Размещено на http://www.allbest.ru/

Министерство образования Республики Беларусь

Учреждение образования

Гомельский государственный технический

университет имени П. О. Сухого»

Факультет автоматизированных и информационных систем

Кафедра «Автоматизированный электропривод»

Пояснительная записка

к курсовому проекту

по дисциплине:

«Силовая преобразовательная техника»

на тему: «Реверсивный тиристорный преобразователь для электропривода постоянного тока»

Исполнитель: студент гр. ЗЭП-41

Савченко Д .П.

Руководитель: к.т.н., доцент

Погуляев М.Н.

Гомель 2017

Содержание

Введение

1. Выбор силовой схемы реверсивного тиристорного преобразователя

2. Расчет и выбор элементов силовой схемы преобразователя

2.1 Расчёт и выбор трансформатора

2.2 Расчёт и выбор тиристоров

2.3 Расчёт и выбор уравнительных реакторов

2.4 Расчёт и выбор сглаживающих дросселей

2.5 Расчет и выбор силовой коммутационной и защитной аппаратуры

2.5.1 Расчёт и выбор R-C цепочек

2.5.2 Расчёт и выбор предохранителей

2.5.3 Расчёт и выбор автоматического выключателя

3. Выбор структуры и основных узлов системы управления ТП

4. Расчет и выбор основных элементов СИФУ преобразователя

4.1 Расчёт и выбор генератора опорного напряжения

4.2 Расчёт и выбор элементов нуль-орган

4.3 Расчёт и выбор формирователя длительности и распределение импульсов

4.4 Расчёт и выбор усилителя импульсов

4.5 Расчёт и выбор элементов управляющего органа

5. Разработка задатчика интенсивности

5.1 Расчет и выбор элементов задатчика интенсивности

5.2 Описание работы задатчика интенсивности

6. Расчет и построение регулировочной и внешних характеристик ТП

7. Расчет энергетических показателей

7.1 Полной, активной и реактивной мощностей

7.2 Расчёт мощности искажений

7.3 Расчёт КПД и коэффициента мощности

8. Построение графиков выходного напряжения при указанном напряжении задания

Заключение

Литература

Введение

Электропривод на основе двигателей постоянного тока используется в различных отраслях промышленности - металлургии, машиностроении, химической, угольной, деревообрабатывающей и др. Развитие электропривода направлено на создание высокопроизводительных машин с высокой степенью автоматизации.

Регулирование скорости двигателей постоянного тока занимает важное место в автоматизированном электроприводе. Применение с этой целью тиристорных преобразователей является одним из самых современных путей создания регулируемого электропривода постоянного тока.

Важным элементом при регулировании скорости двигателя является реверс (изменение направления вращения), для осуществления которого используется реверсивный тиристорный преобразователь.

Тиристорные преобразователи обладают рядом достоинств по сравнению с электромашинными преобразователями:

· высокий КПД, обусловленный незначительным падением напряжения на тиристоре (менее 1 В).

· незначительная инерционность, обусловленная фильтрами в цепях управления и неуправляемостью тиристоров в течение интервала проводимости (10--20 мс).

· высокая надежность при использовании быстродействующей защиты в модульно-блочном исполнении ТП.

К недостаткам ТП следует отнести:

· низкий коэффициент мощности при глубоком регулировании напряжения.

· искажения питающего напряжения, вносимые работой ТП.

· повышенный уровень излучаемых радиопомех.

Целью данного проекта является разработка тиристорного преобразователя. При этом решаются следующие задачи:

· выбор силовой схемы преобразователя.

· расчет и выбор элементов силовой схемы.

· расчет и выбор силовой коммутационной и защитной аппаратуры.

· выбор структуры и основных узлов системы управления преобразователем.

· расчет и выбор основных элементов СИФУ преобразователя.

· разработка задатчика интенсивности.

· разработка схемы электронной защиты преобразователя.

· расчет и построение характеристик преобразователя.

· расчет энергетических показателей.

1. ВЫБОР СИЛОВОЙ СХЕМЫ РЕВЕРСИВНОГО ТИРИСТОРНОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ

В зависимости от мощности и назначения электропривода могут применяться различные силовой схемы реверсивных тиристорных преобразователей [1,4]. Нужно стремиться к применению наиболее простых схем, содержащих минимальное количество вентилей. Однако упрощение схемы обычно приводит к ухудшению ее технических показателей. Поэтому при проектировании обычно принимается компромиссное решение, основанное на технико-экономическом сравнении вариантов.

Все реверсивные преобразователи делятся на два класса: однокомплектные и двухкомплектные. В настоящее время наиболее распространенными являются двухкомплектные тиристорные преобразователи, выполненные по встречно-параллельной или перекрестной схемам соединения вентильных групп. Вентили в группах могут соединяться по нулевой или мостовой схемам.

В данном курсовом проекте рекомендуется использовать трехфазную мостовую схему преобразователя так как она обладает следующими преимуществами над нулевой:

- при одинаковой фазной ЭДС среднее значение выпрямленного напряжения в мостовой схеме в два раза больше;

- частота пульсаций выпрямленного напряжения в два раза выше (300 против 150 Гц), а амплитуда пульсаций меньше.

- при одинаковой мощности нагрузки типовая мощность транс-форматора меньше, чем для нулевой;

- отсутствует подмагничивание сердечника трансформатора.

Вентильные группы, входящие в схему реверсивного выпрямителя могут, как указывалось выше, соединяться двумя способами: по перекрестной или встречно-параллельным схемам [4]. Схемы отличаются количеством вторичных обмоток силового трансформатора. Из-за простой конструкции трансформатора в схеме со встречно-параллельным соединением следует ей отдавать предпочтение. Силовая схема трехфазного мостового реверсивного преобразователя с устройствами коммутации и защиты представлена на рис. 1.1. По заданию, в курсовом проекте управление вентильными группами - совместное согласованное. Для ограничения возникающих при этом уравнительных токов используются два не насыщающихся уравнительных реактора LR1 и LR2.



2. РАСЧЕТ И ВЫБОР ЭЛЕМЕНТОВ СИЛОВОЙ СХЕМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ

2.1 Расчет и выбор трансформатора

Выбор силового трансформатора производится по расчетным значениям тока I 2ф.расч, напряжению U2ф.расч, и типовой мощности SТ. Напряжение первичной обмотки U1ф должно соответствовать напряжению питающей сети.

Расчетное значение напряжения U2ф.расч вторичной обмотки трансформатора, имеющего ТП с нагрузкой в режиме непрерывных токов, с учетом необходимого запаса на падение напряжения в силовой части, определяется формулой

B, (2.1)

где ku= 0,427 - коэффициент, характеризующий отношение напряжений U2ф/Ud0 в идеальном трехфазном мостовом выпрямителе;

kc=1,1 - коэффициент запаса по напряжению, учитывающий возможное снижение напряжения сети;

kа=1,1 - коэффициент запаса, учитывающий неполное открытие вентилей при максимальном управляющем сигнале;

kR=1,05 - коэффициент запаса по напряжению, учитывающий падение напряжения в обмотках трансформатора, в вентилях и при коммутации; Ud.ном - номинальное напряжение на выходе преобразователя (принимается равным номинальному напряжению двигателя Ud ном= Uном).

Расчетное значение тока вторичной обмотки

A, (2.2)

где kI =0,815 - коэффициент схемы, характеризующий отношение токов I2ф/Id в идеальной мостовой схеме;

ki =1,1 - коэффициент, учитывающий отклонение формы анодного тока вентилей от прямоугольной;

Id.ном - значение номинального тока двигателя.

, A, (2.3)

где Рном- номинальная мощность электродвигателя;

зном - номинальное значение КПД электродвигателя;

Uном - номинальное напряжение электродвигателя.

Рассчитываем (предварительно) действующее значение тока первичной обмотки трансформатора

A, (2.4)

где kтр - расчетный коэффициент трансформации трансформатора.

(2.5)

где U1ф - фазное напряжение первичной обмотки трансформатора,

U1ф =220 В;

ki1- схемный коэффициент первичного тока. Принимаем ki1=0,815 [1, табл. 2.1].

Мощность первичной обмотки трансформатора

Вт, (2.6)

где m1 - число фаз первичной обмотки, m1 =3.

Мощность вторичной обмотки трансформатора

Вт, (2.7)

где m2 - число фаз вторичной обмотки трансформатора, m2 =3;

I2.расч - действующее расчетное значение вторичного тока трансформатора;

U2ф - фазное напряжение вторичной обмотки трансформатора.

Ориентировочно принимаем U2ф = U2ф.расч ;

0.5% Рном - мощность потребляемая системой управления.

Типовая мощность трансформатора

Вт. (2.8)

преобразователь мощность выключатель импульс

Трансформатор выбираем из условий:

- номинальное фазное напряжение вторичной (вентильной) обмотки трансформатора должно быть близким к значению U2ф.расч:

0.95*U2ф.расч < U2ф.ном <1.2*U2ф.расч; 113 В < U2ф.ном < 134 В

- ток вторичной обмотки трансформатора должно быть больше или равен I2.расч: I 2 н> I2.расч. I 2 н>25,102 А

- номинальная мощность трансформатора должна быть больше или равна типовой: Sном > SТ. Sном >8601 Вт

Трансформатор выбираем по [2, табл.8.5]. Обратите внимание на то, что в справочнике приводятся номинальные значения линейных напряжений обмоток: ТСП-25/0,7-УХЛ4

Параметры выбранного трансформатора сводим в таблицу 2.1.

Параметры трансформатора Таблица 2.1

Наименование	Обозначение	Значение
Номинальная мощность, кВА	Sном	29,1
Напряжение вентильной обмотки (линейное), В	U2ном	205
Ток вентильной обмотки, А	I2ном	82
Напряжение сетевой обмотки (линейное), В	U1ном	380
Мощность холостого хода, Вт	Pхх	210
Мощность короткого замыкания, Вт	Pкз	1100
Напряжение короткого замыкания, %	Uкз	5,5
Ток холостого хода, %	Iхх	8

Рассчитываем действительный коэффициент трансформации выбранного трансформатора

(2.9)

где U1ф.ном = U1ном / v3 = 380/ v3 = 220 В

U2ф.ном = U2ном / v3 = 205/ v3 = 118,36 В - номинальные значения фазного напряжения первичной и вторичной обмоток.

Действительные значения рабочих токов первичной и вторичной обмоток

I2 = I2расч = 25,102 A

A (2.10)

2.2 Расчет и выбор тиристоров

Тиристоры выбираются по среднему значению тока, протекающему через них и величине обратного напряжения.

При этом должен быть обеспечен достаточный запас по току и напряжению.

Среднее значение тока тиристора

А (2.11)

где kзi=0,14 - коэффициент запаса по току;

kох - коэффициент, учитывающий интенсивность охлаждения силового вентиля. При естественном охлаждении kох=0,35;

kвэ - коэффициент, принимаем по [1, табл.1.9], kвэ =0,333.

Максимальная величина обратного напряжения

Ubmax = kзU kUобрUd0 = 1,8*1,045*276,96 = 520,96 В (2.12)

где kзU=1,8 - коэффициент запаса по напряжению, учитывающий возможные повышения напряжения питающей сети (включая режим холостого хода) и периодические выбросы Uобр, обусловленные процессом коммутации вентилей;

kUобр - коэффициент обратного напряжения, равный отношению напряжений Ubmax/Ud0, для мостовой схемы выпрямления kUобр=1,045;

Ud0 - наибольшее среднее значение выпрямленного напряжения преобразователя (напряжение условного холостого хода). Для трехфазной мостовой схемы выпрямления Ud0=2.34·U2ф.ном = 2,34*118,36 = 276,96 В

Условия выбора тиристоров:

- максимальный средний ток тиристоров в открытом состоянии должен быть больше или равен значению Iа, Iос.ср.max? Iа; Iос.ср.max? А;

- повторяющееся обратное напряжение тиристора должно быть больше или равно значению Ub.тах , Uобр.п ? Ub.тах.; Uобр.п ? 520,96 В

Из справочника [3] выбираем марку тиристоров (низкочастотных):

2T112-10-6 .

Параметры выбранных тиристоров сводим в таблицу 2.2.

Параметры тиристоров Таблица 2.2

Наименование параметра	Обозна-чение	Зна-чение
Максимальный средний ток в открытом состоянии, А	Iос.ср.max	63
Повторяющееся импульсное обратное напряжение, В	Uобр.п	600
Ударный ток в открытом состоянии, А	Iос.удр	1200
Критическая скорость нарастания напряжения в закрытом состоянии, В/мкс	(duзc/dt)кр	500
Ток удержания, мА	Iуд	120
Импульсное напряжение в открытом состоянии, В	Uос,и	1,65
Отпирающий постоянный ток управления, мА	Iупр	150
Время включения, мкс	tвкл	10
Время выключения, мкс	tвыкл	100
Отпирающее постоянное напряжение, В	Uупр	4

2.3 Расчет и выбор уравнительных реакторов

В мостовом преобразователе с совместным управлением присутствуют уравнительные токи.

Для уменьшения уравнительных токов в схему вводят 4 насыщающихся или 2 ненасыщающихся уравнительных реактора.

Для расчета принимаем схему с двумя ненасыщающимися уравнительными реакторами (рис.1.1).

Определяем индуктивность уравнительных реакторов [4, стр.133]

Гн, (2.13)

где k Д - коэффициент действующего значения уравнительного тока. Принимаем по [4, рис.1-158] k Д =0,62;

U2ф.max - амплитудное значение фазного напряжения трансформатора,

U2ф.тax = v2* U2ф.ном = v2*118,36 = 167,386 В,

щ - круговая частота сети, щ = 314 рад/с;

Iур - действующее значение уравнительного тока

А (2.14)

Для схемы выбираем 2 ненасыщающихся уравнительных реактора LR1 и LR2 с рассчитанной индуктивностью.

2.4 Расчет и выбор сглаживающих дросселей

Пульсации выпрямленного напряжения приводят к пульсациям выпрямленного тока, которые ухудшают коммутацию электродвигателя и увеличивают его нагрев.

Для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения применяют сглаживающие дроссели.

Определяем индуктивность сглаживающего дросселя по

формуле [4, стр. 132]

Гн (2.15)

где k - кратность гармоники. В выходном напряжении преобразователя наибольшую амплитуду имеет первая гармоника, поэтому принимаем k=1;

p - количество пульсаций за период. Для мостовой схемы p = 6;

p(1)%- допустимое действующее значение основной гармоники тока, принимаем p(1)% = 8%;

Udm - амплитудное значение гармонической составляющей выпрямленного напряжения, определяем по [4,стр.131]

В (2.16)

где б - угол управления тиристорами, б = 300;

Ud0 - максимальное среднее значение выпрямленного напряжения,

Ud0=2.34* U2ф.ном = 2.34*118,36 = 276,963 В;

щ - круговая частота сети, щ = 314 рад/с;

Id.ном - номинальный выпрямленный ток преобразователя, Id.ном = 28 А.

Так как индуктивность выбранного уравнительного реактора больше индуктивности сглаживающего дросселя (L ур > Ld), то отказываемся от установки последнего в силовую цепь преобразователя.

Уравнительного реактора будет достаточно для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения.

2.5 Расчет и выбор силовой коммутационной и защитной аппаратуры

2.5.1 Расчет и выбор R-C цепочек

Для ограничения скорости нарастания прямого напряжения используется RC цепочки, которые подключаются параллельно каждому тиристору.

Используя стандартный ряд сопротивлений выбираем резистор с сопротивлением в пределах 18…51 Ом [11].

Из уравнения [5, стр.81]

 (2.17)

- максимально допустимая критическая скорость нарастания прямого напряжения на тиристоре (табл. 2.2), находим постоянную времени ф:

где Uуст - установившееся напряжение на тиристоре,

Uуст = v2*U2л.ном = v2*205=289,9 В

значение емкости:

Используя стандартный ряд емкостей, выбираем емкость конденсатора.

2.5.2 Расчет и выбор предохранителей

Для защиты тиристорного преобразователя от внутренних коротких замыканий во вторичную обмотку трансформатора установим предохранители.

Находим амплитудное значение базового тока короткого замыкания по формуле

А (2.18)

где U2ф .max - амплитудное значение фазного напряжения вторичной обмотки трансформатора

=167,4

x2Т - индуктивное сопротивление трансформатора, приведенное к вторичной обмотке;

r2Т - активное сопротивление трансформатора, приведенное к вторичной обмотке. Находим полное, активное и индуктивное сопротивления вторичной обмотки трансформатора [4, стр.105]:

0,259 (2.19)

где Uк% - напряжение короткого замыкания (табл. 2.1).

U2л.ном - номинальное линейное напряжение вторичной (вентильной) обмотки трансформатора.

Активное сопротивление, приведенное к вторичной обмотке трансформатора

(2.20)

где Ркз - мощность короткого замыкания (табл. 2.1);

I2.ном - номинальный ток вентильной обмотки (табл. 2.1).

Индуктивное сопротивление, приведенное к вторичной обмотке трансформатора

 (2.21)

Для нахождения ударного тока внутреннего короткого замыкания определяем коэффициент k1 по графику [4, рис.1-129а] в зависимости от ctgцк

Если значение ctgцк получается больше 1, то при определении коэффициента k1 значение ctgцк принимается равным 1 Ударный ток внутреннего короткого замыкания

Iуд1 = k1*I2к.мах = 0,9 * 2497 = 2247 A

Выбираем плавкий предохранитель (типа НПН, ПН2 или ПР-2) [12], исходя из условий:

· номинальное напряжение предохранителя должно соответствовать напряжению цепи, в которой он установлен; В

· номинальный ток предохранителя должен быть больше максимального рабочего тока, протекающего через него;

· номинальный ток плавкой вставки должен быть больше или равен максимальному рабочему току, протекающего через него.

проверка предохранителя на срабатывание при коротком замыкании:

После выбора предохранителя и плавкой вставки производится проверка предохранителя на срабатывание при коротком замыкании

3*Iпл.вст < Iуд1/v2 3 35 < 105 < 1589

параметры выбранного предохранителя необходимо свести в таблицу 2.3

Параметры предохранителя Таблица 2.3

Тип предохранителя	ПР - 2
Номинальное напряжение предохранителя uном, в	500
Номинальный ток плавкой вставки iн пв, а	35
Номинальный ток предохранителя iн пр, а	60

2.5.3 Расчет и выбор автоматического выключателя

Для защиты тиристорного преобразователя от внешних коротких замыканий в первичную обмотку трансформатора устанавливают автоматический выключатель.

Для вычисления ударного тока внешнего короткого замыкания

определяем коэффициент k2 по [4, рис.1-127а] в зависимости от ctg?к:

Принимаем k2 = 0,22.

Ударный ток внешнего короткого замыкания:

Iуд2 =k2 I2к .max = 0,22 * 2497 = 549,34

Автоматический выключатель с комбинированным расцепителем [12] (рекомендуются следующих типов А3100, А3700, АЕ2000, АП50 и др.) выбирают из условий:

-номинальный ток автомата должен быть больше рабочего тока первичной обмотки трансформатора

 А

-номинальное напряжение автомата должно быть больше или равно сетевому напряжения ;

-число полюсов было равно числу фаз питающей сети;

-номинальный ток теплового расцепителя должен быть больше рабочего тока I1 = 13,48 А

-номинальный ток электромагнитного расцепителя должен быть больше рабочего тока I1 = 13,48 А

-ток срабатывания электромагнитного расцепителя должен быть меньше действующего значения ударного тока внешнего короткого замыкания протекающего через выключатель Iуд2 /? k тр =/0,9 = 3320 A;

; I < 209,5 А

Выписываем параметры выбранного автоматического выключателя в таблицу 2.4

Параметры автоматического выключателя Таблица 2.4

Тип автоматического выключателя	A3710Б160А
Номинальный ток автомата, А.	40
Номинальное напряжение, В.	380
Число полюсов.	3
Номинальный ток теплового расцепителя, А.	20
Номинальный ток электромагнитного расцепителя, А	20
ток срабатывания электромагнитного расцепителя, А.	200

Проверка:

Номинальный ток автомата больше, чем рабочий ток первичной обмотки трансформатора: 40 А > 13,48 А.

Номинальный ток теплового расцепителя больше рабочего тока:

20 А > 13,48 А.

Номинальный ток электромагнитного расцепителя больше рабочего тока:

20 А > 13,48 А.

Ток срабатывания электромагнитного расцепителя меньше действующего значения ударного тока внешнего короткого замыкания:

200 А < 209,5 А.

3. ВЫБОР СТРУКТУРЫ И ОСНОВНЫХ УЗЛОВ СИСТЕМЫ ИМПУЛЬСНО-ФАЗОВОГО УПРАВЛЕНИЯ (СИФУ) ТИРИСТОРНЫМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ

Система управления преобразовательным устройством предназначена для генерирования и формирования управляющих импульсов определенной формы и длительности, распределения их по фазам и изменения момента подачи на управляющие электроды вентилей преобразователя. В настоящее время широкое распространение получили электронные (полупроводниковые) системы управления вентильными преобразователями, так как они имеют ряд преимуществ перед электромагнитными системами: высокое быстродействие, надежность, малая потребляемая мощность и малые габариты.

Системы управления, в которых управляющий сигнал имеет форму импульса, фазу которого можно регулировать, называют импульсно-фазовыми.

Системы управления могут выполняться по синхронному и асинхронному принципам.

Синхронный принцип импульсно-фазового управления преобразователями является наиболее распространенным. Его характеризует такая функциональная связь узлов СУ, предназначенных для получения управляющих импульсов, при которой синхронизация управляющих импульсов осуществляется напряжением сети переменного тока.

Асинхронные системы управления преобразователями применяются при существенных искажениях напряжения питающей сети, в частности при значительной не симметрии трехфазных напряжений по величине и фазе. Использование в таких условиях синхронной системы невозможно ввиду получающейся недопустимой асимметрии в углах б по каналам управления тиристорами. Наиболее распространены асинхронные СУ в преобразователях, потребляющих мощность, соизмеримую с мощностью питающей сети. В данном проекте необходимо использовать синхронную систему управления.

Существуют системы управления, построенные по горизонтальному и вертикальному принципу. Горизонтальное управление не нашло широкого распространения, так как мостовые фазовращатели критичны к форме и частоте подаваемого напряжения. Исходя из вышесказанного, выбираем систему управления, построенную по вертикальному принципу.

Функциональная схема СИФУ изображена на рис 3.1 и содержит:

ИСН - источник синхронизирующего напряжения (трехфазный маломощный трансформатор);

УО - управляющий орган;

ГОН - генератор опорного напряжения;

НО1 - нуль-орган;

ФДИ - формирователь длительности импульсов;

УИ - усилитель импульсов;

ВУ - выходное устройство;



4. Расчет и выбор основных элементов СИФУ преобразователя

Выберем аналоговые и цифровые микросхемы для применения в узлах СИФУ.

В качестве операционного усилителя выберем микросхему К140УД7 с параметрами, приведенными в таблице 4.1.

Параметры ОУ К140УД7 Таблица 4.1.

Параметр	Значение
Коэффициент усиления
Напряжение смещения нуля , мВ	4
Входные токи , нА	200
Разность входных токов , нА	50
Максимальный выходной ток , мА	20
Максимальное выходное напряжение , В	11,5
Максимальное входное напряжение , В	12
Максимальное входное синфазное напряжение , В	11
Напряжение питания , В	±15

Определим максимальное значение сопротивления цепей, подключаемых к входу операционного усилителя:

Минимальное значение сопротивления цепей, подключаемых к выходу

.

Параметры логических элементов. Таблица 4.2

Параметр	Значение
Максимальное напряжение питания , В	6
Максимальное напряжение на входе , В	5,5
Минимальное напряжение на входе , В	-0,4
Входной ток “нуля”, не более , мА	-1,6
Входной ток “единицы”, не более , мА	0,04
Выходной ток “нуля”, не более , мА	16
Выходной ток “единицы”, не более , мА	0,4
Выходное напряжение “нуля”, не более , В	0,4
Выходное напряжение “единицы”, не менее , В	2,4
Коэффициент разветвления по выходу	10
Коэффициент объединения по входу	8

4.1 Расчет и выбор элементов генератора опорного напряжения

Для работы СИФУ используется косинусоидальное или линейное пилообразное опорное напряжение, максимальное и минимальное значения которого должны находиться в точках естественной коммутации вентилей. Для трехфазных схем преобразователей точки естественной находятся в точках пересечении фазных напряжений.

рассмотрим схему генератора с линейным пилообразным (треугольным) напряжением (рис.4.1). В его состав входят компаратор на DA2 и интегратор на DA3.

Размещено на http://www.allbest.ru/

Для правильной работы тиристоров преобразователя необходимо чтобы максимальное и минимальное значения опорного напряжения находились в точках естественной коммутации. данное условие, как видно из векторной (рис.4.2) и временных диаграмм (рис.4.5), может быть выполнено, если использовать трансформатор синхронизации с группой соединения обмоток /Y - 1.

Размещено на http://www.allbest.ru/

Компаратор на операционном усилители DA2 служит для преобразования синусоидально изменяющегося напряжения на входе в колебания прямоугольной формы на выходе (рис.4.3). Напряжение с трансформатора синхронизации подается на неинвертирующий вход ОУ, поэтому полярность выходных сигналов совпадает с полярностью входного. Амплитуда выходных прямоугольных импульсов равна максимальному выходному напряжению (напряжению насыщению (12.0 … 13.0 В)) операционного усилителя DA2. Резисторы R5 и R6 уменьшают влияние входных токов ОУ, ограничивают ток через диоды VD1 и VD2 и защищают схему при возможных коротких замыканиях. Величина сопротивлений резисторов R5 и R6 выбирается из стандартного ряда 15 кОм.

Действующее значение фазного напряжения вторичной обмотки U2синх трансформатора выбираем 17 В. Амплитудное значение опорного напряжения на выходе инвертора принимается

Uоп.т=1,2Uзад.max=1,2., где Uзад.max =10 В.

U2mсинх =2·U2синх - амплитудное значение фазного напряжения вторичной обмотки трансформатора синхронизации.

Поскольку напряжение U2т.синх может превышать максимально допустимое значение входного напряжения ОУ, то для защиты ОУ используют два диода, включенных встречно-параллельно. Выбор диодов производим по прямому току Ia и максимальной величине обратного напряжения Ubmax с коэффициентом запаса равным 2.

Ia = 0.45·U2синх / (R5+R6)=,

Ubmax =2·U2т.синх=.

Исходя из условий Iпр Ia, Uобр Ubmax выбираем маломощные диоды и записываем их параметры в таблицу 4.3 [8].

Маломощный диод Таблица 4.3

Тип диодов	КД522Б
Максимально допустимое обратное напряжение Uобр.max,В	50
Обратное импульсное максимальное напряжение Uобр.и.max,В	75
Прямой максимальный ток Iпр.max, mA	100
Прямой максимальный импульсный ток Iпр.и.max, A	1,5
Время интегрирования tи,мкс	10
Время восстановления tвос.обр.,нс	4

Интегратор на ОУ DA3 преобразует прямоугольные колебания компаратора в линейно изменяющееся напряжение (рис.4.3). Напряжение на выходе интегратора в общем случае

B, (4.1)

где iвх - входной ток интегратора;

tи - время интегрирования;

Uвых (0) - начальное значение выходного напряжения интегратора.

В нашем случае (рис.4.3) время интегрировании t1= Тс/2=10 мс. За это время напряжение на выходе интегратора изменяется от uоп.max до uоп.min или, наоборот, от uоп.min до uоп.max. Максимальное значение опорного напряжения принимаем Uоп.тах=1.2Uзад max=1,2*10=12 В, но не выше напряжения насыщения операционного усилителя (12.0…13 В).

Задаемся величиной сопротивления R7= 51 кОм

Входной ток интегратора

, (4.2)

где Uвых.max - максимальное значение напряжения на выходе компаратора.

Принимая максимальное напряжения на выходе интегратора равным uоп.max , а начальное значение Uвых (0) = -uоп.min , получаем

. (4.3)

Откуда следует

.

Вычисляем значение С1 .

(4.4)

Из справочника выбираем конденсатор со стандартным значением емкости, близким к расчетному С1=9,1 нФ. Для более точной настройки uоп.max рекомендуется сопротивление R7 составить из двух стандартных резисторов: постоянного - R7' и подстроечного - R7''(рис.4.1). Значение R7' принимается примерно равным 0,8·R7=0,8*51*103=40,8кОм, а R7'' 0,4·R7=0,4*51*103=20,4кОм.

Выбираем стандартные сопротивления R7'=43 кОм, R7''=21кОм.

Размещено на http://www.allbest.ru/

4.2 Расчет и выбор элементов нуль-органа

С помощью нуль-органа опорное напряжение генератора сравнивается с управляющим напряжением Uупр преобразователя. Когда опорное напряжение в (процессе его увеличения или уменьшения) достигает напряжения Uупр на выходе нуль-органа возникает импульс, который поступает на формирователь отпирающих импульсов.

Принципиальная электрическая схема нуль-органа представлена на рис.4.4, а диаграмма работы на рис.4.5.



Рис.4.4. Электрическая схема нуль-органа

Работает данная схема в соответствии со следующим алгоритмом

(4.5)

Размещено на http://www.allbest.ru/

Выбираем R8=R9=15кОм. Амплитудное значение опорного напряжения может достигать 12 В, а максимальное напряжение управления равно 10 В. Следовательно максимальное значение их разности составляет 22 В, что превышает максимально допустимое значение входного напряжения ОУ. Поэтому для защиты ОУ ставим два диода, включенных встречно-параллельно. Выбор диодов производим по прямому току Ia и максимальной величине обратного напряжения Ubmax с коэффициентом запаса равным 2.

Ia = 0,45· (Uопт+ Uупр)/ (R8+R9 )=0,45·, Ubmax =2·(Uопт+ Uупр)=.

Исходя из условий Iпр Ia, Uобр Ubmax выбираем маломощные диоды КД522Б. Данные диодов занесены в таблицу 4.3.

4.3 Расчет и выбор формирователя длительности и распределителя импульсов

Формирователь длительности импульсов служит для формирования отпирающих импульсов определенной длительности, которые через элементы логики поступают на усилитель и далее на управляемый тиристор.

Принципиальная электрическая схема формирователя длительности импульсов и элементов логики представлена на рис.4.6.

Рис.4.6. Формирователь длительности импульсов

Формирователь импульсов собран на ОУ DА5. Он представляет собой дифференцирующее с замедлением звено, переходная функции которого описывается уравнением

, (4.6)

где , - постоянные времени.

Вход данной цепи подключен к нуль-органу, поэтому перепад напряжения на входе формирователя составит

Uвх=2·Uно,вых,max =2Uоу,нас=

Максимальную величину напряжения на выходе DA5 Uвых,max в момент переключения нуль-органа принимаем равным Uвых,max =12 В (рис. 4.7).

Для нормального открытия тиристоров необходимо обеспечить длительность импульса .

Время импульса составит

мс.

Принимаем =0,5мс.

Величину напряжения Uимп на выходе DA5 в момент времени t = tи принимаем равным не менее уровня логической единицы элемента DD1.1. Uимп = 3 В.

подставим в переходную функцию значения Uвх и Uвых,max, в начальный момент времени t=0

Uвх. (4.7)

Тогда получим

Uвых,max/Uвх=.

Далее, подставляя в соотношение Uвых= Uвх значения Uвых=Uимп; Uвх=Uвх=24 В; и время t=tи= 0,5мс, находим T2

. (4.8)

Принимаем величину С2=150нФ, определяем сопротивление R10

и выбираем ближайшее стандартное значение R10=2,4 кОм.

Из соотношения рассчитываем значение R11=. Принимаем R11=1,2 кОм

Из критерия величины нагрузки для ОУ (Rнаг,min 2.0 кОм) выбираем R12=10 кОм.

Размещено на http://www.allbest.ru/

для согласования сигналов формирователя длительности импульсов по уровню и знаку с логическими элементами распределителя служит маломощный стабилитрон VD5, напряжение стабилизации Ucт которого выбирают в зависимости от серии используемых цифровых микросхем. Для микросхем серии К155- Ucт= 3.9…4.7 В. Параметры выбранного стабилитрона заносим в таблицу 4.4.

Стабилитрон Таблица 4.4

Тип стабилитрона	2С147Т-1
Напряжение стабилизации Uст.ном.,В	4,7
Ток стабилизации Iст.,mA	3
Максимальная рассеиваемая мощность Pmax, мВт	50
Температура стабилизации Тс, С	35
Минимальное напряжение стабилизации Uст.min,В	4,4
Максимальное напряжение стабилизации Uст.max,В	4,9
Минимальный ток стабилизации Iст.min,mA	1
Максимальный ток стабилизации Iст.max,mA	10.6

Распределить импульсов выполнен на логических элементах И-НЕ (DD1.1, DD1.2) и ИЛИ-НЕ (DD2.1, DD2.2) и служит для формирования фронтов импульсов управления, создания связи с электронной защитой преобразователя и взаимодействия с другими формирователями импульсов. В качестве цифровых микросхем используем микросхемы серии К155.

4.4 Расчет и выбор усилителя импульсов

Мощность импульсов, получаемых на выходе логических элементов, недостаточна для открытия тиристора. Усилитель импульсов предназначен для усиления импульсов перед их подачей в цепь управляющего электрода силового тиристора.

Принципиальная электрическая схема усилителя импульсов представлена на рис.4.8.



Рис. 4.8. Электрическая схема усилителя импульсов

Примем, что импульсный трансформатор Т3 на схеме (рис.4.8) имеет число витков первичной обмотки W1 =400, а вторичной W2 - в 2 раза меньше.

коэффициент трансформации трансформатора

,

Тогда максимальное значение напряжения импульса управления

, (4.9)

где Uп - напряжение питания выходных усилителей.

Значение напряжения Uп = 24В

Зная значение тока управления открытия тиристора Iупр (табл.2.2), находим сопротивление цепи управления

. (4.10)

Падение напряжения на управляющем электроде VS1.1 и прямое на диоде принимаем по 0,7 В, отсюда находим их эквивалентное сопротивление

. (4.11)

Для ограничения тока управления VS1.1 необходимо дополнительное сопротивление R17= - , которое выбираем из стандартного ряда и принимаем R17=43Ом .

напряжение стабилизации стабилитрона VD7 выбирается исходя из максимального допустимого напряжения на управляющем электроде тиристора (15 В). Ток стабилизации Iстаб.VD7 и прямой ток Iпр.VD7 через VD7 не должны превышать максимально допустимых значений для выбранного стабилитрона

Iстаб.max Iстаб.VD7 = (Uупр - Uстаб.VD7)/ R17.

I.max Iпр.VD7 = (Uупр - Uпр.VD7)/ R17=,

где Uпр.VD7 - прямое падение напряжения на стабилитроне, можно принять 0.7 В. Параметры выбранного стабилитрона заносим в таблицу 4.5.

Стабилитрон Таблица 4.5

Тип стабилитрона	Д815Е
Напряжение стабилизации Uст.ном.,В	15
Ток стабилизации Iст.,mA	500
Максимальная рассеиваемая мощность Pmax, мВт	8000
Температура стабилизации Тс, С	75
Минимальное напряжение стабилизации Uст.min,В	13,3
Максимальное напряжение стабилизации Uст.max,В	16,4
Минимальный ток стабилизации Iст.min,mA	25
Максимальный ток стабилизации Iст.max,mA	550

диод VD6 выбираем по прямому току и обратному напряжению с коэффициентом запаса равным 2

Iпр.max, Iпр.VD6 = I1=125mA ,

Uобр.max Ubmax.VD6 = 2·Uп= ,

где I1 - ток первичной обмотки импульсного трансформатора

. (4.12)

Параметры выбранного диода заносим в таблицу 4.6.

Параметры выбранного диода Таблица 4.6.

Тип диода	КД510А
Максимально допустимое обратное напряжение Uобр.max,В	50
Обратное импульсное максимальное напряжение Uобр.и.max,В	70
Прямой максимальный ток Iпр.max, mA	200
Прямой максимальный импульсный ток Iпр.и.max, A	1,5
Время интегрирования tи,мкс	10
Время восстановления tвос.обр.,нс	4

Требуемый (суммарный) коэффициент передачи базового тока транзисторов VT1, VT2, включенных по схеме Дарлинтонга

, (4.13)

где ks =1.5 … 3.0 - коэффициент насыщения (обычно принимают ks=2)

- выходной ток элемента ИЛИ - НЕ (DD2.2, рис.4.8).

Требуемый коэффициент передачи базового тока каждого транзистора должен быть не менее

При выборе транзисторов руководствуемся следующими соображениями:

- транзистор VT1 выбираем малой или средней мощности, средней или высокой частоты (типа КТ503, КТ608, КТ315);

- транзистор vt2 - средней или большой мощности, средней или высокой частоты (типа КТ815, КТ817, КТ630).

Выбор конкретного типа транзистора vt2 и VT1 [9] производится исходя из следующих условий:

IкmaxVT2 I1, h21э.minVT2 h21э.расч, Uкэмах.VT2 2·Uп,

IкmaxVT1 Iк.VT1, h21э.minVT1 h21э.расч, Uкэмах.VT1 2·Uп,

где Iк.VT1 = I1 / h21эVT2.

Выбираем следующие транзисторы:

VT1 - КТ503Д, VT2 - КТ815В

После выбора транзисторов выписываем их основные параметры Iкmax, , Uкэ.мах, Uкэ.нас.

VT1 - Iкmax=300mA, =75, Uкэ.мах=60B, Uкэ.нас=0.05B,

VT2 - Iкmax=1.5A, =70, Uкэ.мах=60B, Uкэ.нас=0.2B,

Пересчитываем базовый ток VT1

. (4.14)

Определяем значение сопротивления R16

. (4.15)

Рассчитываем и выбираем сопротивление в цепи базы VT1 R13

, (4.16)

где Uвх - напряжение на входе устройства равное элемента
ИЛИ-НЕ;

-базовый ток транзистора VT1.

Для уменьшения начального тока коллектора транзистора VT2 между базой и эмиттером ставим резистор R15=1.5 кОм.

Этой же цели служит и резистор R14, включенный между базой и эмиттером транзистора VT1. Значение сопротивления R14 выбираем
10 кОм

4.5 Расчет и выбор элементов управляющего органа

Управляющий орган (УО) в реверсивных ТП с совместным согласованным управлением предназначен для получения двух равных по модулю, но разных по знаку напряжений управления, подаваемых затем на нуль-органы СИФУ. Кроме того, УО производит ограничение по модулю максимальной величины этих напряжений. Как правило, управляющий орган усиление входного сигнала не производит, т.е. его коэффициент усиления по напряжению равен 1. Поэтому в дальнейшем будем считать, что напряжение управления на выходе УО Uупр, до момента ограничения, равно напряжению заданию Uзад.

Принципиальная схема одного из вариантов управляющего органа представлена на рис.4.9.

Рис.4.9. Электрическая схема управляющего органа

Будем считать, что на входе ограничителя, выполненного на операционном усилителе DА6, стоит выходной резистор регулятора тока якоря
R17 = 5.1 кОм и транзистор VT3 (элемент схемы защиты).

Принимаем R18 = 15 кОм. Тогда для обеспечения коэффициента передачи ОУ на DА6 равного единице должно выполняться условие

.

Аналогично для второго ОУ на DА7 выбираем R22=R25= R21=20.1кОм

Для установки начального угла управления нач =90 и компенсации ЭДС смещения операционных усилителей используются резисторы R19 , R20 и R23, R24. Значение сопротивления резисторов R19 и R23 выбирается равным R21. Резисторы R19 и R23 являются нагрузочными для потенциометров R20 и R24. Чтобы уменьшить их влияние на работу делителей необходимо значение сопротивления резисторов R20 и R24 выбирать в 5 - 10 раз меньше значения R19 и R23. Выбираем R20 и R24=2кОм

Стабилитроны VD7 и VD8 рассчитываются и из условия ограничения максимального и минимального углов открывания тиристоров.

Минимальный угол открывания тиристоров min выбирается в пределах 10…18. В этом случае максимальное напряжение управления на выходе УО не должно превышать значения:

- при линейной форме опорного напряжения

Uупр.max= - . (4.17)

стабилитроны выбираются малой мощности с номинальным напряжением стабилизации

Uст.ном Uупр.max - Uпр=,

где Uпр =0.7 В - учитывает прямое падение напряжения на втором стабилитроне. Параметры выбранных стабилитронов заносим в таблицу 4.7.

Параметры выбранных стабилитрона Таблица 4.7

Тип стабилитронов	2С191К-1
Напряжение стабилизации Uст.ном.,В	9,1
Максимальная рассеиваемая мощность Pmax, мВт	20

После выбора стабилитронов рассчитываем действительные значения минимальных углов управления:

- при линейной форме опорного напряжения

. (4.18)

Полученные значения должны находится в указанном выше диапазоне (10…18). В данном нашем случае условие выполняется.

4.6 Описание работы СИФУ

Подробно опишем работу канала ФИ1. Остальные каналы работают аналогично. Диаграммы работы СИФУ приведены на рис.4.10

В СИФУ используется опорное пилообразное напряжение. Максимальное значение опорное напряжение имеет в точках естественной коммутации тиристоров. Это достигается применением апериодического фильтра в ИСН (RP1, C1), который сдвигает сетевое напряжение на 30є. На операционных усилителях DA1, DA2 собран ГОН. На DA1 реализован компаратор и на его выходе напряжение имеет двухполярную прямоугольную форму знак которого соответствует знаку выходного напряжения фильтра ИСН. Таким образом на интервале 30…150є напряжение на выходе интегратора DA2 возрастает от до , а на интервале 150…30є - уменьшается. Интегратор DA2 имеет ограничение благодаря стабилитронам VD3, VD4 в обратной связи.

На нуль-орган каналов тиристоров VS1.1 и VS2.4, реализованный на DA4, подается опорное напряжение и инвертированное напряжение управления с выхода УО. Таким образом отрицательный фронт напряжения на выходе DA3 соответствует моменту подачи импульса на тиристор VS1.1, а положительный - VS2.4. На второй нуль-орган (DA4) подается опорное напряжение и неинвертированное напряжение управления. Моменты его переключения соответствуют управляющим импульсам тиристоров VS1.2 и VS2.1.

Напряжение с выхода нуль-органов подается на ФДИ, собранные на элементах C5, C6, R6…R15, VD9…VD12. Дифференцирующие цепочки C5, R6 и C6, R7 совместно со стабилитронами VD9…VD12 служат для получения импульсов требуемой длительности и величины в моменты времени переключения состояния нуль-органов. Далее на DA5, DA6 отрицательные импульсы инвертируются.

После ФДИ импульсы подаются на УРИ, собранные на логических элементах “И_НЕ” DD1, DD2, где учитывается сигнал разрешения импульсов, поступающий от блока защит. Кроме того на элементах DD2 добавляются поддерживающие импульсы, сдвинутые на 60є. Например для канала тиристора VS1.1 (DD2.1) приходит импульс от канала VS1.2.

С УРИ импульсы поступают на УИ, где усиливаются каскадом двух транзисторов VT1 и VT2, а затем на ВУ, в которых производиться гальваническая развязка цепей СИФУ и цепей управляющих электродов тиристоров импульсными трансформаторами T3.

В УО осуществляется ограничение управляющего напряжения для получения минимального угла открывания, благодаря стабилитронам VD17, VD18 в цепи обратной связи DA7.



Рис.4.10. Диаграммы работы СИФУ.

5. Разработка задатчика интенсивности

5.1 Расчет и выбор элементов задатчика интенсивности

Предполагаемая принципиальная электрическая схема задатчика интенсивности (ЗИ) изображена на рис.5.1.

Рис. 5.1. Электрическая схема задатчика интенсивности (первоначальная)

Необходимые данные для расчета задатчика интенсивности берем из задания на курсовой проект: tп; Uзад max=10В; Uвых max =10В.

Рассчитываем интегратор на (ОУ DA1.2).

Конденсатор С1 должен быть неэлектролитическим, так как напряжение на выходе задатчика интенсивности Uвых может быть и положительным и отрицательным. Емкость конденсатора С1 принимаем в
С1= 2,2 мкФ.

Выбираем по [8] стабилитроны с Uстаб=9 В. - Д814Б

Из формулы находим .

, (5.1)

где U1=Ucтаб VD1+ Uпр VD2=.

Т.к. значение R3 получается более 1.0 МОм., то для его уменьшения необходимо поставим делитель напряжения. Принимаем R3=1.0 МОм.

Находим уровень напряжения

. (5.2)

Выбираем R6 и R7 из условий:

(R6+R7)<< и (R6+R7)Rн min,

где Rн min минимальное сопротивление нагрузки выбранного ОУ.

Обычно принимают (R6+R7)0,05.

Тогда принимая R6=5.1 кОм, находим

(5.3)

и выбираем стандартное R7=1,5кОм

Принимая значение сопротивлений R1=R2=R4=15 кОм, рассчитываем и выбираем сопротивление R5

. (5.4)

Окончательная схема задатчика интенсивности имеет вид (рис 5.2).



Рис.5.2. Электрическая схема задатчика интенсивности

5.2 Описание работы задатчика интенсивности

Задатчик интенсивности формирует плавное изменение задающего сигнала при переходе от одного уровня к другому, т. е. создает линейное нарастание и спад сигнала.

Первый ОУ DA1.1 работает без обратной связи, но с ограничением выходного напряжения U1 и имеет характеристику прямоугольной формы.

Второй ОУ DA1.2 - интегратор с постоянным темпом нарастания.

Третий ОУ DA2.1- формирует отрицательное напряжение обратной связи U3.

При подаче на вход задающего напряжения Uзад напряжение на выходе линейно нарастает.

В момент времени t=tпуска () интегрирование прекращается и выходное напряжение остается на уровне

.

6. Расчет и построение регулировочной и внешних характеристик ТП

Регулировочная характеристика СИФУ определяется выражением

(6.1)

Регулировочная характеристика ВГ при не учете внутреннего сопротивления преобразователя имеет вид

(6.2)

где Ud0 - наибольшая величина среднего выпрямленного напряжения.

Ud0 = 2,34 ? U2фн = = 2,34 ? 118,4= 277,1 В

Тогда характеристика управления ТП в целом определяется выражением

(6.3)

Задавая значения Uупр в пределах от -10 В до +10 В, рассчитываем и строим характеристику управления ТП. Приведем пример расчета и Ud для одного значения Uупр=8В Результаты расчета характеристики управления ТП необходимо представить в виде таблицы 6.1.

Результаты расчета характеристики управления Таблица 6.1.

Uупр, В	-10	-5	0	5	10
, град	152	116	90	64	28
Ud, В	-245	-122,6	0	122,6	245

Внешняя характеристика ТП - это зависимость среднего значения выпрямленного напряжения от тока нагрузки. Для управляемого выпрямителя при активно-индуктивной нагрузке внешняя характеристика рассчитывается по формуле:

, (6.4)

где - наибольшая величина среднего выпрямленного напряжения;

- угол управления тиристорами;

- ток нагрузки;

ха - анодное индуктивное сопротивление. В нашем случае =;

r2T - активное сопротивление трансформатора, приведенное к вторичной обмотке;

Uпр- прямое падение напряжения на открытом вентиле;

N - количество вентилей одновременно обтекаемых током.

Внешние характеристики ТП рассчитываем и строим для напряжений Uзад, которые указаны в задании на курсовой проект.

Считая, что Uзад=Uупр по форм. (6.1) находим угол управления тиристорами. Ток нагрузки Id необходимо изменять от Id.ном до -Id.ном.

Приведем пример расчета внешней характеристики ТП при Uзад=5В и Id=Idном.



Результаты расчета внешних характеристик необходимо свести в таблицу 6.2.

Результаты расчета внешних характеристик таблица 6.2

	Id, А	-40	-30	-20	-10	0	10	20	30	40
Uзад1=10В	1=28град	Ud,В	251,3	249	246,6	244,3	241,9	239,6	237,2	234,9	232,5
Uзад2=5В	2=64град	Ud,В	128,7	126,4	124	121,7	119,3	117	114,6	112,3	108,8
Uзад3=0В	3=90град	Ud, В	6,1	3,7	1,4	-0,9	-3,3	-5,6	-8	-10,3	-12,7
Uзад4=-5В	4=116град	Ud, В	-116,5	-118,9	-121,2	-123,6	-125,9	-128,3	-130,6	-133	-135,3
Uзад5=-10В	5=152град	Ud, В	-139,1	-241,5	-243,8	-246,2	-248,5	-250,9	-253,2	-255,6	-257,9

7. Расчет энергетических показателей

7.1 Полной, активной и реактивной мощностей

активная мощность, потребляемая ТП в номинальном режиме

Вт (7.1)

где - действующее значение фазного напряжения с учетом всех его гармоник, =220 В;

-действующее значение первой гармоники тока, соответствующее номинальному току нагрузки

(7.2)

где Id.ном - номинальное значение тока нагрузки;

kтр- коэффициент трансформации трансформатора;

- угол отставания основной гармоники тока.

Угол сдвига первой гармоники потребляемого тока относительно напряжения питания [11, форм.6.62]:

(7.3)

где ном- угол управления при номинальном режиме работы электродвигателя

 (7.4)

где - угол коммутации вентилей

(7.5)

где ха - анодное индуктивное сопротивление. В нашем случае ха = х2T;

- фазное напряжение вторичной обмотки трансформатора;

Реактивная мощность, потребляемая ТП в номинальном режиме

Вт

Полная мощность, потребляемая ТП в номинальном режиме,

Вт

где I1- действующее значение тока первичной обмотки трансформатора.

7.2 Расчет мощности искажений

Мощность искажений определяем по формуле

Вт (7.6)

где S1- полная мощность, потребляемая ТП;

Р1ном- активная мощность, потребляемая ТП в номинальном режиме;

Q1ном- реактивная мощность, потребляемая ТП в номинальном режиме.

7.3 Расчет КПД и коэффициента мощности

Коэффициент полезного действия (КПД) преобразователя характеризуется отношением активной мощности, отдаваемой в нагрузку, к полной мощности, потребляемой преобразователем.

КПД преобразователя определяется по формуле

о.е. (7.7)

где Рd - мощность, потребляемая электродвигателем,

кВт

Р - суммарная мощность потерь в преобразователе.

Суммарная мощность потерь в преобразователе

Вт (7.8)

где Pв- потери в вентилях

Вт, (7.9)

где n - количество вентилей в схеме выпрямителя;

Uпр -прямое п...