Безпосередній перетворювач параметрів електричної енергії для живлення електронної апаратури

Размещено на http://www.allbest.ru/

ЗМІСТ

ПЕРЕЛІК УМОВНИХ СКОРОЧЕНЬ

ВСТУП

РОДІЛ 1. МЕТОДИ ТА ЗАСОБИ ПОКРАЩЕННЯ ПОКАЗНИКІВ ЯКОСТІ ЕЛЕКТРОЕНЕРГІЇ

РОЗДІЛ 2. ПЕРЕТВОРЕННЯ ЧАСТОТИ ПРИ ШИРОТНО-ІМПУЛЬСНІЙ МОДУЛЯЦІЇ

2.1 Широтно-імпульсна модуляція в безпосередніх перетворювачах

2.2 Перетворення частоти в БПЧ ОМ при широтно-імпульсної модуляції

РОЗДІЛ 3. АНАЛІЗ ЕЛЕКТРОМАГНІТНИХ ПРОЦЕСІВ В БПЧ ОМ З ШИРОТНО-ІМПУЛЬСНОЮ МОДУЛЯЦІЄЮ

РОЗДІЛ 4. ФІЛЬТРАЦІЯ В БПЧ ОМ

4.1 Ефективність методу підстройки

4.1.1 Фільтр з резонансними контурами в послідовних і паралельних гілках

4.1.2 Фільтр з резонансними контурами у паралельних гілках

4.2 Блок схема пристрою керування

РОЗДІЛ 5. СПОСОБИ ФАЗОВОЇ КОМПЕНСАЦІЇ В БПЧ ОМ

РОЗДІЛ 6. ПІДСТРОЙКА В ТРИФАЗНОМУ БПЧ ОМ

ВИСНОВКИ

СПИСОК ВИКОРИСТАНОЇ ЛІТЕРАТУРИ



ПЕРЕЛІК УМОВНИХ СКОРОЧЕНЬ

ЦА - цивільна авіація

РЕО - радіоелектронне обладнання

АС УПР - автоматизовані системи управління повітряним рухом

СЕЖ - система енергоживлення

ШІМ - широтно-імпульсна модуляція

ШІР - широтно-імпульсний регулятор

БПЧ СОУ - безпосередній перетворювач частоти система організаційного управління

ДСП - дугові сталеплавильні електропечі

ЕОМ - електронно-обчислювальна машина

АСК - автоматизована система керування

НПЧ ОМ - безпосередній перетворювач частоти з однократною модуляцією

ПЧ - перетворювач частоти

ФКВ - формування коригуючих впливів

СУ - система управління



ВСТУП

Для підвищення ефективності використання та економії енергетичних ресурсів при експлуатації повітряного транспорту і на підприємствах цивільної авіації (ЦА) необхідно вирішити ряд складних проблем промислової енергетики, однією з яких є підвищення якості електричної енергії [13,17,28,29]. Виникнення цієї проблеми, що носить загально-технічний народногосподарський характер, багато в чому пояснюється кількісною та якісною еволюцією приймачів електроенергії як в частині авіаційного радіоелектронного обладнання (РЕО), так і загальнопромислового призначення, зростанням числа і потужності нестаціонарних, нелінійних і несиметричних енергоємних споживачів, до яких в першу чергу відносяться вентильні перетворювачі. Велика увага, приділяється проблемі якості електроенергії, яка пояснюється значним економічним збитком, що виникає при зниженій якості.

За оціночними даними величина збитку перевищує 3,7872 млрд. грн. в рік в цінах 2000-го року. Основні складові збитку - технологічна, обумовлена ??зменшенням кількості і зниженням якості продукції, що випускається, і електромагнітна, яка обумовлена, головним чином, збільшенням втрат електроенергії в мережах і електрообладнанні, а також скороченням терміну служби ізоляції. За статистикою, близько 30% всіх передумов авіаційних пригод в ЦА виникає через не якісну електроенергію бортових, так і наземних джерел електроживлення [23].

Серед споживачів електроенергії є група спеціальних підвищених вимог, до якості електроенергії та електропостачання. Це в першу чергу підприємства військової і цивільної авіації, безпосередньо пов'язані з перевезенням пасажирів і вантажів, в тому числі автоматизовані системи управління повітряним рухом (АС УПР), від ефективності функціонування яких залежать безпека польотів повітряних суден і життя людей.

Викладене вище дозволяє сформулювати важливу в народногосподарському і оборонному відношенні науково-технічну проблему розробки і здійснення методів і засобів підвищення якості електроенергії та підтримання її на рівні, регламентованому стандартами, нормами і правилами, як одного з головних напрямків економії паливно енергетичних ресурсів, поліпшення надійності і довговічності роботи електроприймачів ЦА і загальнопромислового призначення, забезпечення безпечних умов праці та відпочинку населення. Чисельні дослідження свідчать, що найбільш ефективним і економічним шляхом нормалізації параметрів якості електроенергії, в тому числі в системах з вентильними перетворювачами підприємств ЦА, є розробка таких схем і законів управління перетворювачами електроенергії, які за своїм принципом дії зводили б до мінімуму відхилення параметрів якості від номінальних і дозволяли б не допускати значних втрат електроенергії на всьому шляху від джерела до споживача.

Масштаби проблеми змушують шукати нові принципи побудови технічних засобів підвищення якості електроенергії, які основані зокрема, на досягненнях швидко розвиваючої напівпровідникової технології. Сфера застосування напівпровідникової електроенергетики безперервно розширюються, в тому числі для вирішення завдань нормалізації параметрів електроенергії в системах електроживлення (СЕЖ) радіоелектронного обладнання ЦА [7,27].

Метою дипломної роботи є розробка теоретичних основ і методів підвищення якості електричної енергії вентильних перетворювачів і створення на цій базі нових технічних засобів нормалізації і контролю показників якості на вході і виході перетворювальних пристроїв як для підприємств ЦА, так і загальнопромислового призначення.

Виходячи з поставленої мети, в роботі вирішується наступне основне завдання -це дослідження широтно-імпульсної модуляції (ШІМ), як спосіб для поліпшення якості електроенергії в безпосередніх перетворювачах частоти і розробки нових технічних рішень для перетворювачів з ШІМ і підвищеною якістю електричної енергії.

Розвинений метод широтно-імпульсної модуляції стосовно до безпосередніх перетворювачів частоти з підсумовуванням модульованих струмів в загальному вузлі (БПЧ СОК). Запропоновано модернізований метод ШІМ з кусочно-лінійною апроксимацією середнього значення для поліпшення спектрального складу вихідної напруги. Виконано аналіз електромагнітних процесів в таких перетворювачах, що показує істотне поліпшення якості вихідної енергії при активному, активно-індуктивному і рухомому навантаженні.



РОЗДІЛ 1. МЕТОДИ ТА ЗАСОБИ ПОКРАЩЕННЯ ПОКАЗНИКІВ ЯКОСТІ ЕЛЕКТРОЕНЕРГІЇ

Несиметрія напруги в суднових мережах і мережах суднобудівних підприємств викликається включенням значних однофазних навантажень. Джерелами несинусоїдальної є нелінійні навантаження і зокрема тиристорні перетворювачі. При цьому коефіцієнт гармонічності може досягати 15-20%.

Зміна показників якості електроенергії дає значний вплив на ефективність роботи різного роду потрібності, яка викликає зменшення обсягу випуску продукції і погіршення її якості, псування сировини і матеріалів, розлад технологічних процесів, простої робітничої сили, підвищення аварійності обладнання і зниження терміну його служби, збільшення втрат енергії та ін.

Відхилення напруги погіршують якість технологічних процесів в енергоємних споживачах, до яких відносяться потужні феросплавні дугові сталеплавильні електропечі (ДСП), випрямляючі, конденсаторні та гідролізні установки, нагрівальні прилади, споживачі хімічної промисловості і т. п. Встановлено, що відхилення на 1% напруги установки по виплавці феро-: силіції знижує її продуктивність на 2-3%, тобто добовий збиток зростає швидше, ніж відхилення напруги. Зниження напруги на 5% в період розплавлення скрапу в ДСП-100 подовжило час розплавлення на 16 хв, що відповідає зниженню продуктивності печі на 10% [28].

При відхиленні напруги на 2,87% при гарячій вулканізації взуття виходить брак, а відхилення в 1-2% призводять до затримки випуску продукції і збитку понад 420,8 млн. грн в рік. При виробництві радіоламп відхилення напруги на 2% призводить до браку, збиток від якого становить близько 3 787 тис. грн в рік. Відхилення напруги більше 5% негативно позначається на якості і продуктивності робіт при автоматичному зварюванні постійним струмом під флюсом, при ручному зварюванні і зварюванні в середовищі вуглекислого газу. Відхилення напруги викликають перевитрату електроенергії. Так на електропечах для плавки металів загальною потужністю 280 кВт відхилення напруги на 3,86% від номінального викликає перевитрата електроенергії 65000 кВт-год / рік [17].

Значно впливають відхилення напруги на асинхронні двигуни. Відхилення напруги викликає додаткові втрати потужності, додаткове споживання двигунами реактивної потужності скорочення терміну служби ізоляції, зниження продуктивності механізмів.

Так при середньому відхиленні напруги у двигуна вугільного комбайна на 1% в одному лише забої шахта терпить збиток 2,87 тис. грн в рік. А підвищення напруги на 5% призводить до отримання додаткового доходу в 12 тис. грн в рік. При зниженні напруги на 10% термін служби двигуна скорочується більш ніж в 2 рази. З огляду на велику питому вартість двигунів (грн/кВт) мінімальний збиток від скорочення терміну їх служби може бути оцінений значною величиною.

При зниженні напруги на 1% від номінального збільшення втрат енергії в асинхронних двигунах відбувається в середньому на 1% для двигунів 380 В і 0,05% - для двигунів 6-10 кВ. При середньому ККД двигунів рівному 95% і обліку того, що вони споживають близько 40% усієї виробленої електроенергії, втрати в них складають 20 млрд. КВт-год/рік. При зниженні напруги на 2% втрати збільшуються на 0,15%.

Пристрої електронної та тиристорної автоматики вельми чутливі до відхилень напруги і вимагають місцевих стабілізаторів напруги.

Відхилення напруги, що викликаються великими однофазними споживачами, є причиною виникнення несиметрії в трифазній системі.

У побутових умовах збитки від відхилень напруги визначаються, в основному, необхідністю в стабілізаторах напруги. До значного збитку призводять коливання напруги.

Вимірювання показують, що в зварювальних мережах коливання напруги досягають 25-30%. Найбільші коливання напруги створюють стикові і багатоточкові машини, потужності яких сягають 1000 кВт. Короткочасні коливання не відображаються в значній степені на якості зварювання дуговим способом, але роблять сильний вплив при контактному електрозварюванні, особливо при зварюванні спеціальних титанових і жароміцних сталей. Коливання напруги викликає вплив на продуктивність машин контактного зварювання ланцюга, погіршуючи її на 6% при збільшенні коливань з 5% до 15%.

Коливання напруги обумовлюються миготінням світла і тим самим знижують видимість, швидкість сприйняття і продуктивність праці. Коливання напруги з розмахом більше 10% здатні привести до згасання газорозрядних ламп.

Особливий вплив дають коливання на синхронні двигуни малої потужності. При швидко-змінних навантаженнях коливання напруги можуть викликати коливання синхронних двигунів аж до виходу з синхронізму.

При збільшенні розмаху коливань напруги до 20-25% можуть вийти з ладу конденсатори і вентилі випрямних агрегатів. Великий вплив коливань напруги на електролізних установках. Так, при виробництві хлору і каустичної соди, коливання напруги з розмахом 5% сприяє різкому збільшенню зносу анодів, що призводять до порушення режимів роботи окремих цехів і зниження продуктивності підприємства в цілому. При відносно великій частоті і розмаху коливань напруги термін служби електролізної установки знижується з 9 до 7 місяців.

Перешкоди в роботі радіоапаратури і побутових приладів також виконуються коливаннями напруги. При цьому знижується термін її служби. До коливань напруги дуже чутливі ЕОМ і апаратура АСУ.

Несиметрія створює несприятливі умови для роботи електрообладнання та може порушувати нормальний технологічний процес промислових підприємств, що знизить економічність роботи електричних систем і ефективність регулювання напруги на трансформаторах.

При несиметрії 3,5% збиток при роботі однієї печі електрошлакової переплавки, продуктивність якої становить 2 злитка на добу, при вартості виробництва одного зливка 1000 грн досягає 7,6 тис. грн на рік. Несиметрія напруги викликає перегрів ланцюгів роторів генераторів і асинхронних двигунів, які часто виходять з ладу. Додатковий перегрів викликається тим, що внаслідок малого опору зворотної послідовності двигуна по відношенню до опору прямої послідовності (наближено 16%) навіть відносно малі напруги складової зворотної послідовності на затискачах двигуна викликають значні струми. Завдяки цьому відбувається також прискорене старіння ізоляції. Так, при несиметрії 2% скорочення терміну служби ізоляції становить для асинхронних двигунів 10,8%, а для синхронних двигунів 16,8%.

При несиметрії в 4% термін життя повністю завантаженого асинхронного двигуна скорочується в 2 рази. Дослідження показують, що в співвідношенні нагріву асинхронних двигунів допустимої постійної несиметричної напруги на фазах є величина в 2-3%. Несиметрія напруги викликає додаткове навантаження асинхронних двигунів. Це виражається в появі протидіє моменту. Показано, що обмеження моменту двигуна дорівнює квадрату відносної несиметрії напруги (). Несиметрія призводить до небажаних вібрацій окремих вузлів двигунів на частоті 100 Гц. Встановлено, що при несиметрії струмів понад 30% коливання ротора генератора може викликати небезпечні механічні перенапруги в конструкціях генератора. Несиметрія знижує також корисну потужність асинхронних двигунів. При потужність двигуна зменшується на 5 - 20%. У мережах 6-10 кВ сільських районів можлива поява значної напруги нульової послідовності, що різко погіршує умови лінійної ізоляції. Причиною несиметрії такого типу є несиметричні ємності фазних проводів по відношенню до землі.

При несиметрії струмів і напруги зростають втрати на передачу енергії по мережах. У цьому випадку, крім активної і реактивної потужності, з'являється пульсуюча потужність, яка викликає додаткові втрати в міді. Додаткові втрати в мережах еквівалентних збільшенню реактивної потужності і зниження пропускної здатності мереж. При цьому одні фази можуть працювати з перевантаженням, інші - з недовантаженням. Причому основну роль тут відіграє несиметрії струмів. Несиметричні струми, протікаючи по кінцевим опорам фаз ліній електропередачі, викликають несиметричні спади напруги і тим самим - відхилення напруги окремих фаз, а з ними розглянуті вище наслідки.

При значній несиметрії струмів і напруги знижується надійність електропостачання споживачів, що мають місце помилковості спрацювання захистів. Широке поширення перетворювальних установок викликає необхідність розгляду впливу несиметричних режимів мережі живлення на їх роботу. Особливо актуальними ці питання є в зв'язку зі спільною роботою передачі постійного струму і систем змінного струму.

Несиметрія напружень викликає нерівномірне завантаження вентилів випрямлячів, зволікання процесів комутації, зриви комутації і перекидання інверторів. Несиметрія напруги мережі, якими нерідко синхронізується система управління перетворювачів, призводить до появи несиметричної і в керуючих імпульсах, які в свою чергу викликають додаткові спотворення в мережі живлення. При виконанні певних умов може виникнути гармонійна нестійкість, яка обумовлена контуром позитивного зворотного зв'язку. Несиметрія напружень викликає додаткові пульсації в вихідній напрузі випрямлячів, які неканонічні гармоніки струму і напруги в мережі живлення. Конденсаторні установки, що застосовуються в мережах для генерації реактивної потужності, при несиметрії напруги нерівномірно завантажуються за фазами, що унеможливлює повне використання реактивної потужності або призводить до перевантаження конденсаторів і можливого виходу їх з ладу.

При вимірі напруги, відомі способи вимірів активної та реактивної потужності і енергії дають значні похибки, що призводить до неправильного обліку, помилок в розрахунках за електроенергію і при проектуванні відповідності потужностей енергоживлення і споживання.

Значних техніко-економічних збитків завдають вищі гармоніки в електричних мережах. Однією з основних складових цього є несприятливий вплив гармонік на батареї статичних конденсаторів, що широко застосовуються для генерації реактивної потужності в установках поздовжньої компенсації.

Вищі гармоніки навіть допустимих величин підсилюють процеси старіння ізоляції конденсаторів та збільшують втрати активної потужності в них, і, таким чином, скорочують термін служби конденсаторних установок і викликають необхідність додаткових відрахувань на капітальні ремонти. Орієнтовні розрахунки збитків складають 10-20% від відрахувань при нормальних режимах. Відомі дані про середньорічний збиток від виходу з ладу конденсаторів по підстанції 70-90 РША, який складає 800-1000 кВАр [3].

Практичною експлуатацією конденсаторних установок показано, що батареї конденсаторів, як правило, виходять з ладу в результаті навантажень струмами гармонік 5-49 порядків.

Особливо небезпечними є вищі гармоніки в резонансних режимах. Це має місце тоді, коли власна частота ділянки мережі збігається з частотою гармоніки. При цьому сумарний імпеданс мережі Z_c досягає значень, які багаторазово (5-10 разів) перевищують його індуктивну або ємнісні складову. Лінійність частотної характеристики опору мережі порушується. Кратність зростання Z_c = ц(f) залежить від співвідношення опорів мережі і конденсаторів, а також добротності (x / r) елементів мережі.

Великий вплив вищих гармонік відбувається на асинхронні двигуни і трансформатори. Так, при наявності вищих гармонік до 20-го порядку, ваговий коефіцієнт яких менше 5,8%, термін служби для однофазних асинхронних двигунів знижується на 32,5%, для трьохфазних на 18% і для трансформаторів - на 5% [12].

Вищі гармоніки викликають в двигунах магнітні поля, що обертаються проти напрямку руху ротора, і, отже, гальмують його. Цим обумовлюються додаткові втрати. При проходженні струмів вищих гармонік опорів провідників за рахунок поверхневого ефекту і ефекту близькості зростає в порівнянні з опором на основній частоті. Це викликає збільшення втрат в лінії і на підвідних проводах. Дослідження показали, що величина додаткових втрат енергії від вищих гармонік при коефіцієнті несинусоїдальності більше 3% може досягти 1,5-3% від величини втрат в синусоїдальному режимі [9].

Вищі гармоніки викликають прискорене старіння ізоляції електричних апаратів, в результаті чого знижується надійність обладнання, підвищується його аварійність і простій, і відповідно зростає збиток від недовипуску продукції.

Вищі гармоніки струму і напруги знижують коефіцієнт потужності мережі і підвищують реактивну потужність генераторів електричних станцій. Величина коефіцієнта потужності мережі при наявності гармонії визначається за формулою:

(1.1)

де: - коефіцієнт потужності при синусоїдальному струмі;

К_н - коефіцієнт нелінійних спотворень.

(1.2)

де: I₁ - діюче значення струму першої гармоніки;

I - діюче значення повного струму.

З формули 1.1 видно, що навіть при чисто активному навантаженні при наявності в мережі вищих гармонік струму вона буде завантажена реактивною потужністю. Вищі гармоніки напруги в розподільних мережах несприятливо впливають на статичні перетворювачі. Дослідження показали, що в трифазних мостових схемах при вмісті 2-ї гармоніки 3% і більше спостерігається збільшення жорсткості зовнішньої характеристики перетворювача. У нульових схемах, навпаки, 2-га гармоніка приводить до пом'якшення зовнішньої характеристики. Крутизна характеристики зростає з ростом кута комутації. Вищі гармоніки в мережі живлення збільшують пульсації вихідної напруги випрямлячів і погіршують форму кривої напруги і струму в перетворювачах частоти. Системи фазового управління перетворювачами нерідко синхронізується напругою мережі живлення. У разі несинусоїдальності останніх робіт систем управління порушується і знижується рівень вихідної напруги, що призводить до зростання гармоніки як на вході, так і на виході. У деяких випадках, особливо при виникненні резонансних явищ, що створюють спотворення мережевої напруги та збільшується похибка роботи систем управління. В результаті чого виникає позитивний зворотній зв'язок, що робить неможливою нормальну роботу перетворювача. Усунення такого впливу вимагає застосування додаткових фільтрів для системи управління або побудови спеціальних схем, зв'язок яких з мережею різко обмежені. В обох випадках це викликає додаткові витрати і ускладнює схеми управління [4].

Вищі гармоніки надають несприятливу дію на різного роду електронні пристрої та на телефонний зв'язок. Останнє було предметом особливого занепокоєння проектувальників. Вимір коефіцієнта перешкод телефонного зв'язку (ТIF-фактор) в передачі постійного струму при встановлених фільтрах верхніх частот, а також фільтрах на 5-у, 7-у, 11-у і 13-у гармоніки, що показали ріст з 11,95 при номінальному режимі до 20 при допустимому рівні гармонік. Зазначений вплив ускладнює використання силових ланцюгів в якості каналів зв'язку для телемеханічних пристроїв.



РОЗДІЛ 2. ПЕРЕТВОРЕННЯ ЧАСТОТИ ПРИ ШИРОТНО-ІМПУЛЬСНІЙ МОДУЛЯЦІЇ

2.1 Широтно-імпульсна модуляція в безпосередніх перетворювачах

Метод широтно-імпульсної модуляції набув широкого розповсюдження для поліпшення гармонійного складу кривих вихідної напруги і струму в інверторах і перетворювачах частоти із колом постійного струму. У БПЧ ОМ цей метод має додаткові обмеження, обумовлені можливістю виникнення аварійних коротких замикань фаз мережі живлення при одночасній роботі двох або більше ключів однієї вентильной групи. Сутність ШІМ В БПЧ ОМ полягає в тому, що протягом фіксованого інтервалу часу навантаження за допомогою зазначених ключів поперемінно підключається до двох сусідніх по порядку чергування фазних або лінійної напруги мережі живлення. При цьому тривалість підключення до попереднього напруження зменшується, а ось до наступних збільшується по лінійному, синусоїдальному або іншому законі. Крива вихідної напруги формується з ділянок напруги на згаданих інтервалах шляхом циклічного переходу з однієї пари напружень на другу [33, 34, 35].

2.2 Перетворення частоти в БПЧ ОМ при широтно-імпульсної модуляції

Суть методу ШІМ розглянемо на прикладі двотактної мостової схеми перетворювача по рис. 2.1. На рис. 2.2 наведені діаграми імпульсів управління ключами перетворювача за способом, який описано в розглядаємих матеріалах [10,30], а також епюри відповідних їм вихідної напруги. ПЧ на рис. 2.1 містить повністю керовані ключі з двосторонньою провідністю К1-К6, які з'єднані в трифазну мостову схему з навантаженням Z_н і вхідними фазами А, В, С мережі живлення.

Номери тимчасових діаграм на рис. 1.2 відповідають номерам ключів на рис. 2.2. Позначення К1-К6 і Z_Н (без штрихів) відносяться до способу управління по [10,30], позначення К1'-К6' і Z_Н' (з штрихами) - до запропонованого способу управління.

Розглянемо сутність запропонованого способу управління [37]. Вихідна напруга перетворювача, показана на епюрі Z_Н (рис. 2.2) і формується наступним чином. З часових діаграм керуючих імпульсів К1-К6 (рис. 2.2) видно, що протягом часу t₀-t₅ замкнуті ключі К1, К5 і до навантаження Z_Н докладена лінійна напруга між фазами А і В мережі живлення (u_АВ). Потім на відрізку часу t₅-t₆ відкриті ключі К1, К6 і до навантаження прикладається лінійна напруга між фазами А і С (u_{АС =} -u_СА). На наступному часовому інтервалі t₆-t₇ замкнуті ключі К2, К6, а на навантаження Z_Н впливає лінійна напруга між фазами В і С (u_ВС). На протязі часу t₇-t₈ через ключі К2, К4 на навантаження Z_Н подається напруга між фазами В і А (u_{ВА =} -u_АВ). На інтервалі t₈-t₉ замкнуті ключі К3, К4, до навантаження Z_Н прикладено напругу u_СА між фазами С і А. Протягом проміжку t₉-t₁₀ за допомогою ключів К3, К5 навантаження Z_Н підключається до лінійного навантаження між фазами С і В (u_{СВ =} -u_ВС). Дальше процеси в схемі повторюються в тій же послідовності. Результуюча напруга, наведена на епюрі Z_Н (рис. 2.2), містить, як вже зазначалося, вищі гармоніки, які розташовані в спектрі близько до основній гармоніки і мають відносно високі амплітуди.

Керування перетворювачем за пропонованим способом виконується наступним чином. На протязі часу t₀-t₁ замкнуті ключі К3, К5 і до навантаження Z_Н прикладена лінійна напруга (u_{СВ =} -u_ВС) (див. схему К7'). Далі на інтервал t₁-t₂ розмикається ключ К3 і замикається ключ К1, який разом із залишившись в роботі ключем К5 забезпечує підключення навантаження Z_Н до лінійного підключення та живлення мережі. Потім на протязі проміжку t₂-t₃ знову закриті ключі К3, К5, до навантаження Z_Н прикладена напруга u_СВ. На наступному інтервалі t₃-t₄ через ключі К1, К5 на навантаження Z_Н знову діє напруга u_ВА. Таким чином, навантаження Z_Н за допомогою постійно замкнутого на інтервалі t₀-t₅ ключа К5 і попередньо замикаючись і розмикаючись ключів К1, К3 приєднується по черзі до лінійної напруги між фазами С і В (u_СВ) і фазами А та В (u_АВ) живлячої мережі. При цьому, як видно з часових діаграм К1', К3' та епюри Z_Н (рис 2.2), тривалість замкнених станів, що входять в роботу ключа К1 (його називають вхідним в роботу тому, що далі він буде постійно замикатися на протязі часу t₅-t₆) лінійно зростає з кожним переключенням, в той час як тривалість замкнених станів вихідного із роботи ключа К3 (його називають виходом з роботи, так і під час подальших комутаційних інтервалів t₅-t₆ - t₇-t₈ він залишається постійно розімкнутим) лінійно зменшується. То є залежність між наростанням і спаданням тривалості замкнених станів ключів К1, К3 така, що на кожному тимчасовому інтервалі t₀-t₁ - t₁-t₂ і т. д. Тривалість замкнутого стану ключа К1, повинна бути рівна тривалості відкритого стану ключа К3 і навпаки з тим, щоб у схемі на рис. 2.1 не виникало контурів короткого замикання для мережі.



Рис. 2.1. Мостова схема БПЧ ОМ



Рис. 2.2. Часові діаграми до схеми на рис. 1.1.

Впродовж комутаційного інтервалу постійно закривається ключ К1, а поперемінно замикається і розмикається вхідний в роботу ключ К6 і вихідний від роботи ключ К5, в результаті чого до навантаження Z_Н по черзі прикладені лінійні напруги u_ВА і u_АС. На наступному проміжку часу t₆-t₇ навантаження за допомогою постійно замкнутого ключа К6 і перемінного замикання і розмивання ключа К1, К2 підключено по черзі до лінійної напруги u_АС і u_ВС. На інтервалі t₇-t₈ закривається ключ К2, змінюються і розмикаються ключі К4, К6 до навантаження Z_Н по черзі прикладені напруги u_ВС і u_ВА. Протягом часу t₈-t₉ ведеться робота пари ключів К4, К2 і К4, К3, які підключаються до відповідної лінійної напруги u_ВА і u_СА. На кінець, на відрізку часу t₉-t₁₀ постійно закривається ключ К3, а парі з ним замикаються і розмикаються ключі К4, К5, приєднуючи навантаження Z_Н по черзі до фаз С і А (u_СА) і фазами С і В (u_СВ = -u_ВС) живлячої мережі. У подальшому цикл переключень повториться в тій же послідовності.

Із рис. 2.2 видно, що тривалість комутаційного інтервалу для одного ключа (наприклад, t₀-t₇), на протязі якого він бере участь у формуванні вихідної напруги, більше відповідного інтервалу по [30] на величину р/m (m ? 3 ) для розглянутої мостової схеми. Тобто сутність запропонованого способу управління полягає у введенні додаткового комутаційного інтервалу, протягом якого відбувається перемінне замикання і розмикання двох ключів, входячого в роботу один за іншим по алгоритму керування.

Результуючі напруги на навантаженні Z_Н наведено на епюрі Z_Н' (рис 2.2). Аналіз показує, що при такій формі кривої амплітуди вищих гармонік вихідної напруги перетворювача, близько відстаючих від основної гармоніки, значно зменшуються. Так, наприклад, при частотному переключенні k = 4 амплітуди гармонічних складових 5f_y + f_c і 5f_y + f_c, де f_y і f_c - частоти імпульсів управління та живлячої мережі, зменшуються в 4-5 разів. Зменшуються також амплітуди інших ближніх гармонік. Це дозволить суттєво покращити форму кривої вихідної напруги перетворювача при менших реактивних потужностях, габаритах і масі фільтрів, а також поліпшити форму кривої струму в обмотках регулювання двигунів.

Перетворювач, який об'єднує ШІМ і ШІР, описаний в [36]



РОЗДІЛ 3. АНАЛІЗ ЕЛЕКТРОМАГНІТНИХ ПРОЦЕСІВ В БПЧ ОМ З ШИРОТНО-ІМПУЛЬСНОЮ МОДУЛЯЦІЄЮ

При аналізі обмежимося розглядом трехфазно-однофазних і трехфазно-трифазних схем БПЧ, так як отримані результати легко перенести на випадок будь-якого більшого числа фаз.

Розглянемо запропонований [37] спосіб ШІМ за трикутним законом. Для аналізу скористаємося методом комутаційних функцій. На вході перетворювача діє трифазна система напруги: фазних для однотактної схеми, лінійних - для двотактної

(3.1)

де: U_m - амплітуда напруги мережі;

щ - кругова частота мережевої напруги;

ш - початкова фаза мережевої напруги;

р = 1, 2, 3 - номер вхідної фази; - комплексна амплітуда.

Комутаційна функція, що виражає зв'язок між напруженнями вхідних і вихідних фаз перетворювача, може бути записана у вигляді ряду Фур'є в комплексній формі:

(3.2)

- комплексна амплітуда n-ої гармоніки;

Ф_n - амплітуда n-ої гармоніки;

Ш_n - початкова фаза n-ої гармоніки;

Щ - кругова частота модуляції;

q - 1, 2, 3 - номер вихідний фази.

Знаки «-» і «+» відповідають співпадінню або неспівпадінню порядку чергування фаз мережі живлення і імпульсів управління.

Тоді напруга на виході перетворювача дорівнюватиме

(3.3)

Сумування по p дає результат, відмінний від нуля, якщо

1 ± n = 3s, тобто n = ± (3s - 1), де s = 0, ± 1, ± 2 …

В цьому випадку:

(3.4)

Таким чином, в вихідній напрузі БПЧ ОМ принципово відсутні номери гармонік, кратні трьом по частоті модуляції.

На рис. 3.1 зображені системи комутаційних функцій для ШІМ за трикутним законом (рис. 3.1, а - для однотактної, рис. 3.1 б - для двотактної схеми). На рис. 3.2 показана форма кривої вихідної напруги БПЧ при ШІМ (рис. 3.2, а - без регулювання напруги, рис. 3.2, б з регулюванням) на прикладі двотактної схеми.

Тривалість одного імпульсу комутаційної функції без регулювання напруги:

(3.5)

де: m - порядковий номер імпульсу, m = 1, 2, ..., k;

b = 1 для однотактної,

b = 2 для двотактної схеми перетворювача;

а)

б)

Рис. 3.1. Комутаційні функції БПЧ ОМ з ШІМ

а)

б)

Рис. 3.2. Криві вихідної напруги БПЧ ОМ з ШІМ

(3.6)

кратність модуляції (кількість імпульсів на комутаційному інтервалі тривалістю 2р/ Зв);

Т_к - період комутації при циклічному алгоритмі управління;

Т_н - період несучої частоти ШІМ.

Кругова частота управління:

(3.7)

Тривалість імпульсу при регулюванні напруги:

(3.8)

де д - відносній кут регулювання

(3.9)

Комутаційні функції для двотактної схеми симетричні відносно осі абсцис:

(3.10)

Тому вони містять тільки непарні гармоніки [2].

Розкладаючи в ряд Фур'є комутаційні функції в комплексній формі, отримаємо вирази для амплітуди n-ї гармоніки комутаційної функції:

(3.11)

Де n - (bs - 1) - номер гармоніки комутаційних функцій, s = 0, 1, 2, …, .

Обчисливши суму кінцевого ряду, яка відповідає табличному вигляду [38], можна записати загальний вираз для комутаційних функцій за рис. 3.1.

(3.12)

Тепер отримаємо вихідну напругу перетворювача:

(3.13)

Де:

(3.14)

Вираз, аналогічний (3.14), можна також отримати наступним чином. На рис. 3.3 наведено приклад отримання вихідної напруги трьохфазного однотактного перетворювача за трикутного закону ШІМ. Вихідна напруга можна записати наступним чином:

(3.15)

Звідси: Ф - комутаційна функція, яка визначається виразом

(3.16)

б - тривалість імпульсу в комутаційної функції Ф;

- напруга;

- напруга, але зі зрушенням на кут 2р/m_э по основній гармоніці.

При трикутній ШІМ б(t) визначається виразом:

(3.17)

Визначаючи Ф за формулами (3.16) та (3.17) слід враховувати, що при лінійних змінах б(t) величина sin[iб(t)] має наступний вигляд:

(3.18)

При непарному і має:

(3.19)

При непарному і в формулі (3.16)

Де SП - прямокутний синус:

(3.20)

Підставляючи (3.16) з врахуванням (3.17-3.19), отримаємо загальний вираз для вихідної напруги БПЧ ОМ з ШІМ, аналогічне (3.13). При відсутності регулювання (д - 1) вираз (3.14) можна спростити:



(3.21)

Для порівняння наведемо значення Ф_s при багаторазовому широтно-імпульсному регулюванні:

(3.22)

Амплітуди гармонічних складових вихідної напруги:

(3.23)

У порівнянні ШІР і ШІМ для БПЧ ОМ можна відзначити наступне. Амплітуди гармонічних складових вихідної напруги зі зростанням кратним k для порядків, близьких до основної, і збільшується для більш високих порядків, тобто відбувається перерозподіл співвідношень амплітуд гармонік в спектральному складі вихідної напруги в порівнянні з вихідним алгоритмом (k = 1).

При цьому слід мати на увазі, що зі збільшенням кута регулювання д для багаторазового ШІР спектральний склад напруги все більше наближається до вихідного при k = 1, а для ШІМ він відрізняється від початкового як при регулюванні (д < 1), так і без нього (д = 1).



Рис.3.3. ШІМ по трикутному закону

Залежність амплітуди основної гармоніки від k швидко сходиться і має межі:

(3.24)

для багаторазового ШІР

(3.25)

для ШІМ.

Основна гармоніка напруги при відсутності регулювання (д = 1) при ШІР:

(3.26)

і становить 0,827U_m для однотактної схеми і 0,955U_m для двотактної схеми. При ШІМ основна гармоніка зменшується:

(3.27)

і становить 0,684U_m для однотактної схеми і 0,912U_m для двотактної схеми.

Із наведеного випливає, що коефіцієнт гармонік вихідної напруги зростає:

(3.47)

- діюче значення вихідної напруги;

- діюче значення основної гармоніки.

(3.29)

де: U - діюче значення вхідної напруги.

Тому:

(3.30)

Для ШІМ без регулювання (д = 1) коефіцієнт гармонік становить 1,067 для однотактної і 0,45 для двотактної схеми (в порівнянні з 0,68 і 0,31 для схем без ШІМ) і виражається формулою:

(3.31)

Графіки залежностs амплітуд гармонік U_ms від кута регулювання д при різних кратностях ШІМ наведені на рис. 3.4 для однотактної схеми (b = 1) і рис. 3.5 - для двотактної схеми (b = 2). Із графіків видно, що зміст вищих гармонік в кривій вихідної напруги зменшується зі збільшенням кута регулювання. Залежність основної гармоніки (s = 0) досить лінійна [19].

Рис. 3.4 Графік залежності при ШІМ для однотактної схеми



Рис. 3.5 Графік залежності при ШІМ для двотактної схеми

імпульсний модуляція перетворювач електроенергія

На рис. 3.6 наведені графіки залежності амплітуди гармонік U_ms від кратності k для m_э = 3 і m_э = 6. З графіків видно, що основна гармоніка (s = 0) при зростанні k знижується від 0,955 до 0,912 для еквівалентної шестифазної схеми (m_э = 6) і від 0,827 до 0,684 для еквівалентної трифазної схеми (m_э = 3). Монотонно знижуються також найближчі гармоніки (s = ± 1), причому вже при кратностях k = 4 - 5 їх амплітуди близькі до мінімальних. Що стосується гармонік більш високих порядків (s = ±2, ±3, ...), то їх амплітуди спочатку зростають, досягаючи максимуму при k ? |s|, а потім монотонно знижуються, причому вже при k ? |s| + 1 їх амплітуди близькі до мінімальних.

Необхідно відзначити, що графіки рис. 3.6 достовірні тільки в точках k =[k]. При k =[k]+{k} рівні гармонік можуть бути як вище, так і нижче графіка.

Зміни в спектральному складі вихідної напруги БПЧ призводять до поліпшення якості вихідного струму при роботі на активно-індуктивну напругу. Вихідний струм визначиться виразом:

(3.32)

де: Z_s = Z_se^jцs - комплексний опір навантаження для s-ї гармоніки;

- фазовий кут навантаження для s-ї гармоніки;

Z - повний опір навантаження для s-ї гармоніки.

Для повного опору навантаження має місце співвідношення:

(3.33)

Позначимо відносну частоту основної гармоніки;

(3.34)

(3.35)

фазовий кут навантаження на номінальній частоті . Тоді для комплексного опору навантаження має місце співвідношення:

(3.36)

(3.37)



Рис. 3.6 Залежності амплітуд гармонік напруження від кратності ШІМ

Звідси повний опір навантаження на номінальній частоті.

(3.38)

Номінальна частота на виході перетворювача визначається при номінальній частоті управління Щ_Н.

На рис. 3.7 наведені графіки залежності відносних амплітуд s-x гармонік вихідного струму до номінальної амплітуді основної гармоніки I_Sm/І_{m ном} при cosц_н = 0,8, відносно нномінальної частоти основної гармоніки ?_н = 1, відносно частоті основної гармоніки ? = 0,1; 1,0; 10,0 і s = 0; ±1; ±2; ±3 від кратності k. З графіків видно, що основна гармоніка струму (s = 0) з ростом k змінюється незначно, особливо для двотактних схем (b = 2). При збільшенні ? струм у навантаженні падає. Амплітуди вищих гармонік знижуються при s = ±1 і зростають при s = ±2; ±3 на кратностях k ? |s|. Гармоніки струму як і гармоніки навантаження, значно зменшуються при k ? |s|+1. При k = [k] + {k} судження аналогічні які приведені раніше.

Коефіцієнт гармонік току:

(3.39)

Враховуємо, що

(3.40)

Тоді ми отримаємо

(3.41)



Рис. 3.7 Залежності амплітуди гармонік струму від кратності ШІМ

Як показують розрахунки, коефіцієнт гармоніки вихідного струму БПЧ істотно зменшується з ростом k, причому найзначніше це зменшення проявляється вже при кратності k = 4 - 5. При подальшому збільшенні кратності коефіцієнт гармонік змінюйся незначно. Як приклад на рис. 3.8, 3.9 наведені залежності К_ri від k для активно-індуктивного навантаження з cosц_н = 0,8 на номінальній частоті (?_Н = 1) для однотактної (b = 1) і двотактної (b = 2) схем. Для порівняння на графіках наведені відповідні криві при ШІР. З графіків видно, що коефіцієнт гармонік струму при регулюванні напруги зменшується з ростом кратності k спочатку круто, а потім більш плавно. Для багаторазового ШІР він асимптоматично наближається до свого значенням при повному куті регулювання д = 1, тобто при великих кратностях К_ri, практично не залежить від кута регулювання. Для ШІМ з ростом k він падає нижче цього значення як при регулюванні, так і без регулювання. При малих кратностях (k = 2 - 3), а також при великій глибині регулювання k для ШІМ і багаторазового ШІМ незначно відрізняються один від одного. На практиці досить обмежитися величиною k = 4 - 8, так як подальше збільшення кратності не дає явно вираженого ефекту, зате пов'язано зі зростанням динамічних втрат в ключових елементах силової схеми перетворювачів і обмежена, крім того, їх граничними частотними властивостями.

На рис. 3.10, 3.11 наведені залежності коефіцієнта гармонік струму від відносної вихідний частоти, яка переважає аж до номінального значення ? = 1 при одночасному регулюванні напруги за законом U/f = const (наприклад, в частотно-регульвованому електроприводі). З графіків видно поліпшення якості форми струму, як при багаторазовому ШІР, так і при ШІМ. При цьому явно виражено перевагу ШІМ.

Аналіз ШІМ і ШІР при роботі БПЧ на асинхронний двигун, який виконаний в [22], деякі додаткові результати наведені в [1,8,24,26,37].

Рис. 3.8. Графіки залежності при ШІМ і ШІР в однотактній схемі



Рис. 3.9. Графіки залежності при ШІМ і ШІР в двотактній схемі

Безпосередні перетворювачі частоти, побудовані на повністю керованих ключах з двосторонньою провідністю, які відрізняються широкими функціональними можливостями. Такі перетворювачі дозволяють реалізувати велику різноманітність законів управління. В результаті з'являється можливість через їх системи управління в значній мірі впливати на якість електроенергії та оптимальне протікання електромагнітних процесів.

Широке застосування перетворювачі цього типу можуть знайти в частотно-регульованому електроприводі змінного, струму [5, 14 - 16, 18, 25, 31, 32]. Однак використовуваний при цьому метод широтно- імпульсного регулювання вихідної напруги призводить до появи на виході і вході перетворювача вищих гармонік, що значно впливає на якість енергії в такому перетворювачі. Для ослаблення рівня спотворень, поряд з іншими, використовують метод зонного регулювання [10, 11], сутність якого полягає в тому, щo весь діапазон регулювання розбивається на піддіапазони - зони, і послідовно здійснюється перехід з однієї зони в іншу. При цьому істотно поліпшується гармонійний склад струмів і напруги, знижуються втрати на перемикання.

Рис. 3.10. Графіки залежності при ШІМ і ШІР в однотактній схемі



Рис. 3.11. Графіки залежності при ШІМ і ШІР в двотактній схемі



РОЗДІЛ 4. ФІЛЬТРАЦІЯ В БПЧ ОМ

4.1 Ефективність методу підстройки

Проведення аналізу спектру вихідної напруги перетворювача показників, що до вихідних фільтрів при роботі системи керування з фазовою підстройкою є більш жорсткіші умови, як у відношенні полоси пропускання, так і добротності в порівнянні з симетричними режимами. Розглянемо розрахунок вихідного фільтру перетворювача з підстройкою для зазначених раніше щ, Щ, б і е₂. Значення амплітуд гармонік для е₂ = 0,05 і г₂ = 0, взяті з попереднього розрахунку наведені в таблиці 4.1.

4.1.1 Фільтр з резонансними контурами в послідовних і паралельних гілках

Коефіцієнт гармонік вихідної напруги для перетворювача з підстройкою приймає вигляд:

(4.1)

Користуючись значеннями таблиці 4.1 побудуємо залежність коефіцієнту гармонік від встановленої потужності фільтру Q (рис 4.1). Область характеристики де має місце максимуми нескінченної амплітуди обмежується значенням Q за виразом при s = 2, це дасть Q = 1,85:

(4.2)

На рис. 4.1 область Q < 1,85 обмежена вертикальною прямою.

Таблиця 4.1

Значення амплітуд гармонік для е₂ = 0,05 і г₂ = 0

щs	щ-Щ	щ +Щ	щ-3Щ	щ+3Щ	щ-5Щ	щ+5Щ	щ-7Щ	щ+7Щ	щ-9Щ	щ+9Щ
fs	400	500	1300	1400	2200	2300	3100	3200	4000	4100
Us	0,995	0	0,044	0,052	0,065	0,19	0,123	0,033	0,032	0,055
Us/ U1	1	0	0,044	0,052	0,065	0,191	0,124	0,033	0,032	0,055
щs	щ-11Щ	щ +11Щ	щ-13Щ	щ+13Щ	щ-15Щ	щ+15Щ	щ-17Щ	щ+17Щ	щ-19Щ	щ+19Щ
fs	4900	5000	5800	5900	6700	6800	7600	7700	8500	8600
Us	0,06	0,067	0,045	0,023	0,018	0,053	0,053	0,025	0,013	0,01
Us/ U1	0,06	0,067	0,045	0,023	0,018	0,053	0,053	0,025	0,013	0,01

Рис. 4.1. Залежність коефіцієнту гармонік від встановленої потужності фільтру Q

Для забезпечення коефіцієнту гармоніки в 5% необхідна згідно рис. 4.1, встановлена потужність фільтру дорівнює 2,1, в порівнянні з перетворювачем без підстанції менше приблизно в 20 разів. В порівнянні з семетричним режимом (Q = 1,5) встановлена потужність зростає в 1,4 рази.

4.1.2 Фільтр з резонансними контурами у паралельних гілках

Визначимо показники вихідного фільтру перетворювача з підстройкою для щ = 2р50 І/сек; Щ = 2р450 І/сек; б = 0,9; е₂=0,05; г₂ = 0. В спектрі вихідної напруги найближчим до основної є гармоніка з частотою щ - 3Щ = 2р1300 І/сек з відносною амплітудою (U₁₃₀₀/U₄₀₀) = 0,044. Крім того, для забезпечення необхідного значення коефіцієнта гармонік необхідно подавить складову з частотою щ+9Щ = 2р 4100 І/сек. По наведені раніше формулі отримуємо:

(4.3)

Як і раніше при розрахунку постійних часу враховувалися ємності контуру з частотою.

Індуктивність контуру:

(4.4)

Індуктивність послідовного реактору:

(4.5)

Для визначення коефіцієнту гармонік використовувалися відносні значення гармонік по таблиці 4.1, тоді:

(4.6)

Тобто він не перевищує норм по технічному завданню. Встановлена потужність окремих ланцюгів фільру:

(4.7)

Встановлена потужність послідовного реактора:

(4.8)

Встановлена потужність всього фільтру

(4.9)

Порівнюючи З симетричним режимом в даному випадку встановлена потужність збільшується в 1,6 рази.

Результати розрахунків інших показників фільтрів зведені в таблицю 4.2. Одночасно дані розрахунки дозволяють віддати перевагу фільтрам «ланцюгового» типу в порівнянні з фільтрами послідовного та паралельного контуру в послідовній та паралельній гілці в разі її найкращих економічних масо-габаритних показників.

4.2 Блок схема пристрою керування

Одним з можливих варіантів схеми пристрою управління на рис. 4.2 [6]. На рис. 4.3 «а» і «б» представлена векторна і часова діаграма лінійної напруги для симетричної та несиметричної з довільним характером несиметрії мережі. Тут АВ, ВС, СА - вектори лінійної напруги для симетричної системи; ц_ВС, ц_СА - кути несиметрії векторів ВС і СА відповідно. Стрілки в їх позначенні показують, що вектор несиметричної системи ВС відстає від свого симетричного положення, тобто кут ц_ВС від'ємний, а вектор СА є випереджаючим, тобто кут ц_СА позитивний. За опору взято вектор АВ.

Таблиця 4.2

Результати розрахунків показників фільтрів

Назва показника	Позначення	Симетричний режим	Несиметричний режим	Несиметричний з підстройкою
		Величина	Од, вим.	Величина	Од, вим.	Величина	Од, вим.
УСТ маш. ф	Qфотн	0,952	-	5,72	-	1,572	-
маса 1-ї фази	??1	31,2	кг	163	кг	57,8	кг
маса 3-ї фази	??3	93,6	кг	489	кг	174	кг
ємність	С500	-	-	15,4	мкф	-	-
ємність	С1300	-	-	-	-	3,4	мкф
ємність	С2300	22,4	мкф	23,9	мкф	21,1	мкф
ємність	С3100	10,7	мкф	12,2	мкф	9,4	мкф
ємність	С4100	-	-	-	-	9,06	мкф
ємність	С5000	3,5	мкф	4,06	мкф	2,6	мкф
реакт.маш.	Qс	16,4	квар	104	квар	28,6	квар
маса конд.	??с	22,6	кг	143,3	кг	39,5	кг
напр. на конд.	Uc500	-	-	4180	в	-	-
напр. на конд.	Uc1300	-	-	-	-	2910	в
напр. на конд.	Uc2300	1221	в	1290	в	1280	в
напр. на конд.	Uc3100	1127	в	1240	в	1240	в
напр. на конд.	Uc4100	-	-	-	-	1000	в
напр. на конд.	Uc5000	1204	в	1204	в	1245	в
інд-сть	L500	-	-	6600	мкгн	-	мкгн
інд-сть	L1300	-	-	-	-	4429	мкгн
інд-сть	L2300	215	мкгн	201	мкгн	226	мкгн
інд-сть	L3100	246	мкгн	215	мкгн	280	мкгн
інд-сть	L4100	-	-	-	-	167	мкгн
інд-сть	L5000	292	мкгн	250	мкгн	441	мкгн
інд-сть	L	143	мкгн	122	мкгн	139	мкгн
реакт. пот.	QLрез	16,2	квар	91,6	квар	22,8	квар
маса дрос.	??Lрез	8,6	кг	19,7	кг	19,05	кг

Рис. 4.2 Можливий варіантів схеми пристрою управління



Рис. 4.3 «а» і «б» векторна і часова діаграма лінійної напруги для симетричної та несиметричної схеми з довільним характером несиметрії мережі



Принцип роботи схеми 4.2 ілюструє часові діаграми рис. 5.1. У верхній частині приведена форма вихідної напруги перетворювача при несиметрії в живленні за рис. 4.3. без підстройки. Нижче наведена діаграма керуючих імпульсів від перерахованої цілі, яка живиться від заданого генератору ЗГ. Діаграма показує час підключення навантаження на відповідні лінії напруги, які відповідають кутам + ц_СА і - ц_ВС із рис. 4.2 і умови компенсації. В блоці «АБО» імпульсу датчика фази ВС' складаються з імпульсами фази ВС на виході ПЦ, а в блоці «Заборона» віднімаються з фази АВ. Імпульси ДН фази СА' складаються в блоці «АБО» з імпульсами СА на виході ПЦ і виокремлюються із фази АВ в блоці «Заборона». На виході фази АВ датчика несиметрії додаткових імпульсів немає. Таким чином формується діаграма імпульсів запуску тиристорової силової частини. Тут не показано форму вихідної напруги u_вых, в якому відсутня друга бокова частина щ + Щ і, таким чиним в значній мірі подавлена низькочастотна модуляція.



РОЗДІЛ 5. СПОСОБИ ФАЗОВОЇ КОМПЕНСАЦІЇ В БПЧ ОМ

Згідно розглянутих умов для замкнутого трикутника векторів лінійної напруги живлячої мережі, отримали кути компенсації і у вигляді:

(5.1)

(5.2)

Таким чином, визначаючи амплітуди лінійної напруги живлення і роблячи необхідну математичну обробку, можна отримати постійний вплив на систему керування. В якості датчика несиметрії в даному випадку, може слугувати загальний трьохфазний трансформатор, другорядний напрямок якого є вихідні дані формування коригуючих дій, в яких і проводяться вказані обрахункові операції.

Описані способи підстроювання забезпечують оптимальні динамічні характеристики, тобто є способами регулювання по обуренню. Але вони не враховують інших спотворюючих впливів, наприклад, природньої несиметрії керуючих імпульсів, які викликані неточностями роботи системи управління. Система регулювання по відхиленню наведена на рис. 5.2. Її робота в наступному - складання вихідної напруги перетворювача на навантаженні Н складається плечами мостової схеми. В кожній з цих складових знаходяться всі гармоніки спектру модуляції в тому числі і друга бокова щ +Щ.

За допомогою датчикі частоти щ + Щ , Д₁ + Д₆, яка включена в плечі силової частини схеми з вентилями В₁ - В₆, виділяються амплітуди векторів другої бокової частини і подаються на пристрій формування коригуючих впливів ФКВ. Одночасно вимірюються фазові зрушення цих векторів ці дані в ФКВ перетворюються в необхідні фазові зрушення і подаються на систему управління СУ у вигляді імпульсів відповідної тривалості.



Рис.5.1. Ілюстрація часової діаграми принципу роботи схеми за рис. 4.2

Така система крім похибок враховує які вносяться в СУ, також діапазон вхідних і вихідних характеристик вентилів перетворювача. Точність роботи підвищується, але динамічні показники гіршають.

Одним із найпоширеніших способів побудови схем автоматичного управління є створення екстремальних самоналаштовуємих систем [20, 21]. Можливість побудови СУ такого типу визначається наступним. На рис. 5.3 зображені вектори складових напруги другої бокової частоти на навантаження, які утворюють розімкнутий трикутник.

Рис. 5.2. Система регулювання по відхиленню



Рис. 5.3. Вектори складових напруги другої бокової частоти на навантаження, які утворюють розімкнутий трикутник.

Рис. 5.4. Блок-схема, яка реалізує алгоритми замикання трикутника



Алгоритми замикання трикутника наступні:

1. Вектор А'C повертається навколо осі С до співпадання з прямою АС, яка з'єднує вершину кута С у нерухомого вектору ВС з початком вектору А. При цьому залишається R = A'A зменшується і при співпадінні точки А' з І виходить мінімальним.

2. Вектор АВ обертається навколо точки В до співпадання з прямою 1В в точці 2. При цьому залишок R = ІА зменшується і при співпадінні точки А з точкою 2 виходить мінімальним. Потім знову обертається вектор ІС до половини 3С і т.д. і трикутник закривається. Блок-схема, яка реалізує даний алгоритм наведена на рис. 5.4. Робота її є в наступному - сформована за допомогою генератора ЗГ і перерахункового ланцюга ПЦ трьохфазна система прямокутних імпульсів «шеандр» подається на матрицю М, притому, що одна фаза безпосередньо, а дві інші - через схеми зсуву СС1 і СС2. Матриця М формує вихідні сигнали, які відповідають системам комутаційних функцій, які подаються на вентилі силової частини перетворювача СУ. При появі в навантаженні Н другої бокової частини і при зміні її рівня фільтр другої бокової Ф видає напругу на датчик похідної ДП, у простому випадку є датчиком збільшення. Сигнали від ДП надходять на вузол пошуку, який за вказаним алгоритмом виконує «спроби» за допомогою тригерів операцій Т_оп1 і Т_оп2 реверсивних лічильників РС1 і РС2 і схеми зсуву СС1, СС2. При цьому величина та напрямок зсуву імпульсів з ПЦ визначається станом тригерів операцій і кодів в лічильниках. Тактовні імпульси поступають від зовнішнього генератору, який може бути зв'язаний з ЗГ.

...