Проектирование электронного устройства для управления двигателем постоянного тока (ДПТ)

2

Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

Содержание

• Данные варианта
• Введение
• 1. Мощный каскад
• 2. Модуляторы
• 3. Драйверы силовых транзисторов
• 4. Расчет тепловых потерь мощного ключа
• 5. Задатчик
• 6. Расчет коэффициента передачи усилителя
• 7. Выбор схемы усилителя сигнала задатчика
• 8. Защиты
• 8.1 Защита от токов короткого замыкания
• 8.2 Защита от длительного пускового режима
• Литература
• Заключение
• Ведомость учета элементов

Данные варианта

Шифр: 19-29-19-29-19-29

Тип двигателя: 19 (CЛ-321)

Тип датчика температуры: 29 (ТСП-175)

Тип ШИМ модуляции: ТЛ494(Симметричный закон)

Ток срабатывания электронного предохранителя: 1.8 (коэффициент)

Время срабатывания защиты от длительного пускового режима: 28 с

Температурный диапазон среды: -60…+20 °С

Характеристики двигателя

Uном=110 В

P2ном=38 Вт

nном=3000-4100

Iном=0.58 А

Rя=25.8 Ом

Характеристики датчика температуры

Градуировка: 21

Предел измерения, °С: (-10) - (+400)

Зависимость сопротивления от температуры °С/Ом:

Введение

Целью данного курсового проектирования является проектирование электронного устройство для управления двигателем постоянного тока (ДПТ). Последние в силу своих преимуществ очень широко применяются в системах автоматического управления (САУ) малой мощности.

Синтез электронных устройств обычно начинается с разработки схемы непосредственного управления наиболее мощным узлом (ДПТ). При этом приходится выбирать соответствующие элементы для обеспечения максимальных энергетических показателей и обеспечения их работоспособности при экстремальных режимах (для ДПТ - это пусковой режим). С этой целью производится расчет мощности необходимых каскадов, разрабатываются защитные мероприятия от недопустимых режимов и некоторые другие проблемы.

На втором этапе синтезируется информационный каскад (подключение датчиков, разрабатываются усилительные каскады различного назначения, организуется ШИМ.

На третьем этапе составляется электрическая принципиальная схема прибора с учетом согласования разработанных узлов, определяется количество и величины напряжения необходимых источников питания, их гальваническая развязка и точки подключения, составляется ведомость учета необходимых комплектующих элементов с учетом температурных ограничений. Если необходимо, то разрабатывается инструкция по эксплуатации устройства в диапазоне температур в соответствии с техническим заданием на курсовое проектирование.

1. Мощный каскад

Двигатели постоянного тока (ДПТ) - специфическая нагрузка мощного каскада. В цепи якоря действуют три фактора. Первый - это напряжение питания, создающее силовой ток, приводящий якорь во вращение. Второй фактор - генерационная ЭДС противоположной полярности (противоЭДС). Она образуется при движении витков обмотки якоря в магнитном поле статора ДПТ. Направление в двигательном режиме - против напряжения питания. Величина генерационной ЭДС (противоЭДС) прямо пропорциональна скорости вращения якоря. В том случае, когда какие-либо внешние силы приведут к увеличению скорости якоря сверх той, которая определяется приложенным напряжением Е_п, генерационная ЭДС может превысить напряжение питания, ток в цепи якоря изменит свое направление; теперь энергия будет не потребляться из цепи питания, а наоборот, будет возвращаться в источник. Двигатель переходит в генераторный режим и может работать при определенных условиях в рекуперативном режиме.

Третий фактор - это ЭДС самоиндукции. Образуется при возникновении условий или причин к изменению тока в цепи якоря. ЭДС самоиндукции рассматривается в комплексе с законом коммутации тока, сущность которого в том, что ток в цепи с индуктивностью не может изменяться мгновенно. Или то же самое: ток до момента изменения начальных условий или причин к изменению и ток после момента изменения должны быть равны друг другу. Таким образом, ЭДС самоиндукции возникает в момент начала появления условий к изменению тока и направлена в том же направлении, что и протекающий ранее ток, если ток будет уменьшаться, или против - при увеличении протекающего тока.

В двигательном режиме второй фактор - величина генерационной ЭДС - не учитывается при выборе ключевых элементов схемы мощного каскада, так как ток будет по величине меньше пускового тока ДПТ, но обязательно учитывается направление протекания рекуперационного тока (включены дополнительные диоды и предусматриваются соответствующие режимы работы ключевых элементов). Третий фактор - ЭДС самоиндукции - если не будут предусмотрены цепи и соответствующие режимы работы ключевых элементов, может достигнуть недопустимых величин и выжечь полупроводниковые элементы мощного каскада.

В качестве мощного каскада для управления ДПТ могут применяться Т-схема или П-схема. В силу многочисленных причин (достоинства, недостатки, производство комплектующих элементов) наиболее часто применяется П-схема (рис. 1.1), а полупроводниковые приборы (ключи) должны работать как ключевые переключатели с целью уменьшения потерь на управление ДПТ (увеличивается КПД).

Рис. 1.1. П-схема мощного каскада

В настоящее время в качестве ключей используются мощные полевые транзисторы типа MOSFET или биполярные транзисторы с изолированным затвором типа IGBT. Но могут применяться и другие полностью управляемые ключи (биполярные, двухоперационные тиристоры и др.).

Для управления ключами в П-схеме чаще всего применяются два закона: симметричный и несимметричный.

При симметричном законе управления в течение времени T (период коммутации) одновременно включаются и выключаются ключи по диагонали (, .4 и,). Если пары ключей переключаются в течение времени , то вал двигателя не будет вращаться (см. рис 1.2 a, в течение периода T ).

a)

б)

Рис. 1.2. Временные диаграммы

Для движения якоря двигателя в ту или другую сторону необходимо время

,

где .

при и ,

U_в = 1.25•110 =138 В.

Напряжение источника питания складывается из напряжения U_в и падения напряжения на открытых транзисторах.

(для IGBT) или E₁=2R_СИ•I_ПУСК+U_в (для MOSFET).

Транзисторы и диоды выбирают на напряжение:

U_{си доп}=U_{КЭ доп} = U_{VD обр} КЕ₁, где К- коэффициент запаса: К=1,8;

(при работе с индуктивной нагрузкой при запирании транзисторов возможны кратковременные выбросы напряжения).

В техническом задании дан двигатель с параметрами

Таблица 1.1

Тип двигателя	Uном, B	Р2ном, Вт	nном, об/мин	Iном, A	Iп, A	Rя, Ом
СЛ-321	110	38	3000-4100	0,58	-	25,8

К сожалению, иногда в справочниках приводятся не все данные, поэтому в таких случаях в учебных целях можно принять:

, =4,26 А.

Исходя из технических данных двигателя, нужно выбрать VT по параметрам:

1. .

2. .

I_{К max} (I_{С max})=1,3• I_пуск=1,3•4,26 5,54 A

U_{КЭ max} (U_{СИ max})=1,25U_Н•К=1,25•110•1,8 248 B.

Выберем Mosfet транзистор IRFS4229PBF (IR) следующими параметрами

Таблица 1.2

Название (фирма производитель)

Макс.рабочее напряж. сток-истока Vds (B)

Сопротивление сток-исток в открытом состоянии при напряжении затвора Vg=10В Rdson max (мОм)

Ток стока при Ткорп=25°C Id (А)

Заряд затвора Qg (нК)

Рассеивающая мощность при Ткорп=25°C Pd (Вт)

Абсолютное макс. напряжение затвора Vgs max (В)

Время задержки вкл./выкл. td(on) / td(off) (нс)

Время нарастания/спада тока стока (при условиях как для времени задержки) tR / tF (нс)

Тепловое сопротивление переход-корпус ТJC (°C/Вт)

Ток затвора статический IG СТ. (нА)

Коэффициент снижения мощности(derating factor) Kd (Вт/°С)

IRFS4229PBF (IR)

250

48

45

72

330

±30

18/30 VDD=125V VGS = 10 B RG = 18 Щ ID = 26 A

31/21

0.45

±100

2.2

Но эти величины приводятся, как правило, при температуре t=25?С. Многие характеристики транзистора значительно зависят от температуры p-n переходов структуры. Поэтому некоторые параметры (главные для расчетов) уточняют по диаграммам, приводимым в справочных данных. Для I_{си max} она имеет вид рис.1.3.

Рис.1.3. Справочная зависимость I_си=f(t?C)

Отмечая на ней пусковой ток двигателя, определяем, что в транзисторе необходимо поддерживать максимальную температуру Т₁?С(Т₁ = 170 ?С).

Рис.1.4.Справочная зависимость R_си=f(T?C)

Тогда окончательная величина R_си для дальнейших расчётов равна:

а напряжение открытого ключа:

(1.1)

.

Выберем IGBT транзистор IRGB4045DPBF(IR) следующими параметрами

Таблица 1.3

Название (фирма производитель)

Макс.рабочее напряж. коллектор-эммитер VCES (B)

Макс. ток коллектора Ткорп=25°C Iс (А) (ограничено типом корпуса)

Макс. ток коллектора Ткорп=100°C Iс (А)

Напряж. насыщения коллектор-эммитер VCE(on) typ. (B)

Время задержки вкл./выкл. при Ткорп=25°C td(on) / td(off) (нс)

Время нарастания/спада тока стока (при условиях как для времени задержки) tR / tF (нс)

Рассеивающая мощность при Ткорп=25°C Pd (Вт)

Тепловое сопротивление переход-корпус RJC (°C/Вт)

Заряд затвора Qg (нК)

Ток затвора статический IG СТ. (нА)

Абсолютное макс. напряжение затвора Vge max (В)

Коэффициент снижения мощности(derating factor) Kd (Вт/°С)

IRGB4045DPBF (IR)

600

12

6

2.15

27/75 IС=6 A RG=47 Щ VCC=400V

11/17

77

1.94

19.5

±100

±20

0.51

Так как величина U_кэнас мало зависит от температуры и её обычно не корректируют.

Из двух транзисторов более рационально использовать Mosfet так как падение напряжения на нем будет в рабочем режиме меньшее чем на транзисторе IGBT. Данное утверждение было подтверждено расчетами, в результате чего получили:

U_{кэ нас.} = 2.15 В > U_{cи откр.} = 0.643 В

После выбора транзистора IRFS4229PBF (IR) необходимо уточнить величину напряжения питания выходного каскада с учетом потерь в схеме:

,

Затем рассчитанную величину напряжения питания заменим на ближайшую по стандарту в сторону увеличения (в процессе проектирования, возможно, потребуются еще дополнительные элементы (VD, VT и R), которые будут включаться в схему мощного каскада), т.е. 150 В.

Величина периода коммутации ключей T () оказывает большое влияние на энергетические (КПД) и качественные (пульсация скорости вращения вала двигателя n) показатели системы. Считается, что при импульсном управлении поведение двигателя практически будет мало отличаться от линейного при выполнении следующего условия:

. (1.2)

При выполнении (1.2) изменение среднего тока в якоре I_непр определяется в основном постоянной времени якоря Т_я=L_я/R_я. Зависимость (1.2) - это очень неточная оценка, приближенно отражающая качественные показатели САУ.

Для уточнения величины Т могут применяться различные подходы. Например, можно непосредственно задаться величиной пульсации тока в якорной цепи I_я= (см.рис.1.2,б), причем

I_кон=, I_нач = ,

I_кон== 0,638 A, I_нач = = 0,522 A,

I_я== 0,116 А.

Для расчетов величину К можно принять в пределах К=, что составит значение I_кон или I_нач в пределах (10-1)% от I_непр (К = 0.1). Такой подход эквивалентен заданию пульсации статического момента на валу двигателя М_ст, так как М=С_мI_я, что с помощью механических характеристик (зависимость n=f(М)) легко пересчитывается в ожидаемое задание пульсации по скорости n. Здесь следует заметить, что в динамике из-за инерционности механики электропривода (с учетом механической постоянной Т_м) эти колебания n будут меньшими.

При выполнении (1.2) для решения такой задачи (обеспечение I_я(I_кон -I_нач)) проще всего воспользоваться схемой замещения двигателя постоянного тока, приведенной на рис. 1.5. Согласно рис. 1.5, для стационарного режима (переходный процесс стабилизации n завершен) справедливо выражение:

E_пит=C_En+I_яR_я ,(1.3)

где С_Е - коэффициент противоЭДС, зависящий от конструктивных параметров двигателя.

Рис. 1.5. Схема замещения двигателя

Задачу нахождения Т проще всего решать для номинальных режимов работы двигателя, тогда принимается I_непр = I_н, n = n_н, M = C_мI_н=M_н.

Сам же переходный процесс при коммутации E_пит в такой цепи описывается экспонентой. Поэтому для нахождения величин t_и и t_п можно воспользоваться известной формулой Отсюда

,

где следует принять = L_я/R = = 6 мс .

Если в справочных данных двигателя не приводится значение L_я, то индуктивность обмотки якоря рассчитывается по формуле [7]:

,

= 0,15523 Гн.

где рекомендуется принять равным 0,6 без компенсации и 0,25 с компенсацией якоря; р - число пар полюсов, p=2; . (номинальная скорость двигателя, = 3500 об./мин.).

На промежутке времени t=t_и к двигателю коммутируется E_пит=U_в рис. 1.2 и ток якоря I_t=tи , согласно схеме замещения (рис.1.5) при n=const, равен

.

Величину С_Е легко найти из (1.3), если подставить номинальные параметры двигателя:

,

C_E ==0,0271В*мин./об., =2.137A.

Если перенести начало координат в точку A (рис. 1.2, б; ), то в формуле для расчета t_u можно принять начальный ток экспоненты I_{экс.нач.}= 0, I_{экс.кон.}= I_я = I_кон. - I_нач., I_{экс. t= tu} = I_{t= tu} - I_нач. ,и

,

 = 335 мкс.

Таким же подходом можно воспользоваться при вычислении t_п (начало координат переносится в точку В (рис.1.2, б; )). Тогда I_{экс.нач.}= 0, I_{экс.кон.}= I_я , Окончательно получим

,

==10,128A, = 69 мкс.

После нахождения t_и и t_п величина Т рассчитывается как Т = t_и + t_п (T = 404 мкс.), а величина как = t_и / T ( = 0,83). Отметим, что полученная величина Т, определит минимальную величину ( 2475 Гц). С увеличением частоты коммутации стабильность скорости двигателя будет только увеличивается (предельная частота коммутации ключей для ДПТ общего назначения не должна превышать 10 кГц).

Рассчитаем величину Т на базе другого подхода. В качестве критерия берутся дополнительные потери мощности P, связанные с пульсациями тока в обмотке якоря относительно его среднего значения I_ср. При этом автоматически учитываются потери и от пульсации скорости n с учетом механической постоянной Т_м в отличие от выше рассмотренной методики, где n_ср двигателя принималась за постоянную величину n_ср=const за период Т. Окончательная формула для расчета P имеет следующий вид:

,

а максимальные потери P_max (соответственно и максимальные величины I_я и n) будут при =0,5, т.е.

.

Попутно следует отметить, что P_max при одинаковой величине Т при симметричном законе в 4 раза превышают аналогичные потери при несимметричном. И это различие будет значительно увеличиваться при малых входных сигналах (малых U_{ср дв}), так как для симметричной коммутации 0,5, а при несимметричной 0.

В последнем выражении величина - это потери мощности в обмотке якоря от тока, равного пусковому. Поэтому максимальные потери иногда удобно представлять в относительных единицах. Тогда можно записать:

.

В таких же относительных единицах можно представить и номинальные потери двигателя:

.

Теперь, если потребовать, чтобы относительные максимальные дополнительные потери были в К раз меньше , где К=0,1, то можно получить формулу для расчета Т, т.е.

, ,

= 0.2983 , мс.

Из последнего выражения T = 1,790 мс, f_ком = 560 Гц.

Очевидно, что с увеличением f_ком дополнительные потери P уменьшаются (уменьшаются I_я и n), т.е. и этот расчет определяет минимальную границу частоты коммутации транзисторов мощного каскада.

Выберем более высокую частоту 2475 Гц, так как этим самым выбором мы хотим дополнительно уменьшить потери мощности в обмотке якоря двигателя.

2. Модуляторы

С помощью микросхемы TL494 можно реализовать следующие основные функции: формирование опорного напряжения, усиление сигнала рассогласования, формирование пилообразного напряжения, широтно-импульсную модуляцию, формирование двухтактного и однотактного режима коммутации, усиление сигнала датчика тока, обеспечение ‹‹мягкого›› запуска. Контроллер TL494 может работать в двухтактном режиме, когда осуществляется управление двумя силовыми транзисторами, например, стойкой моста, и в однотактном (управление одиночным транзистором). С этой целью в контроллере предусмотрен специальный вход OTC (см. рис. 2.1). В двухтактном режиме на вход OTC нужно подать сигнал логической «1» с выхода V_REF источника опорного напряжения, а в однотактном - логический «0» (общая точка микросхемы GND).

Рис. 2.1. Функциональная схема ШИМ-контроллера TL494

IN1, IN2 - прямой вход усилителей ошибки У1, У2;

IN1, IN2- инверсный вход усилителей ошибки У1 и У2;

FB - вход обратной связи усилителей ошибки У1 и У2;

DTC - вход управления «мертвого» времени;

R_Т - подключение времязадающего резистора генератора;

С_Т - подключение времязадающего конденсатора генератора;

GND - общая точка микросхемы контроллера;

С₁, С₂ - коллектор выходных транзисторов VT1 и VT2;

Е₁, Е₂ - эмиттер выходных транзисторов VT1 и VT2;

OTC - выбор режима работы;

V_сс - напряжение питания микросхемы;

V_REF - выход источника опорного напряжения.

В двухтактном режиме работы логические элементы «2ИЛИ-НЕ» переводят в открытое состояние транзисторы VT1 или VT2 только тогда, когда выходные сигналы или триггера Т находятся в состоянии логического «0» (см. рис. 2.2 г-ж). При этом выходная частота управляющих импульсов (Т)^-1 равна половине частоты генератора (Т₀)^-1. В однотактном режиме на базах транзисторов VT1 и VT2 формируются одинаковые управляющие сигналы (рис. 2.2 е, ж). Выходные транзисторы VT1 и VT2 на выходе контроллера могут быть включены по схеме с общим эмиттером или эмиттерного повторителя.

Из временных диаграмм сигналов (см. рис. 2.2) видно, что уменьшение сигнала обратной связи Y_FB приводит к увеличению ширины выходных импульсов.

Компаратор регулировки «мертвого» времени KH1 имеет постоянное смещение 0,12 В (см. рис. 2.1), что ограничивает минимальное «мертвое» время t_D на уровне 4% от периода Т₀ генератора пилообразного напряжения. В результате максимальная длительность управляющего импульса t_и.max = 0,96^.T₀ для однотактного режима и 0,48^.T₀ для двухтактного. «Мертвое» время t_D позволяет устранить режим сквозного тока, возникающий в результате переходного процесса включения и выключения транзисторов стойки моста, при условии, что сигнал обратной связи Y_FB становится меньше сигнала установки «мертвого» времени Y_DTC (рис. 2.2 б, е, ж).

Рис. 2.2. Временные диаграммы сигналов ШИМ-контроллера TL494; ХХХ - сигналы триггера не влияют на управление VT1 и VT2

Предельные значения параметров модулятора приведены в таблице 2.1.

Для симметричного закона управления мощными ключами реализована схема инвертирующего суммирующего усилителя (рис. 2.3 а).

Значения R_T и C_T (входов 6 и 5 модулятора соответственно) определяются по формуле:

, f₀ = 2475 Гц.

где Т - период коммутации мощных ключей. Задаваясь величиной С_Т, можно рассчитать величину резистора R_T.

Таблица 2.1

Напряжение питания Vcc	41В
Входное напряжение усилителя	(Vcc+0.3)В
Выходное напряжение коллектора	41В
Выходной ток коллектора	250мА
Общая мощность рассеивания в непрерывном режиме	1Вт
Рабочий диапазон температур окружающей среды:
-c суффиксом L	-25..85С
-с суффиксом С	0..70С

Задаваясь емкостью по ГОСТ Cт = 0.82 мкФ, рассчитаем величину сопротивления резистора R_T.

R_T =,

R_T = R_T = 542 Ом.

По ГОСТ выберем резистор МЛТ номиналом R=560 Ом, и P_Rt = 0.125 Вт;

Входы IN2 и подключены к земле (или на можно подать напряжение +5В от клеммы 14 через резистор с сопротивлением 1-5 кОм), за счет источника 80мВ усилитель (компаратор) У2 будет выключен из работы контроллера. На вход DTC (клемма 4) не подается сигнал, и этим исключается из работы контроллера компаратор КН1, а так как вход ОТС подключен к земле, то используется однотактный режим работы контроллера и выходные транзисторы VT1 и VT2 будут включены в параллельную работу.

Рис. 2.3. Принципиальная схема включения контроллера ТL494 в качестве модулятора для симметричного закона управления

На базе внутреннего усилителя (компаратора) с помощью внешних дополнительных резисторов (R) реализована схема на базе дифференциального (разностного) усилителя, Сигнал от делителя (1,5 В) помогает получить на выходе суммарный сигнал в пределах (+0,2…+2,7) при изменении U_y от 0 до 1.35 В , что обеспечит его ШИМ-преобразование. В этой схеме источник +5В формируется в ШИМ-контроллере (вывод 14).

Резисторы R можно принять без расчета порядка 2-10 кОм(Подберем резисторы МЛТ по ГОСТ номиналом R=10 КОм. и P_R = 125 мВт).

Рис.2.4. Схема дифференциального усилителя

На резисторах R₁ и R₂ реализуется схема делителя. При их расчете следует учитывать то обстоятельство, что при симметричном законе управления мощным каскадом при U_y=0 необходимо иметь ширину импульса равную 0,5Т (50% от периода Т). Тогда используя следующее соотношение (с учетом технических данных TL494):

4% (соответствует)--120 мВ;

50% (соответствует)--x.

Откуда (В) и делитель R₁ и R₂ должен понизить напряжение с -5В до 1,5В (R₁ и R₂ должны быть на порядок меньше значения R). При расчете усилителя от задатчика необходимо получить (В) (так как t_{u max}=0,9T,или 90% от периода Т, деленное на 2). Стабилитроны VD1 и VD2 должны гарантировать величину в этом пределе (часто устанавливается на выходе усилителя, формирующего U_y).

Выбирая резистор по ГОСТ R₁ = 1 КОм, рассчитаем (исходя из выходного напряжения делителя) величину сопротивления резистора R₂ исходя из соотношения для делителя напряжения:

Найдем величину сопротивления резистора R₂

R₂ =, R₂ = = 428 Ом.

Рассчитаем тепловые характеристики полученного и принятого резисторов

I_R2 =, I_R2 = = 3.5 мА.

P_R2 = мВт,

P_R1 = мВт.

Окончательно примем резистор МЛТ R₁ по ГОСТ номиналом R₁ = 1 КОм и

P_R1 = 0.125 Вт, а R₂ по ГОСТ номиналом R₂= 430 Ом и P_R2 = 0.125 Вт.

Сигналы U_{у 1} и U_{у 2} с выходных транзисторов контроллера VT1 и VT2 всегда будут в противофазе (VT1 включен по схеме с общим эмиттером, VT2 - по схеме эмиттерного повторителя). Такая схема включения транзисторов не требует использования специальной схемы «НЕ». Минимальные величины R₆ и R₇ рассчитывают исходя из технических данных контроллера:

P_R6=P_R7 = =

Примем по ГОСТ резисторы R₆ , R₇ МЛТ номиналами равными

R₆ = R₇=100 КОм с мощностями P_R6=P_R7 =0,125 Вт.

3. Драйверы силовых транзисторов

Драйвер представляет собой усилитель мощности и предназначается для непосредственного управления силовым ключом (иногда ключами) преобразователя. Он должен усилить управляющий сигнал по мощности и напряжению и, в случае необходимости, обеспечить его потенциальный сдвиг.

Типовая схема включения драйвера верхнего и нижнего ключей с бутстрепным принципом питания приведена на рис.3.1, а. Управление обоими ключами независимое. Высоковольтный плавающий источник образован конденсатором С1 и диодом VD1 (бутстрепный источник питания).

Подключение выходов драйвера к силовым транзисторам осуществляется при помощи затворных резисторов R_G1 и R_G2.

Поскольку драйвер построен на полевых элементах и суммарная мощность, расходуемая на управление, незначительна, то в качестве источника питания выходного каскада может использован конденсатор С1, подзаряжаемый от источника питания U_ПИТ через высокочастотный диод VD1. Конденсатор С1 и диод VD1 в совокупности образуют высоковольтный «плавающий» источник питания, предназначенный для управления верхним транзистором VT1 стойки моста. Когда нижний транзистор VT2 проводит ток, то исток верхнего транзистора VT1 подключается к общему проводу питания, диод VD1 открывается и конденсатор С1 заряжается до напряжения U_C1=U_ПИТ - U_VD1. Наоборот, когда нижний транзистор переходит в закрытое состояние и начинает открываться верхний транзистор VT1 (рис 3.1), диод VD1 оказывается подпертым обратным напряжением силового источника питания. В результате этого выходной каскад драйвера начинает питаться исключительно разрядным током конденсатора С1. Таким образом, конденсатор С1 постоянно «гуляет» между общим проводом схемы и проводом силового источника питания (точка 1).

Выберем драйвер для управления мощным ключом IRFS4229PBF (IR) (см. Табл. 3.1).

Таблица 3.1

Название [новая модель]	Напряжение управляемого ключа	Выходное напряжение VHO / VLO ,В {VO ,В}	Напряжение питания VCC,В	Логическое входное напряжение (типы логических входов) VIN,В	Выходные токи +/-IOUT,А	Входные токи +/-IIN,мкА	Время задержки вкл./ выкл. td(on)/td(off),нс	Время нарастания/ спада tR/tF,нс	Краткое описание
IR2113 [IRS2113]	600	-0.6...625.3 /-0.3...25.3	10... 20	-25.6...50.6 [-20.3...45.6] (HIN,LIN,SD)	+2.5/2.5	+20/ -1 [+20/-5]	150/125 [160/150]	35/25	TTL/CMOS VBS UVLO SD

Условные обозначения к таблице:

VBS - используется для бутстрепного питания.

HIN - логический вход управления выходом драйвера верхнего уровня.

LIN - логический вход управления выходом драйвера нижнего уровня.

TTL, CMOS или TTL/CMOS - характеристика входного сигнала (TTL - ТТЛ, CMOS - КМОП).

UVLO (UnderVoltage LockOut) - присутствует пониженное напряжение блокировки.

SD (Shutdown) - присутствует входная логика отключения.

Схема драйвера IR2113 выполнена таким образом, что высокому логическому уровню сигнала на любом входе HIN и LIN соответствует такой же уровень на его выходе HO и LO (см. рис. 3.1 б, драйвер синфазный). Появление высокого уровня логического

V_DD - питание логики микросхемы;

V_SS - общая точка логической части драйвера;

HIN, LIN - логические входные сигналы, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;



Рис. 3.1. Типовая схема включения драйвера IR2113 (а) временные диаграммы его сигналов на входах и выходах (б)

SD - логический вход отключения драйвера;

V_CC - напряжение питания драйвера;

COM - отрицательный полюс источника питания V_CC;

HO, LO - выходные сигналы драйвера, управляющие верхним и нижним транзисторами соответственно;

V_B -напряжение питания высоковольтного «плавающего» источника;

V_S - общая точка отрицательного полюса высоковольтного «плавающего» источника.

Резисторы R_G1, R_G2 определяют время включения мощных транзисторов, а диоды VD_G1 и VD_G2, шунтируя эти резисторы, уменьшают время выключения до минимальных величин. Резисторы R₁, R₂ имеют небольшую величину (до 0,5 Ом) и выравнивают разброс омических сопротивлений вдоль общей шины управления (обязательны, если мощный ключ - параллельное соединение менее мощных транзисторов).

Диод VD1 должен выдерживать большое обратное напряжение (в зависимости от силового источника питания схемы), допустимый прямой ток примерно 1 А, время восстановления t_rr=10-100 нс, т.е быть быстродействующим. Поэтому подберем диод UF4007 характеристика которого предоставлена в табл. 3.2

Таблица 3.2

Тип	Umax, В	Imax, А	tвост., нc	Uнас, В
UF4007	1000	1	75	1,7

Емкость С1 - это бутстрепная емкость, минимальная величина которой может рассчитываться по формуле [8]:

.

где Q₃ - величина заряда затвора мощного ключа (справочная величина);

I_пит - ток потребления мощного ключа в статическом режиме (справочная величина, обычно I_пит? I_{G cт} мощного ключа);

Q₁ - циклическое изменение заряда драйвера (для 500-600 - вольтных драйверов 5 нК);

V_п - напряжение питания схемы драйвера;

- падение напряжения на бутстрепном диоде VD1;

Т - период коммутации мощных ключей.

С₁==13,26 нФ.

Полученное значение бутстрепной емкости необходимо увеличить в 10-15 раз (обычно С в пределах 0,1-1 мкФ). Это должна быть высокочастотная емкость с малым током утечки (в идеале - танталовая). Остановимся на танталовом конденсаторе TECAP С=0,15 мкФ. , U = 25 В.

После выбора типа драйвера (и его данных) необходимы мероприятия по борьбе со сквозными токами в полумосте. Стандартный способ - выключение мощного ключа мгновенно, а включение запертого - с задержкой. Для этой цели применяют диоды VD_G1 и VD_G2, которые при закрывании VT шунтируют затворные резисторы, и процесс выключения будет быстрее, чем отпирание.

Кроме шунтирования затворных резисторов R_G1 и R_G2 с помощью диодов (VD_G1, VD_G2, рис.3.1) для борьбы со сквозными токами в П-схеме мощного каскада фирмы выпускают интегральные драйверы, ассиметричные по выходному току включения VT I_{др вых mах вкл} и выключения I_{др вых mах выкл}. Этим задаются ассиметричные выходные сопротивления микросхемы, которые включены последовательно с затворными резисторами R_G1 и R_G2.

где все величины в формулах - справочные данные конкретного драйвера. Рассчитаем величины этих сопротивлений:

Для симметричного (по токам) драйвера справедливо равенство

.

В структуре MOSFET транзистора присутствует три ёмкости: ёмкость затвор-исток (входная ёмкость ), ёмкость исток-сток (выходная ), затвор-сток (проходная При подаче напряжения на затвор величиной (15-20)В начинает по экспоненте заряжаться входная ёмкость и при напряжении 8-10В в транзисторе будет появляться ток . Этот промежуток времени приводится в виде параметра задержки включения (рис. 3.2) при определённом сопротивлении в цепи затвора

При появлении в структуре VT стокового тока входная ёмкость будет заряжаться по другой экспоненте, так как на этот процесс оказывает влияние выходная ёмкость , то в конечном итоге входная ёмкость накопит заряд Q (справочная величина). Выходной ток (уменьшение напряжения на электродах исток-сток) в основном будет зависеть от процессов в цепи , без существенного влияния тока затвора.

Время разряда ёмкости так же приводится в справочных параметрах VT в виде времени включения .

Итак, для предотвращения возникновения сквозных токов необходимо подобрать суммарную величину сопротивлений в цепи затвора (, и регулирует скорость заряда затворной емкости VT), чтобы обеспечить задержку включения транзистора больше или равным времени, затрачиваемое на закрывание VT (см рис. 3.2).

(3.1)

где - время спада тока стока (справочная величина);

- время запаздывания начала выключения VT по отношению к моменту подачи на затвор запирающего напряжения. При шунтирующих затворных диодах (VD_G1, VD_G2, рис.3.1) скорость разряда однозначно определяется сопротивлением . Поэтому для определения решают следующую пропорцию, (пологая, что будет шунтироваться диодом VD_G)

(соответствует) -

(соответствует) -

Отсюда

, = 14 нс.



Если скорректированная величина будет на порядок больше , то это свидетельствует некорректному выбору типа драйвера по мощности (большое ) и этим корректируется в худшую сторону быстродействие мощных ключей. Для окончательного определения величины можно воспользоваться техническими справочными данными мощного VT. Для этого составляется пропорция (соответствует) - (соответствует) -

Отсюда

- 8 = 27 Ом.

где рассчитывают в соответствии с (3.1)

Для оценки мощности резисторов следует использовать формулу

,

где Q и T- известные величины. Отсюда:

Выберем МЛТ резистор номиналом 27 Ом с мощностью рассеивания P = 0.125 Вт.

4. Расчет тепловых потерь мощного ключа

Типовой расчет потерь ключа основан на типовых формах токов и напряжений. Реальные кривые имеют отличительные особенности, связанные с переходными процессами и действием паразитных элементов схемы. На рис. 4.1 показан типовой процесс кривых тока и напряжения в переходном процессе включения и выключения полупроводникового ключа для индуктивной нагрузки [9]

Мощность потерь транзистора равна:

.

где - максимальный ток стока мощного транзистора в пусковом режиме (I_пус)=4,26 А;

= 150 В;

для транзисторов MOSFET,

Т - период коммутации=404 мкс;

t_выкл - время выключения VT (время спада тока стока)=21 нс;

t_вкл - время включения мощного транзистора (время нарастания тока стока - справочная величина) =31 нс;

Необходимо проверить правильность временных параметров в соответствии с выражением:

(самая опасная ситуация для ключей).

Отсюда можно определить t_откр



Тогда рассчитаем мощность потерь транзистора:

Рис. 4.1. Типовые кривые переходного процесса при включении и выключении ключа на индуктивную нагрузку

После вычисления P_тр эту величину сравнивают с P_доп VT. Если выполняется соотношение , то выбор VT произведён корректно и необходимо определить допустимую температуру переходов транзистора для обеспечения рассчитанной мощности в соответствии с рис. 4.2 (справочная зависимость для VT типа MOSFET).

Для данного типа MOSFET транзистора в справочном материале нету зависимости Р_доп (t?C), тогда взяв справочные величины Р_доп при t?C=25?C (Р_{доп 25} = 330 Вт) и коэффициент снижения К_сниж (в Вт/?C) (К_сниж =2,2 Вт/?C) можно построить зависимость самому. Тогда зависимость мощности рассеивания от температуры определяется следующей зависимостью:



Исходя из полученной зависимости определим T_2:

Расчет площади теплоотвода можно производить в соответствии с формулой [5, c. 117].

[см²],

где P_тр - мощность VT, полученная из расчетов=2,51 Вт;

K_T - коэффициент, характеризующий радиатор. Для алюминия чернёного ;

t_c - максимальная температура среды = 20 ;

R_п-к - тепловое сопротивление переход-корпус=0,45 ;

R_TKM - тепловое сопротивление корпус-радиатор и, применяя шлифовку контакта корпус-радиатор, различные пасты, медные шайбы, можно принять, что =; T_{п max} - min (T₁?C, T₂?C);

Так как ранее рассчитанное значение температуры T₁=170 ?C < T₂=174 ?C то полученное значение T_{п max} будет равно: T_{п max}=170 ?C.

Тогда после подстановки значений, неравенство для определения мощности радиатора примет вид:



Рис.4.2. Зависимость Р_доп=f(t?C) для VT

5. Задатчик

Для терморезистивного датчика из таблицы 5.1 берутся данные для построения характеристики R=(tC) (рис. 5.1). Уравнения этой прямой предоставим в канонической форме:

Тогда после подстановки значений из технического задания, получим:

Таблица 5.1

Тип	Градуировка	Предел измерения, °С	Зависимость сопротивления от температуры, °С / Ом
ТСП-175	21	(-10)-(+400)	-10/44,17	100/63,99	250/89,46	400/114,72

Откуда получаем:

Рис.5.1. Выходная характеристика датчика

Для заданного диапазона температуры (- 10С - 400С) определяется диапазон изменения сопротивления датчика (R_{2 min}=44,17 Ом, R_{2 max} = 114,72 Ом).

Наиболее часто датчик включается в мостовую схему вида рис. 5.2.

Рис 5.2. Задатчик: двухпроводная схема подключения датчика температуры (а); трехпроводная схема подключения датчика температуры (б)

Резистор R₂ - это сам датчик, R₅ - непосредственно задатчик, который позволяет установить требуемую температуру, и его можно оцифровать не в Ом, а в tС. При достижении температуры мост будет уравновешен и U_вых=0. Для расчета всех резисторов можно воспользоваться известным соотношением для уравновешенного моста, причем стоит задача рассчитать R₅ так, чтобы обеспечить работу системы во всем заданном диапазоне работы датчика. При R_{2 min} мост уравновешен, когда движок R₅ будет находиться в крайнем левом положении, т. е. будет справедливо равенство

R_{2 min}(R₄+R₅)=R₁ R₃.

Когда температура максимальная, то равновесие моста будет при движке R₅ вправо и тогда R_{2 max} R₄=(R₁+R₅) R₃.

Есть два уравнения и 4 неизвестных R₁, R₃, R₄ и R_5. Поэтому необходимо задать величины двух любых резисторов (желательно не R₅) и решить эту систему уравнений, при этом следует учитывать две проблемы:

1) желательно, чтобы мост состоял из низкоомных резисторов (выходное сопротивление моста будет меньше, что повысит точность системы и будет легче его настройка);

2) ток через датчик должен быть такой, чтобы не было эффекта саморазогрева датчика от источника E₁. Следует знать этот ток или допустимую мощность рассеивания и проверить в рассчитанной схеме следующее неравенство: I_R2<I_{саморазг} (обычно P_дат1 мВт).

Поэтому обычно не задают, а рассчитывают исходя из этого условия. Вначале находят допустимый ток через датчик:

,

так как,

().

Исходя из выше приведённых формул определяют величину :

Берем значение по ГОСТ R₃ = 1100 Ом c мощностью рассеивания

, Такую же величину берем и для резистора R₄ = 1100 Ом , решая систему уравнений, записанную ранее, получим;

Затем необходимо уточним баланс моста для R_{2 min} или R_{2 max}, т.е. определим U_вых (например, для R_{2 min}), приняв E₁=5 В:

; (5.1)

; (5.2)

е₁= U_aв= U_ас - U_вс .

е₁= U_aв= U_ас - U_вс= 0,000000 В.

Затем определим R₂ (отличное от R_2min) при уходе температуры на 1% от заданного диапазона. Если рассчитываемый диапазон t?C=400 - (-10)=410С, 1% составит 4,1 С, т. е. необходимо определить R₂ при t?C= -10+4,1= -5,9С.

Затем эту величину подставляем в (5.2) и определяем е₁

е₁= U_aв= U_ас - U_bс1= 0,00296 В.

Это уже будет напряжение на выходе задатчика, которое и должна отрабатывать САУ (будет определять ее чувствительность или точность).

Трехпроводная схема (рис. 5.2, б) компенсирует погрешности соединительных проводов.

Таким образом выбрали резисторы по ГОСТ R₃ = R₄ = 1100 Ом типа МЛТ c мощностью рассеивания . Резистор R₁ выбираем по ГОСТ МЛТ номиналом R₁ =47 Ом с мощностью рассеивания 0,125 Вт. В качестве потенциометра R₅ используем подстроечный резистор СП3-38а, сопротивлением

R₅ =68 Ом по ГОСТ, c мощностью рассеивания 0,125 Вт;

6. Расчет коэффициента передачи усилителя

Здесь необходимо определить коэффициент передачи усилителя(K_y; рис. 11.1), так как сигнал от задатчика очень мал (порядка единиц милливольт). Для линейных САУ коэффициент передачи разомкнутой системы стабилизации определяет ее точность. Но так как студенты еще не владеют опытом синтеза таких САУ, то в курсовом проекте предлагается методика расчета точности с учетом одной нелинейности (зона нечувствительности двигателя). Эта нелинейность обычно определяется экспериментально, но для расчетов можно принять порядка (0,2 - 0,3)U_н двигателя, т.е. U_зн =(0,2 - 0,3)U_н = 0.2 * 110 = 22 В. Если к якорю двигателя приложить напряжение меньшее U_зн , то он останется неподвижным. Это напряжение необходимо пересчитать в ширину импульса с амплитудой U_пит=U_в (рис 1.2). Напряжение двигателя в соответствии с временными диаграммами зависит от длительности импульса t_н.

Для симметричного закона управления для модулятора на ШИМ - контроллере TL494 (рис 2.3, 6.1) напряжение при обеспечивает равенство площадей и () и двигатель не будет вращаться. Отклонение напряжения на входе модулятора от этой величины на ±Д приводит к тому , что и вал двигателя будет вращаться в ту или другую сторону. При этом законе управления отсчет величины необходимо проводить от прямой y = . Графическое решение дает:



Рис. 6.1. Временные диаграммы симметричного закона управления (ШИМ-контроллер TL494)

S₁= (T/2 ± ) ; S₂= (T/2 ) ; S₃=U_зн * T.

Из рис. 6.1 очевидно уравнение:

Или .

Отсюда получим:

,= 32,2 мкс;

Далее в соответствии с уравнением “пилы” на промежутке [0;T] прямая y = kt, где k = определяется значение , подставив в уравнение пилы значение: t =

Затем находится значение из уравнения “пилы” при t = + (рис 6.1).

Окончательно рассчитывается величина :

=.

;

=В.

Обычно в структурных схемах указывается коэффициент передачи узлов при изменении входного сигнала на единичную ступеньку (изменении температуры задатчика на 4,1^оС). Поэтому коэффициент усилителя равен:

;

7. Выбор схемы усилителя

В курсовом проекте мостовую схему с датчиком температуры подключим к специальной интегральной микросхеме, которую называют измерительным усилителем (ИУ). Схема согласования задатчика и измерительного усилителя приведена на рис. 7.1.

Рис 7.1. Схема включения измерительного усилителя к мостовой схеме

Входные сигналы обрабатываются с помощью неинвертирующих усилителей. Это позволяет исключить влияние R_д-т от температуры (R_вых моста) на величину коэффициента усиления К_из. Его величина однозначно определяется резистором R_из. Разные фирмы при синтезе микросхемы используют сопротивление разного номинала и для расчета К_из приводят оригинальные формулы. Диапазон коэффициента усиления приводят как справочную величину. Таблица параметров выбранного измерительного усилителя предоставлена ниже:

Таблица 7.1

Модель	Коэффициент усиления	Коэфф. подавления синфазных помех, дБ	Дрейф входного напряжения смещения, мкВ/°С	Максимальный ток утечки по входу, нА	Минимальное напряжение питания, В	Максимальное напряжение питания, В	Собственный ток потребления, мА	Частотный диапазон (при G=100), кГц
INA 2126	5…10000	83	3	25	1,35	18	0,175	9

Исходя из сайта производителя выбранного измерительного усилителя, формула для расчета коэффициента усиления приняла вид:

где Rиз имеет размерность кОм.

Откуда найдем номинал резистора :

Выберим резистор МЛТ по ГОСТ номиналом 5,6 КОм и мощностью рассеивания 0,125 Вт;

8. Защиты

В курсовом проекте предусматриваются защиты:

- от длительного пускового режима, когда по какой-то причине двигатель не набирает обороты;

- от больших токов, протекающих через транзистор (защита от токов короткого замыкания).

Защита от токов короткого замыкания

Схема подключения резистора R_ш, свободная от указанных недостатков, приведена на рис. 8.2. В ней в цепь протекания якорного тока двигателя включён SENSE MДП - транзистор. Он постоянно открыт (вход IN драйвера IR2121 подключён к +20В) и потери мощности минимальные. На дополнительном выводе (SENSE) протекает ток, пропорциональный основному (коэффициент понижения K_п -справочный параметр).

Рис. 8.1. Схема защиты от токов к.з. на базе SENSE - МДП транзистора (VT5)

Микросхема IR2121 (драйвер нижнего ключа мостовой схемы) оснащена довольно сложной схемой защиты силового транзистора от перегрузки по току (I_кз). Уменьшенный в K_п ток транзистора измеряется шунтом R_ш и через делитель напряжения (резисторы R_2,R₃ ) (R_ш, R_2,R₃ совместно определяют ток срабатывания защиты), поступает на вход CS. Ёмкость C₃ предназначена для подавления высокочастотных помех. Если напряжение на входе CS > 0.23 В, то внутри драйвера включается компаратор напряжения, который переводит микросхему в режим стабилизации стокового тока VT5 на уровне:

^.

за счёт регулирования напряжения на затворе транзистора VT5.

Одновременно с этим запускается схема формирования задержки времени выключения питания затвора мощного ключа. Длительность этой задержки определяется временем заряда конденсатора C₁ от 0 до 1.8 В под действием постоянного тока I_зар = 0.1 мА.

Время задержки рассчитывается по формуле:

^. (8.1)

По истечении этой задержки силовой транзистор на этом цикле коммутации (в течение периода T) запирается. В следующем цикле всё повторяется.

Ток короткого замыкания определим из следующей формулы:

Исходя из технических данных двигателя , нужно выбрать VT по параметрам:

I_{К max} (I_{С max})=1,3• I_пуск=1,3•4,26 5,54 A

U_{КЭ max} (U_{СИ max})=1,25U_Н•К=1,25•110•1,8 248 B.

Выбираем SENSE МДП транзистор BUK7109-250AIE, параметры которого приведены в таблице 8.1.1 Выбираем драйвер IR2121, параметры которого приведены в таблице 8.1.2

Таблица 8.1.1

Название (фирма производитель)*	Макс.рабочее напряж. сток-истока Vds (B)	Сопротивление сток-исток в открытом состоянии при напряжении затвора Vg=10В Rdson max (мОм)	Ток стока при Ткорп=25°C Id (А)	Заряд затвора Qg (нК)	Рассеивающая мощность при Ткорп=25°C Pd (Вт)	Абсолютное макс. напряжение затвора Vgs max (В)	Время задержки вкл./выкл. td(on) / td(off) (нс)	Время нарастания/спада тока стока (при условиях как для времени задержки) tR / tF (нс)	Тепловое сопротивление переход-корпус ТJC	Ток затвора статический IG СТ. (нА)
BUK7109-250AIE (NXP)	250	8	120	121 VDS=60V VGS=10V ID=25A	272	±20	35/185 VDS=30V RL=1.2Щ VGS=10V RG=10Щ	108/100	0.55 К/Вт	±1000
	VGS = 20В K0 = ID / ISENSE = 500

Таблица 8.1.2.

Название	Напряжение управляемого ключа	Выходное напряжение VHO / VLO ,В {VO ,В}	Напряжение питания VCC,В	Логическое входное напряжение (типы логических входов) VIN,В	Выходные токи +/-IOUT,А	Входные токи +/-IIN,мкА	Время задержки вкл./выкл. td(on)/ td(off), нс	Время нарастания/ спада tR/tF,нс
IR2121	-	{-0.6...25.3}	12...18	-0.3...25.3 (IN)	+1/-2	+4.5/-1	150/150	43/26

Для упрощения расчётов желательно выберем SENSE МДП транзисторы, в которых коэффициент K_п не зависящий от величины резистора подключаемого к его дополнительным электродам, это лучший вариант. С этой же целью выбирают такую величину R_ш1 , чтобы выполнялось соотношение для тока короткого замыкания (I_к.з.):

_.

С другой стороны U_ш должно удовлетворять условию не срабатывания защиты от пускового тока:

U_ш1 = < 0.23.

Так как K_п не зависит от величины R_ш, то просто решается уравнение:

_. (8.2)

Так как Kп не зависит от величины R_ш1, то его значение определяется как:

Возьмем резистор номиналом по ГОСТ 15 Ом и мощностью рассеивания 0,125 Вт;

Величину R₃ и С₃ выбирают исходя из требований к фильтрации высокочастотных помех.

Номинал ёмкости C₁ рассчитывают по равенству (8.1), а t_зад задают в диапазоне, чтобы минимизировать величину мощности рассеивания VT5 и не увеличивать площадь радиатора: 0? t_зад ?0.1 t_{и max}.

Исходя из выражения 8.1 найдем значение С1:

Берем значение емкости С₁ по гост, номиналом C₁ = 2,2 нФ;

Рассчитаем площадь радиатора для SENSE - транзистора:

Для этого сначала найдем падение напряжения на открытом ключе, как это было в первой части курсового проекта:

Рис.8.2. Справочная зависимость I_си=f(t?C)

Отмечая на ней пусковой ток двигателя, определяем, что в транзисторе необходимо поддерживать максимальную температуру Т₃?С(Т₃ = 173 ?С).



Рис.8.3.Справочная зависимость R_си=f(T?C)

Тогда окончательная величина R_си для дальнейших расчётов равна:

а напряжение открытого ключа:

.

Далее найдем выделяющуюся мощность на транзисторе за период коммутации мощных ключей:

.

где - максимальный ток стока мощного транзистора в пусковом режиме (I_пус) = 4,26 А;

для SENSE - транзистора,

Тогда рассчитаем мощность потерь транзистора:

Так как полученное значение мощности для SENSE - транзистора получилось меньше 1 Вт, то для него не нужно рассчитывать радиатор, так как он обеспечит теплоотвод за счет своих габаритов.

...