение на якоре электродвигателя, В;

з_н -- номинальный КПД двигателя, берутся из таблицы 1.

Подставив значения в формулу (1.1) получаем:

Рассчитаем среднее и действующее значение тока I_в.ср, I_в.д, протекающего через прибор, для режима работы с максимальной загрузкой по току, т.е. при .

(1.3)

(1.4)

Рассчитаем коэффициент формы тока:

(1.5)

По условию (1.6) предварительно выбираем тип прибора и охладитель:

(1.6)

где К_зрi -- коэффициент запаса по току в рабочем режиме (1,25…1,65);

К_зо -- коэффициент запаса, учитывающий отклонения режима работы и условий охлаждения от номинальных (0,8…1,2);

I_TAV.M -- максимально допустимый средний ток через тиристор при заданных условиях охлаждения, А.

Так как (условия по нагреву током хуже, чем в номинальном режиме), а максимальная температура воздуха Т_а = 20°С (условия по отводу тепла лучше, чем при Т_а = 40°С), принимаем К_зо=0,9. Приняв К_зрi=1,25, по условию 1.6 получаем:

Из справочника [2, с. 176-177] по силовым полупроводниковым приборам предварительно выбираем тиристор Т 142-80 с типовым охладителем 0241-80,

у которого I_TAV.m = 27 А при естественном охлаждении и Т_а =40°С. Характеризующие и предельно допустимые параметры приведены в таблице 1.2

([2], табл. 11.1-11.3, табл. 19.2, стр.177-179,376).

Таблица 1.2 - Параметры тиристора Т142-80

Пороговое напряжение UT(TO), В	0,93
Дифференциальное сопротивление в открытом состоянии rT, мОм	3,3
Максимально допустимая температура перехода Tjm, 0С	125
Тепловое сопротивление переход-корпус Rthjc, 0С/Вт	0,3
Тепловое сопротивление контактная поверхность охладителя --охлаждающая среда Rthha, 0С/Вт	2,1
Тепловое сопротивление корпус -- контактная поверхность охладителя Rthch, 0С/Вт	0,15

Рассчитываем тепловое сопротивление переход -- охлаждающая среда по формуле (1.7):

(1.7)

Вычисляем максимально допустимый средний ток для выбранного вентиля при заданных условиях работы и охлаждения по формуле (1.8):

(1.8)

(1.9)

(1.10)

Проверяем условия (1.9) и (1.10):

Так как выполняются условия (1.9) и (1.10), то тиристор по току выбран правильно.

Выбор диодов по току.

Поскольку диоды имеют в проектируемой схеме такую же нагрузку как и тиристоры, то максимально допустимый средний ток через диод при заданном условии охлаждения будет иметь то же значение, что и для тиристора, рассчитываемый по формуле 1.6.

Из справочника [2, с. 88-89] по СПП предварительно выбираем диод

Д 122-40 с охладителем 0221-60, у которого =21 А при естественном охлаждении и Т_а =40°С. Характеризующие и предельно допустимые параметры приведены в таблице 3 ([2], табл. 5.1-5.3, стр. 88-89).

Таблица 1.3 -- Характеризующие и предельно допустимые параметры диода Д122-40

Пороговое напряжение UT(TO), В	0,85
Дифференциальное сопротивление в открытом состоянии rT, мОм	4,0
Максимально допустимая температура перехода Tjm, 0С	190
Тепловое сопротивление переход-корпус Rthjc, 0С/Вт	1,0
Тепловое сопротивление контактная поверхность охладителя --охлаждающая среда Rthha, 0С/Вт	2,8
Тепловое сопротивление корпус -- контактная поверхность охладителя Rthch, 0С/Вт	0,2

Проверка диодов по максимальному току

Для проверки правильности выбора диода произведем перерасчет максимального допустимого среднего тока при заданных условиях работы и охлаждения ([3], стр. 22) по формуле:

(1.11)

где I^*_FAVm -- расчетный максимально допустимый средний ток через диод при заданных условиях работы и охлаждения.

Правильность выбора диода определяется соотношением:

(1.12)

Условие (1.12) выполняется .

Следовательно, по току диод выбран верно.

1.3 Проверка СПП по перегрузочной способности

Целью проверки по перегрузочной способности является обеспечение нормальной работы СПП в переходных режимах. Определим потери мощности на тиристоре при токе, предшествующем перегрузке:

(1.13)

Определим потери мощности на тиристоре для тока, соответствующего перегрузке:

(1.14)

Находим средний ток перегрузки через тиристор:

;

.

Определим потери мощности на диоде при токе, предшествующем перегрузке:

.

Определим потери мощности на диоде для тока, соответствующего перегрузке:

.

Определяем тепловое сопротивление переход-среда для тиристора по формуле (1.15):

(1.15)

По графику зависимости Z_thja = f(t) ([2], рис. 11.9, стр. 189) определяем время перегрузки, допустимой для нашего тиристора t_m=8 с.

Определяем тепловое сопротивление переход-среда для диода:

.

По графику зависимости Z_ihja = f(t) ([2], рис. 5.6(д), стр. 93) определяем время перегрузки, допустимой для нашего диода t_m = 2 с.

Находим реальное время перегрузки, равное времени пуска электродвигателя по формуле (1.16):

(1.16)

где J_? =(1,2...1,3)·J_д -- суммарный приведенный момент инерции электропривода, ;

J_Д -- момент инерции электродвигателя равный:

;

щ_н -- номинальная угловая скорость электродвигателя равная:

М_н -- номинальный на валу электродвигателя равный:



М_п -- пусковой момент электродвигателя, при

М_С -- статический момент, с которым происходит пуск электропривода.

Принимаем М_С=М_н.

Проверяем выполнения условия (1.17):

(1.17)

для тиристора:

Следовательно тиристор по перегрузочной способности выбран правильно.

Проверим выполнения условия для диода:

Следовательно, диод по перегрузочной способности выбран правильно.

1.4 Выбор СПП по напряжению

Произведем выбор СПП по напряжению, или, точнее, выберем класс тиристоров и диодов по напряжению. Класс по напряжению принимают исходя из того, чтобы повторяющееся импульсное напряжение в закрытом состоянии U_drm было больше, чем максимальное значение напряжения прикладываемое к тиристору или диоду в схеме.

Выбор тиристора по напряжению производим по формуле (1.18):

(1.18)

где - коэффициент учитывающий повышение напряжения в сети, =1,15;

- коэффициент запаса по рабочему напряжению, =1,65…2;

- максимальное значение обратного напряжения на вентиле, ;

- номинальное значение максимального обратного напряжения, прикладываемого к вентилю;

- повторяющееся импульсное напряжение в закрытом состоянии.

Из справочника [2, стр. 88,177] выбираем U_DRM=1100 В. Тогда класс по напряжению 11. Маркировка тиристора имеет вид: Т142-80-11. Маркировка диода: Д122-40-11.

2. РАСЧЕТ И ВЫБОР ЭЛЕМЕНТОВ ПАСИВНОЙ ЗАЩИТЫ СИЛОВЫХ ПРИБОРОВ ОТ АВАРИЙНЫХ ТОКОВ И ПЕРЕНАПРЯЖЕНИЙ

На рисунке 2.1 представлена силовая схема трехфазного мостового выпрямителя с защитными R-C цепочками и анодными реакторами на входе. Переходные процессы в цепях преобразователей электрической энергии часто сопровождаются перенапряжениями, основными из которых являются: перенапряжения, обусловленные внутренними процессами в полупроводниковых приборах в моменты коммутации тока; коммутационные перенапряжения, возникающие в моменты отключения внешних цепей с индуктивностями; перенапряжения, вызванные резонансными явлениями в преобразователях; внешние перенапряжения, поступающие из питающей сети.

Рисунок 2.1 -- Силовая схема трехфазного мостового выпрямителя с защитными R-C цепочками и анодными реакторами на входе

Перенапряжения могут привести к электрическому пробою приборов, вызывающему, как правило, возникновение коротких замыканий. Защитные R-C цепочки предназначены для ограничения скорости нарастания напряжения и снижения перенапряжений на СПП схемы. Для защиты СПП от аварийных токов используют анодные реакторы, которые ограничивают ток короткого замыкания на уровне, не превышающем ударный ток I_уд. прибора. Пульсации выпрямленного тока увеличивают действующее значение тока якоря и вызывают повышенные тепловые потери. В связи с этим ус-тановленная мощность электродвигателя, соответствующая требуемому статическому моменту, обусловленному глад-кой составляющей тока двигателя, должна быть увеличена. Пульсации тока являются при-чиной пульсаций поперечного поля якоря и приводят к повышенным потерям на перемагничива-ние железа; ухудшают коммутацию двигателя и приводят к повышенному шуму при работе двигателя. Поэтому для уменьшения пульсаций тока и ограничения зоны прерывистых токов в главной цепи дви-гателя применяют дополнительный сглаживающий дроссель.

2.1 Расчет и выбор защитных R-С цепочек

В качестве пассивной защиты применяются R-С цепочки, так как они ограничивают скорость нарастания напряжения на вентилях и снижение перенапряжения на вентилях. R-C цепочка подключается параллельно каждому вентилю.

Выбираем емкость конденсаторов С1-С6, предназначенных для защиты вентилей, в пределах С=0,1…0,5 мкФ, К75-24-1600В-0,18мкФ±10%, [4, стр. 51].

Т.к. R-C цепочка подключается параллельно вентилю, и падение напряжения на резисторе R мало, то к конденсатору прикладывается напряжение, равное максимальному напряжению на вентилях U_С=1100 В.

Выбираем сопротивление резисторов R1-R6, предназначенных для защиты вентилей, в пределах R=33…200 Ом. Определяем мощность резисторов R1-R6:

;

.

Выбираем резисторы R1-R6: ПЭВ-7,5-91Ом±5% [5, стр. 48].

2.2 Выбор и расчет анодного реактора

Требуемое значение индуктивности анодного реактора для ограничения тока короткого замыкания на уровне ударного определим по формуле (2.1):

(2.1)

где К_п - коэффициент, учитывающий наличие свободной составляющей в токе короткого замыкания; К_п = 1,6 2,0;

I_{уд. -} ударный ток, который может протекать по прибору в течении 10 мс;

Ударный ток для выбранного тиристора , а для диода . Для расчета анодного реактора принимаем значение ударного тока для диода, так как его значение меньше.

п - количество реакторов, ограничивающих ток короткого замыкания.

; ; ; n=2; .

.

Анодный реактор выбирается исходя из следующих неравенств:

L_{н кат.} L_АР,=0,64мГн;

U_{н кат} U_1Н =220В;

I_{н кат} I_1Н ==

Так как в каталоге отсутствует анодный реактор с указанными параметрами, изготовим его по спецзаказу со следующими данными: , .

Выполним конструктивный расчет анодного реактора, в ходе которого необходимо определить активное сопротивление обмотки :

где - число витков обмотки реактора;

В - магнитная индукция, для электротехнической стали В=(1,5…1,7), Тл;

S - площадь поперечного сечения магнитопровода;

Задавшись числом витков W=30, находим:

Площадь поперечного сечения примем

С другой стороны:

где А - длина поперечного сечения магнитопровода;

В - ширина поперечного сечения магнитопровода.

Задаемся величиной А=4 см и находим .

;

Принимаем плотность тока в обмотке j=4 . Тогда площадь сечения провода обмотки:

;

диаметр провода:

.

При не рекомендуется использовать провод с круглым сечением, для изготовления обмотки анодного реактора воспользуемся медным проводом прямоугольного сечения следующих размеров а=2,50 , b=6,00, при этом расчетное сечение провода составляет :

Задаемся высотой катушки реактора h=90 мм. Находим число витков по высоте катушки:

.

Число слоев обмотки катушки:

.

Тогда толщина катушки по периметру равна:

.

Средняя длина витка

.

Общая длина провода катушки:

.

Активное сопротивление обмотки:

.

где - удельное сопротивление меди, = .

2.3 Выбор сглаживающего дросселя

Определяем требуемую постоянную времени электрической цепи исходя из условий ограничения зоны прерывистого тока:

,

где - постоянный коэффициент схемы выпрямления;

с - для трехфазной мостовой схемы;

- максимальное значение относительного граничного тока зоны прерывистого тока,

;

где I_гр.max- абсолютное наибольшее значение граничного тока, которое должно быть меньше тока холостого хода; его значение должно находиться в пределах (0,05...0,15)I_H;

Принимаем =0,1 I_H =0,1?66,4=6,64 А;

I_Б- базовое значение тока,

;

U_m - максимальное значение анодного напряжения;

R_П - активное сопротивление якорной цепи, приведенное к

;

где R_я- сопротивление якоря двигателя:

- сопротивление анодного реактора, ;

R_сп.- активное сопротивление силового преобразователя, учитывающее падение напряжения на вентилях и проводах,

;

где U_В- прямое падение напряжения на вентиле, которое принимаем:

U_В= U_T(TO) + U_(TO) =0,93+0,85=1,78В.

n -число вентилей, последовательно включенных, проводящих ток в один и тот же момент времени.

;

с/А;

Определяем требуемую индуктивность якорной цепи и требуемую индуктивность сглаживающего дросселя:

,

где L_я - индуктивность якоря двигателя, L_я =4,9мГн

;

;

Из каталога выбираем дроссель по соотношениям:

L_{др.кат.н.} L_др =

I_{др.кат.н.} I_н. =66,4 А

Т. к. в каталоге отсутствует дроссель данных параметров изготовим его по спецзаказу со следующими параметрами: L_др = , I_н. =70А

Производим конструктивный расчет дросселя. Для этого необходимо определить активное сопротивление дросселя :

где - число витков обмотки дросселя;

В - магнитная индукция, для электротехнической стали В=(1,5…1,7), Тл;

S - площадь поперечного сечения магнитопровода;

Задавшись числом витков W=40, находим:

Задаваясь числом витков обмотки дросселя W, необходимо проверить, выполнение условия не насыщения дросселя:

где - максимальное значение тока дросселя;

- максимальное значение магнитной индукции, для электротехнической стали =(1,7…2,0) Тл;

- толщина воздушного зазора магнитопровода сердечника;

- магнитная постоянная, = .

Условие не насыщения дросселя выполняется.

С другой стороны:

где А - длина поперечного сечения магнитопровода;

В - ширина поперечного сечения магнитопровода.

Задаемся величиной А=14 см и находим .

,

Принимаем .

Принимаем плотность тока в обмотке дросселя j=5 . Тогда площадь сечения провода обмотки:

диаметр провода:

.

Для изготовления дросселя воспользуемся медным проводом прямоугольного сечения следующих размеров а=2,50 , b=6,00, при этом расчетное сечение провода составляет :

Задаемся высотой катушки дросселя h=240 мм и находим число витков по высоте катушки:

.

Число слоев обмотки катушки:

.

Тогда толщина катушки по периметру равна:

.

Средняя длина витка:

.

Общая длина провода катушки:

.

Активное сопротивление дросселя:

,

где - удельное сопротивление меди, = .

Определяем индуктивность якорной цепи:

.

Определяем активное сопротивление якорной цепи в режиме непрерывного тока:

;

где R_я- сопротивление якоря двигателя, R_я=0,3Ом;

- сопротивление анодного реактора, ;

R_сп.- активное сопротивление силового преобразователя, учитывающее падение напряжения на вентилях и проводах.

-коммутационное сопротивление, обусловленное углом перекрытия анодов:

Определяем активное сопротивление якорной цепи в режиме прерывистого тока:

Проверим правильность выбора дросселя из условия:

;

где Е₀- условная ЭДС холостого хода преобразователя ( среднее значение выпрямленной ЭДС при ).

- удельная относительная величина дополнительных потерь от переменной составляющей тока; определяется в зависимости от схемы выпрямления и степени снижения напряжения выпрямителя. Для несимметрично управляемых схем:

.

По графику определяем =0,0025;

.

Условие выполняется, значит дроссель выбран правильно

Определяем коэффициент пульсаций тока:

;

где , - соответственно максимальное и минимальное значение пульсирующего тока нагрузки.

Коэффициент формы тока нагрузки:

;

Проверяем условие: к_ф1,2 - выполняется.

Коэффициент использования двигателя по току:

.

3. ЛИТЕРАТУРНЫЙ ОБЗОР СИСТЕМ УПРАВЛЕНИЯ СПП ВЫПРЯМИТЕЛЯ И ФОРМИРОВАНИЕ ТРЕБОВАНИЙ К СИФУ ПРОЕКТИРУЕМОГО ВЫПРЯМИТЕЛЯ

Свойства различных СИФУ определяются некоторой совокупностью признаков к числу которых относятся следующие признаки:

1.Вид развертываемого сигнала :

1.1 Интегрирующие;

1.2 Вертикальные.

1.1 Интегрирующие.

Принцип работы СИФУ интегрирующего типа заключается в том, что при изменении напряжения управления Uу от 0 до 0.7Ucm, где Ucm - максимальное напряжение синхронизации, угол управления изменяется от 180є до 0є. К достоинствам системы фазового управления (СФУ) интегрирующего типа относится: 1) практически линейная зависимость угла управления от напряжения управления; 2) неизменность характеристик системы при нестабильности параметров элементов интегратора.

1.2Вертикальные.

При вертикальном управлении управляющий импульс формируется в результате сравнения на нелинейном элементе величин переменного (косинусоидального, пилообразного) и постоянного напряжения. В момент, когда они равны и их разность меняет полярность, происходит формирование импульса. Фазу импульса можно регулировать, изменяя величину постоянного напряжения. Фазосдвигающее устройство состоит из генератора переменного напряжения и узла сравнения.

При поступлении с синхронизатора напряжения в момент естественной коммутации запускается генератор переменного напряжения ГПН. С выхода ГПН напряжение пилообразной формы поступает на устройство сравнения, где оно сравнивается с напряжением управления. В момент равенства пилообразного и управляющего напряжений УС подает импульс, который через распределитель импульсов РИ попадает на формирователь импульсов, а далее на тиристоры.

Схема вертикальной СИФУ представлена на рисунке 3.2:

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рисунок 3.2 - Схема вертикальной СИФУ

2. Способ отсчета угла :

2.1 Одноканальные (отсчет в одном канале для всех тиристоров).

2.2 Многоканальные (отсчет для каждого тиристора производится в своем канале).

В многоканальной СИФУ, в отличии от одноканальной, управляющие импульсы формируются для каж-дого тиристора (или группы тиристоров при последова-тельном и параллельном соединении) отдельно, в своем канале. Однако в одноканальной систе-ме значительно легче получить симметрию управляющих импульсов, но система усложняется за счет применения специальных распределителей.

Формирование требований предъявляемых к СИФУ:

1) амплитуда, форма и длительность импульсов должны быть достаточными для надежного открытия вентиля. Фронт импульса должен быть крутой (150--200 В/эл. град) для обеспечения быстрого нарастания тока управления, четкого открывания тиристора и уменьшения потерь при включении.

2) широкий диапазон изменения угла управления.

3) симметричность управляющих импульсов. Асимметрия между интервалами допускается в пределах 0,5-3°.

4) надежность, высокая устойчивость к импульсным помехам, линейность регулировочной характеристики (Ud =f(Uу)), гальваническая развязка цепей управления и силовых цепей.

4. ПРОЕКТИРОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ И ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ СХЕМ СУ СПП

На основании сформированных выше сведений о СИФУ, предполагается использовать в нашем выпрямителе синхронную СИФУ вертикального типа. Данная СИФУ имеет изменяющееся опорное напряжение, строго синхронизированное с сетевым напряжением, сравниваемое с постоянным напряжением управления. Реализованная таким образом структурная схема СИФУ приведена на рисунке 4.1.

Рисунок 4.1 - Структурная схема СИФУ

На данной структурной схеме приняты следующие обозначения:

УС - устройство синхронизации;

ГРН - генератор развертываемого напряжения;

НО - нуль-орган (компаратор);

ФДИ - формирователь длительности импульсов;

РИ - распределитель импульсов;

ВФ - выходной формирователь;

U_р1-3 - напряжение разрешения подачи импульсов на вентили:

U_С - напряжение синхронизации;

U_П - опорное пилообразное напряжение;

U_СМ - напряжение смещения;

U_Y - напряжение управления;

U_НО - выходное напряжение нуль-органа;

Рисунок 4.2 - Функциональная схема СИФУ трехфазным мостовым полу управляемым выпрямителем

5. ВЫБОР ТИПОВ ЛИНЕЙНЫХ И ЦИФРОВЫХ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ

В ходе проектирования системы управления в схеме будут использоваться микросхемы К140УД11. Микросхема представляет собой быстродействующий операционый усилитель, имеющий защиту от превышения напряжения по входу и схему защиты выхода от короткого замыкания, с внутренней частотной коррекцией. Корпус К140УД11 типа 301.8-2, масса не более 1,5 г. Цоколевка корпуса (301.8-2) имеет вид представленный на рисунке 5.1:

1,5,8 - коррекция;

2 - вход инвертирующий;

3 - вход неинвертирующий;

4 - напряжение питания -U_п;

6 - выход;

7 - напряжение питания +U_п;

Рисунок 5.1 - Цоколевка корпуса

Технические характеристики данной микросхемы приведены в таблице 5.1:

Таблица 5.1- Технические характеристики микросхемы К140УД11

Параметр, режим	Обозн.	Ед. изм.	Знач.
Напряжение питания	Uп	В	±(5ч18)
Максимальное выходное напряжение	Uвых. max	В	±12
Входной ток	Iвх.	нА	500
Коэффициент усиления напряжения	Ку.н..	тыс.	25
Напряжение смещения	Uсм.	мВ	10

В данной СИФУ были использованы микросхемы К561ЛА7 - содержит четыре логических элемента 2И-НЕ. Основные параметры данной микросхемы приведены в таблице 5.2.

Таблица 5.2- Основные параметры микросхемы серии К561ЛА7

Параметр	Значение
Напряжение питания Uп , В питания Uп, ,.в	10
Выходное напряжение низкого уровня Uвых0 , В низкого уровня Uвых о, В	2,9
Выходное напряжение высокого уровня Uвых1 , В высокого уровня Uвых 1, В	7,2
Входной ток Iвх, А	5 * 10-6
Максимальный выходной ток Iвых , А ой ток I вых А	1,3 * 10-3

На рисунке 5.2 приведена схема назначения выводов используемой микросхемы.

№ вывода	Назначение	№ вывода	Назначение
1	Вход	8	Вход
2	Вход	9	Вход
3	Выход	10	Выход
4	Выход	11	Выход
5	Вход	12	Вход
6	Вход	13	Вход
7	Общий	14	Напряжение питания



Рисунок 5.2 - Назначение выводов микросхемы К561ЛА7

В качестве опторазвязки выбираем оптопару АОТ128Д с параметрами приведенными в таблицах 5.3. На рисунке 5.3 показаны габариты используемой оптопары.

Рисунок 5.3 - Габаритный чертеж

Рисунок 5.4 - Нумерация выводов оптопары АОТ128Д

Таблица 5.3 Предельно-допустимые режимы эксплуатации

Параметр	Обозн.	Ед. изм.	Мин.	Макс.
Коммутируемое напряжение	Uком	В	-	50
Входной ток	Iвх	мА	-	40
Выходной ток	Iвых	мА	-	32
Входное напряжение	Uвх	В	-	1.6
Ток утечки на выходе	Iут.вых.	мкА	-	10

В качестве одновибратора используем микросхему К561АГ1 с параметрами приведенными в таблице 5.4.

Рисунок 5.5- Микросхема одновибратора К561АГ1

Таблица 5.4 - Параметры микросхемы К561АГ1

Параметр	Обознач.	Параметр	Обознач.
Длительность запускающего импульса	50 нс	Выходной ток короткого замыкания	20-55 мА
Внешний таймирующий резистор (SN74)	1.4-40 КОм	Ток потребления покоя	-13-25 мА
Внешняя таймирующая емкость	0-4000 мкФ	Ток потребления во время импульса	-23-40 мА

6. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ СХЕМЫ И ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ФУНКЦИОНАЛЬНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ СУ СПП

6.1 Расчет источника синхронизирующего напряжения

Источник синхронизирующего напряжения выполняем на оптопаре. Его принципиальная электрическая схема представлена на рисунке 6.1.

Рисунок 6.1 - Принципиальная электрическая схема ИСН

Входной фильтр на R1-C1 обеспечивает устранение высокочастотных искажений в напряжении сети; кроме того, он сдвигает напряжение для создания необходимого диапазона регулирования фазы импульсов управления.

Необходимый угол сдвига находим из выражения:

=30эл., тогда

Зададимся значением С1=1 мкФ. Тогда

кОм.

В качестве опторазвязки выбираем оптопару АОТ128Д.

Тогда

=0,38 кОм.

В качестве VT1 выбираем транзистор КТ501Е следующими параметрами:

Рк mах - максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе 0,35 Вт

Uкб max - максимальное напряжение коллектор-база 30 В

Uкэ max - максимальное напряжение коллектор-эмиттер 30 В

Uэб max - максимальное напряжение эмиттер-база 10 В

Ik max - максимальный ток коллектора 0,3 А

- статический коэффициент усиления в схеме с общим эмиттером 80-240

fгр - граничная частота 5 МГц

На рисунке 6.2 приведена принципиальная электрическая схема устройства синхронизации.



Рисунок 6.2 - Принципиальная электрическая схема устройства синхронизации

Резисторы R6 и R7 имеют сопротивление 4 кОм, резистор R10 равен 10 кОм в соответствие со схемой подключения операционного усилителя.

Диоды VD2, VD3 необходимы для отсечки отрицательной полуволны прямоугольного напряжения поступающего на логические элементы, т.к. подача на логику отрицательного потенциала недопустима. Выбираем диоды КД512А имеющий максимальное обратное напряжение 15 В, номинальный прямой ток 0,02 А [8].

В качестве элементов 2И-НЕ выбираем микросхему К561ЛА7, ее параметры приведены в таблице 5.3.

В итоге выбираем:

в качестве резистора Rl - резистор С2-ЗЗН-0,125-2 кОм±5% [5];

в качестве резистора R2 - резистор С2-ЗЗН-0,125-430 кОм±5% [5];

в качестве резистора R3 - резистор С2-33Н-0,125-390 Ом5% [5];

в качестве резистора R5 - резистор С2-33Н-0,125-470 кОм5% [5];

в качестве резистора R10 - резистор С2-33Н-0,125-10 кОм5% [5];

в качестве резистора R6,R7 - резистор С2-ЗЗН-0,125-3,9 кОм10% [5];

в качестве конденсатора С1 - конденсатор К75-24-400-1 мкФ10% [4];

6.2 Расчет выходных формирователей

ВФ должен быть рассчитан таким образом, чтобы внешняя характеристика источника открывающих импульсов располагались в зоне надежного открывания при условии не превышения допустимого тока, напряжения и мощности управления (U_FGM,I_FGM, P_FGM).Точка А пересечения ВАХ источника открывающих импульсов с ВАХ управляющего электрода определяет рабочее напряжение и ток открывания (управления).

Рисунок 6.3 - Электрическая схема выходного формирователя

Из справочника [2, стр. 178] для тиристора Т142-80 выписываем:

U_GT=10 В;

I_GT=0,35А.

По формуле (6.2) находим U_{отп.хх.min} при снижении на 15% напряжения U_п:

(6.2)

Находим минимальное значение тока I_{отп.хх.к.з.min} при максимальном внутреннем сопротивлении, увеличение которого на 5% вызвано разбросом параметров и сопротивлений элементов:

(6.3)

Определяем номинальные значения:

(6.4)

(6.5)

Находим номинальное значение внутреннего сопротивления источника:

(6.6)

Находим максимальное значение U_{отп.хх.max} и I_{отп.к.з.max} с учетом возможного повышения напряжения на 10% и уменьшения внутреннего сопротивления источника на 5%:

(6.7)

(6.8)

Из справочника [5, стр. 408] выбираем импульсный трансформатор ТИМ237, длительность импульса t_{имп.отп.}=100мкс .

В качестве VT1 выбираем из каталога [11] транзистор КТ961А со следующими параметрами:

Рк mах - максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе 12,5 Вт

Uкб max - максимальное напряжение коллектор-база 100 В

Uкэ max - максимальное напряжение коллектор-эмиттер 80 В

Ik max - максимальный ток коллектора 1,5 А

- статический коэффициент усиления в схеме с общим эмиттером 40-100

fгр - граничная частота 50 МГц

.

В качестве балластного сопротивления выбираем резистор:

R_б -С2-11-0,125-30 Ом±5%

По формуле (6.9) находим номинальное напряжение источника питания:

(6.9)

По формуле (6.10) находим максимальную мощность в управляющем переходе на максимальной ВАХ:

, (6.10)

(6.11)

Резистор R2 и конденсатор С1 представляют из себя R-C фильтр, выбираем резистор сопротивлением 10 кОм и конденсатор емкостью 0,001 мкФ.

Выбираем в качестве резистора R2 - резистор С2-33Н-0,125-10 кОм5% [5];

В качестве конденсатора С1 - конденсатор К75-24-400-1нФ10% [4];

Диод VD1 препятствует появлению напряжения обратной полярности на переходе коллектор-эммитер транзистора. Выбираем диод ГД107А имеющий максимальное обратное напряжение 15 В, номинальный прямой ток 0,02 А [8].

Диод VD2 предназначен для того, чтобы не допустить появления напряжения обратной полярности на управляющем электроде тиристора. Выбираем диод ГД107А .

6.3 Расчет генератора развертываемого напряжения

ГРН с опорным пилообразным напряжением представляет собой интегратор со сбросом. Принципиальная электрическая схема ГРН представлена на рисунке 6.4.

U_пм 10 В, t_раб.=10 мс

t_сбр. 50 мкс, U_пит= ±15 В

Выходное напряжение генератора представляет собой усиленное операционным усилителем напряжение на конденсаторе, ОУ охвачен отрицательной (резисторы R2, R1) и положительной (резистор R4) обратными связями.



Рисунок 6.4 - Принципиальная электрическая схема ГРН

В качестве операционного усилителя для схемы выбираем микросхему К140УД23, параметры которой приведены в таблице 5.1. Управление работой генератора производится транзистором VТ1, осуществляющим разряд конденсатора до нуля и обеспечивающим малое время обратного хода t₀ формируемого напряжения. Длительность открытого состояния транзистора VТ1 определяется длительностью t_п входного импульса (U_синх) положительной полярности. На интервале t_pаб ОУ работает в линейном режиме. Если принять для ОУ u₀=0, то напряжение

u_(-)=u_c=u₍₊₎ и для цепи обратной связи по инвертирующему входу можно записать следующее уравнение для токов:

,

откуда:

(6.12)

Токи цепи обратной связи по не инвертирующему входу ОУ связаны соотношением:

(6.13)

В результате подстановки выражения (6.12) в (6.13), а также учитывая, что , находим

Характер изменения во времени напряжения на конденсаторе зависит от соотношений сопротивлений резисторов. При

(6.14)

Напряжение на конденсаторе изменяется во времени по линейному закону:

(6.15)

Условие (6.14) обычно выполняется при соблюдении равенств (6.16):

, (6.16)

Это необходимо для выравнивания входных сопротивлений по обоим его входам.

Из выражения (6.15)

 (6.17)

Напряжение u_сmax целесообразно выбирать минимальным, чтобы исключить влияние разброса параметров используемых резисторов на коэффициент нелинейности формируемого напряжения. Зададим u_сmax=5В,

C₁=0,5 мкФ. Сопротивления выбираются в 3-5 раз меньше выходных сопротивлений ОУ для исключения влияния их нестабильности на работу схемы. Тогда из формулы (6.17) найдем R₃:

.

. Принимаем u_пм=10 В. Из соотношения:

,

.

Таким образом выбираем:

С1- К75-24-400-0,51 мкФ10% ; [4]

R₁, R₃, R₂, R₄- С2-ЗЗН-0,125-60 кОм±5%; [5]

Транзистор VT1 выбираем по условиям:

где к_зi= 1,21,5; к_зи=1,52,0.

Ток коллектора I_k равен току разряда конденсатора С1.

.

Считая, что разряд конденсатора С1 происходит при постоянном токе, имеем

;

А.

С учетом к_зi= 1,5; к_зи= 2 имеем:

А

В

В качестве VT1 из справочника выбираем транзистор КТ501Е со следующими параметрами:

Рк mах - максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе 0,35 Вт

Uкб max - максимальное напряжение коллектор-база 30 В

Uкэ max - максимальное напряжение коллектор-эмиттер 30 В

Uэб max - максимальное напряжение эмиттер-база 10 В

Ik max - максимальный ток коллектора 0,3 А

- статический коэффициент усиления в схеме с общим эмиттером 80-240

Ток базы транзистора VT1:

мА.

кОм.

мВт.

Выбираем резистор R5- С2-33Н-0,125-39кОм5% [5].

6.4 Расчет компаратора

Рисунок 6.6 - Электрическая схема компаратора

В качестве операционного усилителя для унификации схемы выбираем микросхему К140УД23, параметры которой приведены в таблице 5.1.

Компаратор осуществляет преобразование U_у в фазовый сдвиг - угол открывания . Развертываемое напряжение:

Для момента времени, при котором произошло равенство напряжений, для входной цепи компаратора можно записать:

Примем R1=R2=R3.Тогда . При U_у=0 угол открывания =_нач, а U_п= -U_см.

.

В режиме непрерывного тока для трехфазного мостового полу управляемого выпрямителя составляет 180°. _нач=. Учитывая, что в момент равенства напряжений =, можно записать:

,

.

.

Для _нач=, .

(6.18)

Из формулы (6.18) найдем:

;

.

где , - соответственно, минимальный и максимальный угол управления тиристорами выраженный в радианах.

Выбираем R1...R3-С2-6-0,125-24 кОм5%.

6.5 Расчет одновибратора

В данном курсовом проекте используем одиночный одновибратор АГ1 без перезапуска, данный тип одновибраторов не реагирует на входной сигнал до окончания выходного импульса. Параметры данного одновибратора приведены в табл. 5.6. На неиспользуемые входы при этом надо подавать сигналы логического нуля или логической единицы. Можно также использовать остающиеся входы для разрешения или запрещения входного запускающего сигнала. Для одновибратора АГ1 длительность выходного импульса можно оценить по формуле:

(6.19)

Сформируем импульс длительностью 50 мкс, следовательно, по формуле 6.19:

Примем=10нФ. Тогда

Выбираем: С₁-К75-24-400-10нФ±10%; R₁-C2-6-0.125-7.5 кОм±5%.

7. СОСТАВЛЕНИЕ ПОЛНОЙ ПРИНЦИПИАЛЬНОЙ ЭЛЕКТРИЧЕСКОЙ СХЕМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ И ПЕРЕЧНЯ ЭЛЕМЕНТОВ К НЕЙ. ОПИСАНИЯ ПРИНЦИПА ДЕЙСТВИЯ СХЕМЫ

7.1 Составление полной принципиальной электрической схемы преобразователя

Полная принципиальная схема (рисунок 7.2) собрана из блоков, которые были описаны в предыдущем разделе и приведены с графической частью вместе с функциональной схемой.

7.2 Перечень элементов, используемых в принципиальной схеме ППЭЭ

Позиционное обозначение	Наименование	Кол.	Примечание
	Микросхемы
DA1-DA15	К140УД11	15
DD10, DD14-DD15	К561ЛА7	3
DD1-DD3	КР249КН4А	3
DD4-DD9, DD11-DD13	К561АГ1	9
	Диоды
VD1-VD15	КД512А	15
VD19-VD21	Д122-40-11	3
	Тиристоры
VS1, VS3, VS5	Т142-80-11	3
	Транзисторы
VT1-VT6	КТ501Е	6
VT7-VT9	КТ961А	3
	Конденсаторы
C1-C3	К75-24-400В-1мкФ±10%	3
C4-C9,С13-С15	К75-24-400В-10нФ±10%	9
C10-C12	К75-24-400В-0,51 мкФ10%	3
C16-C18	К75-24-400В-1нФ10%	3
С19-С24	К75-24-1600В-0,18мкФ±10%	6
	Резисторы
R1-R3	С2-ЗЗН-0,125-2 кОм±5%	3
R4-R6	С2-ЗЗН-0,125-430 кОм±5%	3
R7-R9	С2-33Н-0,125-390 Ом5%	3
R13-R15	С2-33Н-0,125-470 кОм5%	3
R16-R18, R31-R33, R67-R69	С2-33Н-0,125-10 кОм5%	9
R19-R24, R58-R60	С2-ЗЗН-0,125-3,9 кОм5%	9
R25-R30, R61-R63	C2-6-0.125-7.5 кОм±5%	9
R34-R36	С2-33Н-0,125-39кОм5%	3
R37-R48	С2-ЗЗН-0,125-60 кОм±5%	12
R49-R57	С2-6-0,125-24 кОм5%	9
R64-R66	С2-11-0,125-30 Ом±5%	3
R70-R75	ПЭВ-7,5-91Ом±5%	6
	Трансформатор
TV1-TV3	ТИМ237	3
La1-La3	Анодный реактор	3
L1	Сглаживающий дроссель	1

7.3 Описание принципа работы схемы проектируемой СИФУ

Устройство синхронизации УС обеспечивает связь с сетью и согласование напряжений, а также их фильтрацию, т.е. получение из напряжения, питающего выпрямитель неискаженного синусоидального напряжения, потенциально развязанного с сетью с соответствующей амплитудой и фазой. Помимо этого УС формирует последовательность импульсов U_синх, которые строго синхронизированы с моментами естественного открывания тиристоров, а также последовательность импульсов Uр_1-3, которые определяют порядок подачи открывающих импульсов на соответствующие тиристоры. Поскольку в трехфазной мостовой схеме моменты естественного открывания вентилей сдвинуты на /6 относительно момента перехода соответствующей фазной синусоиды через ноль, то УС должно обеспечивать смещение соответствующей фазной синусоиды на этот угол, т.е. получение напряжений U'_a, U'_b и U'_c. Пороговые элементы УС, в соответствии с полученными напряжениями U'_a, U'_b и U'_c формируют напряжения Uр₁, Uр₂ и Uр₃, определяющие моменты разрешения включения соответствующих тиристоров. В момент перехода напряжений Uр₁, Uр₂ и Uр₃ через ноль, сравнивающее устройство УС формирует короткий импульс, последовательность этих импульсов и будет являться строго синхронизированной с моментами естественного открывания вентилей.

Формирование опорного напряжения (пилообразного) Uп осуществляется генератором опорного напряжения ГРН, возврат которого в исходное состояние происходит в момент подачи синхроимпульса от УС.

Нуль-орган сравнивает пилообразное опорное напряжение U_П и напряжения управления U_Y. Напряжение смещения U_cm необходимо для того, чтобы поставить в соответствие увеличению напряжения управления увеличение выходной ЭДС выпрямителя, величина U_СМ выбирается таким образом, чтобы при напряжении управления равном нулю, угол открывания тиристоров был равен начальному углу открывания _нач, при котором обеспечивается работа выпрямителя в зоне непрерывного тока. Для трехфазного мостового полу управляемого выпрямителя начальный угол открывания равен 180°. В момент прохождения этого суммарного напряжения через ноль, нуль-орган (НО) изменяет свое состояние на противоположное (с 0 на 1 или наоборот), выдавая последовательность импульсов U_НО. При этом формирователь длительности импульсов ФДИ формирует управляющий импульс по длительности достаточной для надежного открытия тиристора, и имеет на выходе последовательность импульсов U_ФДИ. Импульсы с ФДИ поступают на распределитель импульсов РИ, который в зависим...