Модуляция и демодуляция сигналов в оптико-электронных приборах

Размещено на http://www.allbest.ru/

Модуляция и демодуляция сигналов в оптико-электронных приборах



Содержание

1. Назначение, классификация и особенности модуляции потока излучения

2. Демодуляция сигналов

3. Потери мощности сигнала при модуляции

4. Общая характеристика способов модуляции сигнала в оптико-электронных приборах

5. Модуляция оптических сигналов с помощью растров

6. Электрооптические и некоторые другие типы модуляторов

7. Пространственно-временные модуляторы (динамические транспаранты)

Литература



1. Назначение, классификация и особенности модуляции потока излучения

модуляция излучение сигнал оптический

Прием полезного сигнала и измерение его параметров во многих ОЭП нельзя или трудно вести, если не принять специальные меры, обеспечивающие отделение (фильтрацию) сигнала от помех, усиление его до необходимого уровня, предварительное выделение достаточно характерных признаков сигнала и т.д. К числу таких мер относятся модуляция и демодуляция.

Модуляцией принято называть изменение одного или нескольких параметров сигнала - носителя информации. Модуляция оптического сигнала - потока излучения - служит обычно для решения двух основных задач: 1) для изменения параметров сигнала в соответствии с какими-либо свойствами или параметрами наблюдаемого объекта, например дальностью до излучателя или его угловым положением; 2) для выделения полезного сигнала на фоне шумов и помех.

При активном методе работы ОЭП с помощью модуляции обычно решают обе эти задачи; при пассивном методе модуляция используется прежде всего для решения второй задачи, а в сочетании с анализом изображения, например при сканировании углового поля прибора, и для создания сигнала, связанного с каким-либо параметром наблюдаемого объекта.

В гл. 7 при рассмотрении анализаторов различного типа были приведены примеры изменений (модуляции) амплитуды, фазы, частоты сигнала, соответствующих изменениям параметров источника сигнала, например его координат.

Для решения второй задачи с помощью модуляции спектр сигнала «переносится» в ту область частот, где меньше влияние помех, как внутренних, так и внешних, и где происходит его отделение от помех. Например, модуляция, сдвигая полосу пропускания электронного тракта ОЭП в область высоких частот, способствует повышению его помехозащищенности по отношению к шумам приемника и усилителя.

После фильтрации сигнала необходимо выделить полезную (низкочастотную) информацию. Нелинейная операция, заключающаяся в «возвращении» спектра сигнала в низкочастотную область, т. е. в восстановлении модулирующего сигнала, называется демодуляцией (детектированием).

Часто в ОЭП применяется модуляция с несущей (двукратная модуляция). В этом случае сигнал, содержащий полезную (низкочастотную) информацию о наблюдаемом объекте, модулирует более высокочастотное (несущее) колебание. Вследствие инерционности большинство приемников излучения, используемых в настоящее время, не реагирует на изменения амплитуды электромагнитного колебания, происходящие с оптической частотой (10¹⁴ ...10¹⁶ Гц). Поэтому в ОЭП часто приходится создавать несущее колебание с гораздо меньшими частотами, например, путем прерывания потока. При этом в отличие от радиотехники, где модуляцией обычно называется воздействие на несущее колебание, в оптико-электронном приборостроении создание сигнала несущей частоты также рассматривается как модуляция.

Наибольшее распространение в ОЭП получили усилители переменного тока, обладающие по сравнению с усилителями постоянного тока более высокой стабильностью работы и рядом других преимуществ. Однако при их использовании требуется, чтобы сигнал, поступающий на вход усилителя, был переменным, что также достигается с помощью модуляции потока.

Общей теории модуляции посвящены специальные разделы электротехнических и радиотехнических курсов. Ниже, после изложения простейших общих положений этой теории, будут рассмотрены особенности модуляции, применяемой в ОЭП.

Очень распространена в ОЭП амплитудная модуляция - процесс управления амплитудой потока излучения. Часто этот процесс сводится к созданию последовательности импульсов потока, форма которых зависит от геометрических соотношений между площадью сечения пучка и параметрами модулятора. Отношение периода следования импульсов к их длительности называется скважностью N.

Для большинства сигналов можно провести спектральное разложение модулированного потока в ряд Фурье. Многие часто используемые на практике последовательности импульсов описываются хорошо известными и приведенными в справочниках разложениями. В § 2.1 даны некоторые примеры представления сигналов с помощью преобразования Фурье. Так, последовательность прямоугольных импульсов частоты w с коэффициентом заполнения g (величина, обратная скважности, т.е. g=1/N) и амплитудой F₀ разлагается в ряд:

Такая последовательность практически имеет место при периодическом открывании и перекрытии (обтюрации) потока, когда размер сечения пучка в плоскости модулятора гораздо меньше его прозрачной части.

При g=0,5 и n=1 два первых члена разложения сигнала в ряд Фурье имеют вид

Рассмотрим в общем виде случай (рис. 1), когда сигнал - переносчик полезной информации, являющийся функцией времени s(t), которой соответствует спектр S (jw), модулирует периодическую последовательность импульсов потока, описываемую как (см. § 2.1)

Здесь F_n - комплексная амплитуда n-й гармоники потока; w_н - частота первой гармоники (несущей) F(t), определяемая частотой прерывания потока модулятором несущей частоты.

Рис. 1. Двукратная амплитудная модуляция: а - сигнал несущей частоты; б - двукратно-модулированный сигнал

Амплитудная модуляция в данном случае осуществляется перемножением s(t) и F(t).

Сигнал на выходе модулятора, реализующего закон изменения s(t),

(1)

Спектр периодического сигнала F (t) в соответствии с (2.6) может быть представлен в виде

. (2)

Применяя к (1) теорему о спектре произведения и учитывая фильтрующее свойство d-функции, а также (2), получим



.

Таким образом, спектр F_м(jw) модулированного сигнала (рис.2) является суммой спектра сигнала S(jw) до его модуляции, умноженного на коэффициент F₀ - амплитуду постоянной составляющей (нулевой гармоники) F (t), и п полос того же спектра S(jw), взятых со сдвигом по частоте на величины nw_н и умноженных на коэффициенты F _n. Важно отметить, что если в спектре S(jw) имелась низкочастотная составляющая (n=0), то она сохраняется и в спектре модулированного сигнала F_м (jw).

Рис. 2. Спектр сигнала при амплитудной модуляции

Следует отметить, что полезная информация, содержащаяся в сигнале s(t), на частоте несущей или кратных ей гармоник не переносится.

Нужно помнить, что при определенных соотношениях между спектрами S(jw) и F(jn) полосы спектра модулированного сигнала F_м(jw) могут перекрываться, а это во многих случаях нежелательно, так как затем (после фильтрации) из-за такого явления трудно восстановить исходный информативный сигнал s(t).

Удобное для анализа и наглядное представление «двустороннего» спектра, состоящего из положительных и «отрицательных» частот, можно привести к тригонометрической форме путем сложения соответственных положительных и отрицательных составляющих. Иначе говоря, n-й гармонике реального колебания соответствуют два слагаемых ( ± nw_н).

Для периодических сигналов, описывающих процесс модуляции потока излучения или электрического сигнала во многих ОЭП, спектр F_м (jw) дискретен. Рассмотрим часто встречающийся на практике пример.

Предположим, что с помощью модулятора высокой (несущей) частоты w_н создается периодический сигнал в виде униполярной последовательности синусоидальных импульсов с амплитудой

,(3)

где y_н - начальная фаза.

Если имеет место амплитудная модуляция, т.е. амплитуда импульсов меняется в соответствии с передаваемой информацией по закону s(t) и мгновенное ее значение равно

где DF - постоянная, то вместо (1) без учета постоянной начальной фазы можно записать

Относительное изменение амплитуды DF/(F₀/2)=т называют коэффициентом модуляции. Так как DFЈF₀/2, то тЈ1.

Если модулирующая функция s(t) синусоидальна, т.е. s(t)=cos(w₀t), то амплитудно-модулированное колебание



Таким образом, спектр сигнала состоит из гармоники несущей частоты w_н и двух гармоник на боковых частотах w_н± w₀, называемых спутниками. При 100%-ной модуляции (m =1) амплитуды спутников в 2 раза меньше амплитуды колебания несущей частоты.

В более общем случае, когда s(t) периодична, т.е. может быть представлена рядом Фурье

при амплитудной модуляции имеем

т.е. спектр сигнала состоит из ряда гармоник, расположенных симметрично относительно несущей частоты w_н.

При глубине модуляции F(t), равной единице, например при 100%-ном перекрытии потока непрозрачной частью модулятора (обтюратором), создается последовательность импульсов. Для последовательности прямоугольных или близких к ним по форме импульсов и скважности N=2 мощность, переносимая первой гармоникой, составляет около 80% всей мощности переменной части сигнала (с учетом потери 50% общей энергии за счет постоянной составляющей). Поэтому иногда такую амплитудно-импульсную модуляцию (АИМ) считают эквивалентной непрерывной амплитудной модуляции.

С увеличением скважности N, т.е. с уменьшением коэффициента заполнения g=1/N, расширяется спектр. При этом на долю первой гармоники будет приходиться все меньшее (по мере роста N) количество энергии; модуляция становится импульсной.

В ОЭП наиболее часто используются амплитудно-импульсная, фазоимпульсная или времяимпульсная, а также широтно-импульсная и кодово-импульсная модуляции. В § 7.7 были рассмотрены достаточно типичные примеры получения некоторых модулированных импульсных сигналов. Более подробно с этими видами модуляции можно познакомиться в литературе [16, 17].

Кратко рассмотрим вид спектра сигнала при частотной модуляции (ЧМ), т.е. при изменении частоты несущего колебания по закону c(t).

При гармоническом характере c(t)=cosWt и значении мгновенной частоты

w=w_н+ Dwc(t)

это колебание можно представить вектором, вращающимся с переменной угловой скоростью. При этом фаза q этого колебания F(t)=(F₀/2) cosqt в момент t принимает значение



т.е. можно записать сигнал в следующем виде (без учета постоянной составляющей):

где F₀/2 - амплитуда сигнала несущей частоты w_н. Спектр этого колебания

где J_i(b) - функция Бесселя i-го порядка; b=Dw/W - индекс частотной модуляции.

Таким образом, при синусоидальной ЧМ получается теоретически безграничный спектр; амплитуда i-й составляющей пропорциональна J_i(b). Практически ширину спектра ЧМ колебания ограничивают, исходя из необходимости отфильтровывать шумовые сигналы.

Функция J_i(b) быстро убывает, когда i сравнивается по значению с b; в дальнейшем при i >b функция J_i(b) имеет очень малые значения. Следовательно, для i >b амплитуды составляющих спектра ЧМ-колебания становятся очень малыми и ими можно пренебречь.

В спектре ЧМ-сигнала боковые гармоники симметричны относительно несущей частоты w_н и отстоят друг от друга на W (рис. 3). Если i - число спектральных линий в каждой боковой полосе, то полная ширина спектра определяется как 2i W.



Рис. 3. Спектр сигнала при частотной модуляции

При b>>1 можно положить i»b и, следовательно, ширина спектра будет определяться как 2i^:W»2bW»2Dw, т.е. равна удвоенному частотному отклонению. Величину 2Dw называют полосой качания, так как в процессе модуляции частота может принимать любое мгновенное значение внутри интервала w_н±Dw. Таким образом, ширина спектра при ЧМ больше, чем при AM. При малом b ЧМ переходит практически в AM.

В ОЭП используются и непрерывная или импульсная фазовая модуляция (ФМ или ФИМ), при которых модулируется фаза колебания или отдельных импульсов сигнала, т.е. y=y₀+ Dyc (t). При синусоидальной модуляции c(t)=sinWt фазомодулированное колебание будет иметь следующий вид:

Как и для ЧМ, для ФМ ширина боковой полосы определяется произведением индекса на модулирующую частоту, следовательно, полная ширина спектра ФМ колебания равна 2DyW. Она зависит от модулирующей частоты, и в этом состоит различие спектров ФМ и ЧМ. Число спектральных линий остается при изменении модулирующей частоты неизменным, но интервал между ними (равный W) изменяется, поэтому меняется и общая ширина спектра.



2. Демодуляция сигналов

Процесс выделения управляющего сигнала - носителя полезной информации - из сигнала, подвергнутого модуляции, называется демодуляцией или детектированием. Если модулирующий управляющий сигнал, изменяющийся в соответствии с полезной информацией, содержится в неявном виде в сигнале на выходе модулятора, то в результате демодуляции, т.е. после соответствующей обработки промодулированного сигнала, закон, по которому менялись амплитуда, фаза, частота, поляризация исходного сигнала - переносчика информации (например, потока излучения) - восстанавливается. Физические сущности управляющего сигнала и сигнала, полученного после модуляции, могут быть различными, но закон их изменения - одинаковый. Часто демодуляцию называют детектированием. В дальнейшем будем пользоваться равнозначно обоими терминами. В зависимости от воспроизводимого при демодуляции параметра различают амплитудное, частотное и фазовое детектирование.

Амплитудную демодуляцию можно осуществить путем перемножения сигнала u_м (t), получаемого после линейного преобразования в приемнике излучения модулированного сигнала F_м (t) и последующего его усиления и фильтрации (рис. 4), и некоторого опорного периодического сигнала u_оп(t) с частотой несущей w_н, т.е. как бы подвергнуть сигнал u_м (t) модуляции (см. § 1).

Представим спектр опорного сигнала в соответствии с (2.6) и (2) как

,(4)

где U_опk - амплитуда k-й гармоники опорного сигнала.

Используя теорему о спектре произведения применительно к выходному сигналу u_вых (t)=u_м (t)u_оп (t), т.е. представляя спектр u_вых (t) как

и учитывая (2) и (4), получим

U_вых (j?)~.(5)

Очевидно, что в этом сложном спектре содержатся составляющие, повторяющие спектр S(jw) восстанавливаемого сигнала (например, при и при и ). Для выделения исходного спектра S(jw), которому на выходе соответствует низкочастотная составляющая u_вых(t), т.е. сигнал u_?(t), подобный входному сигналу s(t), необходимо отфильтровать низкочастотную часть U_вых (jw), введя в состав электронного тракта фильтр низких частот с полосой пропускания 2Dw₀ (см. рис. 4).

Таким образом, схема обработки сигналов в ОЭП при их модуляции и демодуляции в достаточно обобщенном виде может быть представлена так, как показано на рис. 4.

Для амплитудной демодуляции широко используются линейные и квадратичные детекторы. Первое название условно, так как по своей сути демодуляция - нелинейный процесс.

Значение сигнала на выходе демодулятора при линейном детектировании пропорционально абсолютному значению входного сигнала, а при квадратичном детектировании - квадрату этого значения.

Сигнал на выходе линейного детектора с коэффициентом передачи k_дт, осуществляющего операцию u_вых=k _дт u_м,

(6)



Разлагая функцию sin w_нtв ряд Фурье и подставляя это разложение в (6), получаем

Первый член в фигурных скобках описывает ту модулирующую функцию, которую должен выделить детектор. Пропуская сигнал, описываемый (7), через низкочастотный фильтр, на его выходе получаем

При квадратичном детектировании демодулятор реализует операцию вида u_вых = k _дтu²_м, т.е.

В этом сигнале содержатся две близкие низкочастотные гармоники с частотами w₀ и 2w₀. Фильтрация второй гармоники затруднительна, и ее наличие приводит к нелинейным искажениям выходного сигнала. Как следует из (8), отношение амплитуд второй и первой гармоник равно т/4, поэтому чем меньше т, тем меньше амплитуда гармоники 2w₀ и амплитудные искажения.

В качестве амплитудных детекторов на практике обычно используют выпрямители (одно- и двухполупериодные), имеющие линейные и квадратичные статические характеристики, с фильтрами низких частот на выходе (рис. 5).

Рис. 5. Схема однополупериодного амплитудного детектора

Квадратичное детектирование применяют при демодуляции сигнала, являющегося суммой двух гармонических колебаний с разными частотами и амплитудами. При u_м=Аsin w₁t+Bsinw₂t на выходе квадратичного детектора будет сигнал

При использовании низкочастотного фильтра с полосой пропускания, значительно меньшей частот w₁ и w₂, можно выделить сигнал

Если w₁ - частота полезного сигнала, a w₂ - частота сигнала вспомогательного опорного генератора-гетеродина, то при их синхронности (т.е. при w₁=w₂) и синфазности выходной сигнал линейно связан с входным. При сдвиге фаз на Dj между входным сигналом и опорным выходной сигнал пропорционален cosDj. Этот случай демодуляции с использованием синхронного опорного сигнала называется синхронным детектированием.



На рис. 6 представлена простейшая функциональная схема ОЭП с синхронным детектированием. Синхронность входного сигнала F_с и опорного F_оп, создаваемого источником опорного сигнала ИОС, достигается за счет использования одного и того же модулятора, вращающегося с частотой w. Соответствующие F_с и F_оп электрические сигналы U_c и U_on, образующиеся на выходах приемников излучения ПИ, после усиления перемножаются и фильтруются фильтром низких частот ФНЧ. Выходной сигнал U_вых изменяется во времени по закону U_c(t), а его амплитуда пропорциональна косинусу фазового сдвига U_c относительно U_оп, т.е. cosDj, где Dj - разность начальных фаз j_с и j_оп колебаний U_с и U_оп.

Рис. 6. Схема ОЭП с синхронным детектированием

Достоинством синхронного детектирования является чувствительность к изменению разности фаз между входным и опорным сигналами, что при синфазности полезного входного и опорного сигналов позволяет увеличить помехозащищенность системы, так как помехи со случайной фазой в противоположность полезному сигналу детектируются неполностью. Синхронное детектирование часто используют, когда известна лишь амплитуда сигнала, а скорость обработки или передачи сигналов невысока.

Представляет интерес вопрос о том, как изменяется отношение сигнал-помеха (или сигнал-шум) на выходе того или иного детектора по сравнению с отношением _вх на его входе. Так, для амплитудного детектирования при некогерентных сигналах отношение сигнал-шум на выходе квадратичного детектора =²_вх/(1+2 _вх). При больших _вх в случае линейного детектирования значение может быть (1+m²/2)^1/2 в раз больше, чем при квадратичном детектировании [24].

При частотном или фазовом детектировании обычно используется избирательная линейная система, преобразующая частотную или фазовую модуляцию в амплитудную.

При частотной демодуляции для устранения паразитной амплитудной модуляции в электронном тракте применяют амплитудные ограничители, а затем - частотный дискриминатор, создающий на своем выходе напряжение, мгновенное значение которого пропорционально входному мгновенному значению частоты. В качестве такого дискриминатора можно использовать избирательный усилитель с большой и желательно постоянной крутизной амплитудно-частотной характеристики в диапазоне изменения частоты модуляции.

В качестве примера фазового детектора, используемого в ряде ОЭП и создающего на своем выходе напряжение, пропорциональное сдвигу фаз между двумя сигналами, рассмотрим схему и диаграмму напряжений, показанные на рис. 7. Такую схему можно использовать как фазочувствительный детектор при определении направления на излучатель в случае полудискового анализатора изображений (см. рис. 7.4). Если между сигналом u_м, соответствующим, например, сигналу от излучателя, и сигналом u_оп от генератора опорного напряжения имеется сдвиг фаз ?, то, как следует из диаграммы напряжений,

или, обозначая c=u_м/u_оп , находим

при c<<1

где k_дт - коэффициент передачи интегрирующей цепочки детектора.

Рис. 7. Фазочувствительный детектор

Детектирование сигнала может осуществляться не только в выходных каскадах электронного тракта, т.е. после усиления и фильтрации электрического сигнала, но и при приеме оптического сигнала - в модуляторе или в фотоприемнике. Такое детектирование используют, например, в фазовых светодальномерах со сверхвысокочастотной модуляцией излучения.

3. Потери мощности сигнала при модуляции

В тех случаях, когда модуляция потока излучения реализуется путем периодического перекрытия (обтюрацией) пучка лучей или другим путем изменения прозрачности модулятора, всегда имеют место потери мощности оптического сигнала. Это необходимо учитывать при энергетических расчетах ОЭП, выборе вида модуляции и проведении ряда других расчетов.

Определим потери мощности сигнала - потока F₀. Если при модуляции прерыванием по закону F(t) теряется часть энергии, то эти потери можно оценить с помощью коэффициента k₁:

Числитель этого выражения определяет эффективное (среднее квадратическое) значение потока.

В зависимости от способа обработки сигнала, пропорционального k₁F₀, в электронной схеме используется та или иная его доля, которую условимся обозначать k₂. Коэффициент k₂ учитывает, например, тот факт, что в следующих за приемником звеньях ОЭП происходит изменение спектра этого сигнала с использованием лишь его части.

Произведение k_м=k₁k₂ является коэффициентом, учитывающим потери при модуляции (КПД модуляции), поскольку k_м определяет долю полезной, используемой в приборе мощности по отношению к мощности немодулированного сигнала.

В общем случае для определения k_м целесообразно применить выражения типа (2) и (3), рассчитывая долю мощности сигнала в полосе его пропускания путем сложения квадратических значений коэффициентов отдельных гармоник.

Рассмотрим простые, но часто встречающиеся на практике примеры.

Пусть в результате модуляции путем прерывания потока образуется непрерывная последовательность синусоидальных импульсов. В этом случае легко найти, что k₁=0,5. То же значение имеет коэффициент k₁ для последовательности прямоугольных импульсов с коэффициентом заполнения (отношение длительности импульса к периоду его повторения) g=0,5. Если в дальнейшей схеме спектр сигнала не изменяется, т.е. используется эффективное значение последовательности электрических импульсов, образующихся на выходе приемника, то в этом случае k₂=0,707. (Для других значений коэффициента заполнения g среднее квадратическое - эффективное за период значение импульсного периодического сигнала - составит g^1/2). Следовательно, при такой импульсной модуляции в образовании полезного сигнала участвует 35,4% (k_м=k₁k₂=0,354) немодулированного потока.

Другой пример. В приборе осуществляется модуляция с помощью вращающегося растра, у которого одна половина (полудиск) непрозрачна и не модулирует сигнал, а вторая разделена на равные прозрачные и непрозрачные секторы. Если с некоторым, вполне допустимым для практики приближением считать, что в рассматриваемом случае происходит двукратная гармоническая амплитудная модуляция, описываемая функцией вида F(t)=(F₀/2)(1+sinw₀t)sinw_нt, а в детекторе электронного тракта выделяются напряжения или токи частоты управления w₀, на которой переносится полезная информация, то амплитуда сигнала этой частоты на выходе линейного детектора будет пропорциональна 2F₀/p (см. § 2), а ее эффективное значение составит 0,707F₀·2/p, т.е. в данном случае k₂=0,707·2/p=0,45, а k₁=0,25. Действительно, за время, составляющее в общей сложности 3/4 периода модуляции, кванты излучения не попадают на приемник, т. е. средняя за период мощность составляет 0,25F₀. Таким образом, k_м»0,115.

Для оценки эффективности модуляции следует сопоставить выигрыш в отношении сигнал-шум на выходе ОЭП с потерями энергии сигнала при модуляции, т.е. с коэффициентом k_м. Коэффициент эффективности модуляции может быть определен [1] как частное от деления отношения эффективных напряжений сигнал-шум после модуляции на отношение эффективных напряжений сигнал-шум для постоянного тока, существующее без прерывания излучения на несущей частоте.

В [1] получены следующие значения коэффициента k_м для последовательностей:

- синусоидальных импульсов, промодулированных прямоугольной функцией, k_м=0,16;

- прямоугольных импульсов, промодулированных синусоидальной функцией, k_м=0,16;

- прямоугольных импульсов, промодулированных прямоугольной функцией, k_м=0,2;

- частотно-модулированных прямоугольных импульсов при индексе модуляции b=Dw/W=1,8 k_м=0,37;

- частотно-модулированных синусоидальных импульсов при ?=1,8 k_м=0,1



4. Общая характеристика способов модуляции сигнала в оптико-электронных приборах

Характер модуляции сигналов в ОЭП зависит от свойств реальных модуляторов. Большинство оптических модуляторов управляет интенсивностью электромагнитного колебания оптической частоты, что отражается на выборе методов приема и обработки сигнала.

По способу модуляции оптического сигнала различают модуляцию, выполняемую непосредственно в источнике излучения (внутреннюю), и осуществляемую на пути сигнала от источника к приемнику (внешнюю). Кроме того, в некоторых ОЭП сигнал модулируется в электронном тракте. Выбор типа модулятора и способа модуляции зависит от требований к сигналу, поступающему в электронную систему, способу анализа изображений, а также к стабильности и сроку службы самого модулятора.

Для модуляторов, используемых во многих ОЭП, основными требованиями являются: высокое пропускание в рабочем спектральном оптическом диапазоне, высокая стабильность параметров и характеристик, особенно при изменениях питающего напряжения или тока, а также при изменении внешних условий (температуры окружающей среды, влажности, давления и т.п.), малые потери потока, максимальная глубина модуляции, широкий диапазон частот модуляции, а в ряде случаев и возможность плавной или дискретной перестройки частоты, небольшая потребляемая мощность, простота и надежность эксплуатации.

Можно указать на некоторые особенности модуляции, осуществляемой непосредственно в источнике излучения. Питая источник (лампу, светодиод, лазер) переменным током, можно изменять амплитуду потока излучения во времени. Очевидно, что для получения больших частот модуляции необходимо использовать малоинерционный источник. Поэтому на практике, как правило, этот способ модуляции при мощных некогерентных источниках не находит применения вследствие большой инерционности сравнительно большого тела накала таких источников либо большой инерционности блока питания. Глубина модуляции для них невелика, особенно с учетом ее уменьшения по мере роста частоты модуляции. Например, на частоте модуляции 100 Гц глубина модуляции даже у маломощных ламп накаливания не превышает 20%. Некоторые типы газоразрядных ламп позволяют достичь глубины модуляции в 60...70% для частот в несколько килогерц, но мощность их невелика, а условия эксплуатации порой сложны.

Гораздо более перспективной является модуляция излучения полупроводниковых рекомбинационных излучателей. Для некоторых серийно выпускаемых светодиодов граничная частота, при которой обеспечивается глубина модуляции в 50%, составляет 1...1,5 ГГц. Мощность питания при этом не превышает 1 Вт.

Значительное повышение частот модуляции при большой ее глубине удается получить при использовании лазеров. Модуляцию излучения лазера можно осуществить различными способами, например, изменяя мощность накачки или помещая амплитудный модулятор (электрооптический затвор) внутрь резонатора лазера, т.е. управляя его добротностью, что приводит к амплитудной модуляции излучения. Внутрирезонаторная модуляция реализуется и другими способами [11, 19, 30].

Внесение дополнительных элементов в лазеры усложняет их конструкцию, увеличивает потери излучения. Кроме того, при работе газоразрядных ламп и лазеров в импульсном режиме мощность, переносимая на частоте модуляции, невелика, поскольку длительность импульсов составляет очень малую долю периода их повторения. Следует отметить также нелинейную в общем случае зависимость между напряжением питания источника и амплитудой потока излучения, что иногда создает дополнительные трудности.

Широко используются модуляторы, изменяющие параметры потока на пути от источника к приемнику. К их числу относятся хорошо известные механические модуляторы, основанные на периодическом прерывании потока растром или диафрагмой определенной формы (см. § 5). Такими растрами или диафрагмами являются диски или цилиндры с прорезями, заслонки, помещаемые на валы электро- и пневмодвигателей, на подвижные контакты реле и т.д. При их использовании получают частоты модуляции порядка сотен килогерц; это иногда сопряжено с трудностями, связанными, например, с необходимостью иметь двигатель с очень большой частотой вращения и высококачественную оптическую систему, формирующую пучок малого сечения в плоскости растра модулятора. Кроме того, трудно обеспечить стабильность высоких частот модуляции. Другими недостатками механических модуляторов являются сравнительно небольшой срок службы двигателей, реле и прочих электромеханических их элементов, значительные габаритные размеры и масса.

Несмотря на это такие модуляторы получили широкое распространение благодаря своим достоинствам: конструктивной простоте, отсутствию искажений оптического спектра, возможности изменения или регулировки ряда параметров (например, изменением формы и размеров прозрачных и непрозрачных участков можно менять вид модуляции и частоту модулируемых импульсов).

Растровые модуляторы, располагаемые в плоскости изображений приемной оптической системы, часто одновременно выполняют функции пространственного фильтра и анализатора изображений, а это сказывается на выборе их конструктивных параметров, в первую очередь, рисунка растра.

Гораздо более высокие частоты модуляции можно получить с помощью модуляторов, основанных на электрооптических эффектах Керра и Поккельса, магнитооптическом эффекте Фарадея, акустооптическом эффекте и других физических явлениях. Некоторые из них, нашедшие широкое практическое применение в ОЭП, будут рассмотрены ниже (см. § 6).



5. Модуляция оптических сигналов с помощью растров

Механическая модуляция оптических сигналов с помощью растров очень широко применяется в практике ОЭП. При этом сравнительно просто осуществляются наиболее распространенные виды модуляции (AM, ЧМ и фазоимпульсная). Схемы такой модуляции можно разделить на две группы: 1) с перемещением растра относительно неподвижного изображения; 2) с неподвижным растром-модулятором, относительно которого перемещается изображение или световой пучок.

Если пропускание растра-модулятора описывается действительной функцией, где - радиус-вектор произвольной точки в плоскости растра, t - время, а распределение освещенности в этой плоскости описывается функцией, то сигнал (поток) на выходе растра в момент t равен

(9)

где - область значений вектора . Таким образом, при взаимном перемещении растра и изображения происходит превращение «пространственного» оптического сигнала во «временномй».

Если рисунок растра периодичен, т.е. рисунок повторяется с частотой w₁ (см., например, рис. 7.8 или 7.9), то



Представляя эту функцию рядом Фурье (см. § 2.1)

(10)

и подставляя (10) в (9), получим

(11)

где

.

Каждая составляющая (гармоника) вида ехр(jnw₁t) в формуле (11) является несущей частотой, которая модулируется функцией F_n (t), содержащей информацию о распределении освещенности в плоскости растра, например информацию о координатах изображения, описываемого функцией . Часто принимается, что изображение неподвижно, т.е. используется функция .

Для описания распространенных на практике вращающихся радиально-секторных растров удобно пользоваться полярной системой координат (r, x) с центром, совпадающим с центром окружности растра, т.е. представлять функцию пропускания растра как а(r, x, t). Для периодических структур, состоящих из р пар прозрачных и непрозрачных секторов, период полярного угла x равен 2p/р.

Характерным примером схем первой группы может служить простейший модулятор - вращающийся полудиск, описанный в § 7.4 (см. рис. 7.4). Модулятор создает амплитудно-модулированный сигнал.

Примером схем второй группы является система с коническим круговым сканированием, также описанная в § 7.4 (см. рис. 7.6). В этой системе глубина модуляции достигает 100%, если смещение изображения с оптической оси превышает размер изображения. При увеличении этого смещения скважность импульсов, образующихся на выходе кругового растра, увеличивается, что является недостатком схемы, так как для сохранения мощности сигнала приходится увеличивать ширину полосы пропускания электронного тракта. Достоинство схемы в том, что при одинаковых размерах чувствительной площадки приемника и мгновенного углового поля оптической системы значение «просматриваемого» поля (поля обзора) здесь в 2 раза больше, чем в схеме с полудисковым модулятором. Кроме того, в схемах второй группы меньше сказывается влияние протяженного излучающего фона, перекрывающего все угловое поле, и неравномерности чувствительности по площадке приемника.

Модуляционная характеристика системы с коническим круговым сканированием - зависимость сигнала от рассогласования по оси y - показана на рис. 7.6,г. И в случае вращающегося полудиска (см. рис. 7.4), и в схеме с круговым переносом изображения относительно неподвижной полевой диафрагмы (см. рис. 7.6, а) 100%-ная глубина модуляции имеет место и для малоразмерных изображений объектов, и для сравнительно крупноразмерных изучающих помех, изображения которых не перекрывают полностью прозрачную часть растра, причем основные гармоники полезного сигнала и сигнала помех совпадают. Спектры этих сигналов носят низкочастотный характер, поэтому фильтрация полезного сигнала путем выбора узкой полосы пропускания электронного тракта в таких системах («одночастотных», или системах с однократной амплитудной модуляцией) практически неэффективна.

Из-за ограниченной скорости механического перемещения растра или сканирующего устройства в системах такого рода трудно получить требуемую (иногда значительную) частоту модуляции. Для увеличения частоты можно применить многопериодную структуру растра модулятора, которая одновременно служит и для решения задачи фильтрации крупноразмерных помех.

Поскольку электронные звенья, как правило, настраивают на какую-то узкую полосу частот, желательно, чтобы вся энергия сигнала была сосредоточена в этой полосе. При однократной непрерывной амплитудной модуляции через эту полосу пропускается лишь первая гармоника сигнала. Количество энергии, приходящейся на первую гармонику, зависит от соотношений между размерами прозрачной и непрозрачной частей растра модулятора, а также от соотношения между периодом растра и размером изображения источника в плоскости модуляции. Близким к оптимальному случаю с энергетической точки зрения является такая конструкция растра, когда ширина прозрачной части его периода равна ширине непрозрачной части и заметно превышает диаметр сечения пучка.

По указанным причинам, а также с учетом требований оптимальной пространственной фильтрации в системах механической модуляции часто используются радиально-секторные растры (рис. 8, а-в), применяемые вместо растра, представленного на рис. 7.4, или близкие к шахматной структуре растры (рис. 8, г) вместо простой круглой диафрагмы (см. рис. 7.6). Аналогичные растры используются и в поступательно перемещающихся растрах-модуляторах (вибромодуляторы, ленточные и т.п.). Размеры ячеек этих растров обычно выбирают примерно равными размеру сечения модулируемого пучка.



Рис. 8. Растры: а - в - радиально-секторные; г - с шахматной структурой

Для ослабления влияния крупноразмерных излучателей, занимающих большую часть поля, вторая половина растров, представленных на рис. 8, а-в, выполняется такой, чтобы ее пропускание составляло 0,5, т.е. было равно суммарному пропусканию пространственного фильтра - верхней половины растра. Это достигается, например, нанесением концентрических окружностей, которые при вращении растра не модулируют сигнал.

Растр такого вида называется уравновешенным или сбалансированным в энергетическом отношении. Уравновешенный растр позволяет предотвратить возникновение ложных сигналов с частотой вращения растра w₀ в том случае, когда имеется неоднородность чувствительного слоя приемника, помещаемого сразу же за растром. Если на приемник поступает излучение от равномерного фона, то при наличии на его фотослое зон с различной чувствительностью при вращении неуравновешенного растра, например полудиска (см. рис. 7.4), возникает паразитный сигнал. При энергетической сбалансированности растра, когда его пропускание в среднем по полю одинаково, этот сигнал практически отсутствует.

С помощью растров-пространственных фильтров, представленных на рис. 8 и им аналогичных, обеспечивается двукратная амплитудная модуляция с несущей частотой w_н. При этом сигнал несущей частоты используется для получения информации о значении освещенности на входе ОЭП, которая необходима для создания системы автоматического регулирования чувствительности (АРЧ) или усиления (АРУ). Система АРЧ или АРУ позволяет исключить или ослабить влияние изменения освещенности входного зрачка ОЭП на амплитуду управляющего сигнала (с частотой, несущей информацию о наблюдаемом источнике).

Отметим некоторые особенности систем с вращающимися растрами (см. рис. 7.4 и 8, а-в) и систем с неподвижными растрами (см. рис. 7.6 и 8, г), по которым сканирует изображение излучателя.

В системах с вращающимися растрами максимальная глубина модуляции сигнала несущей частоты (100%) обеспечивается лишь для тех зон, где размер изображения меньше полупериода (прозрачной части) растра. Если центр растра расположен на оптической оси системы, то при малых углах рассогласования, когда изображение излучателя приближается к центру растра, глубина модуляции заметно уменьшается, а около центра она близка к нулю. Поэтому модуляционная характеристика такого растра (зависимость амплитуды сигнала с частотой w₀ от угла рассогласования) имеет в центре зону нечувствительности. По этой же причине во многих ОЭП с вращающимися растрами изменение глубины модуляции не используется как источник информации о положении излучателя, т. е. модуляционная характеристика является релейной. АРУ в таких ОЭП служит только для устранения нежелательных нелинейных явлений в электронном тракте (например, насыщения), но не для поддержания строгого постоянства амплитуды сигнала на несущей частоте.

В ОЭП с неподвижными растрами (см. рис. 7.6 и 8, г) близкое к оптимальному условие пространственной фильтрации для всего поля обеспечить проще. (В соответствии с этим условием размер изображения должен быть равен размеру ячейки растра.) При малых углах рассогласования, когда изображение малоразмерного излучателя при перемещении по растру не выходит за его пределы (траектория И₁ на рис. 7.6, б), глубина модуляции сигнала частоты управления несет информацию о значении рассогласования. В то же время сигнал несущей частоты при выборе ячеек растра с размерами, большими или равными размеру изображения, имеет постоянную глубину модуляции - 100%. Поэтому модуляционная характеристика системы с таким растром не имеет мертвой зоны в области малых рассогласований. Применяя АРУ с жесткой связью по несущей частоте, когда при изменении облученности или других параметров АРУ поддерживает амплитуду сигнала несущей частоты постоянной, можно использовать зону малых рассогласований (линейную зону) модуляционной характеристики (см. рис. 7.6, г) для получения информации о координатах излучателя.

При больших рассогласованиях (углах между направлением на излучатель и оптической осью системы) изображение излучателя в процессе сканирования выходит за пределы растра. Модуляция на частоте управления (частоте сканирования) становится импульсной; спектр сигнала расширяется, что обуславливает необходимость увеличивать полосу пропускания электронного тракта и снижает помехозащищенность ОЭП.

Так как траектории сканирования весьма разнообразны, то обеспечить оптимальное согласование (равенство) размеров изображения и ячеек растра (см. рис. 8, г) в его центральной части для всех траекторий трудно. Поэтому в области больших рассогласований глубина модуляции может меняться, и здесь принимается релейный закон управления ОЭП. Однако и при этом в растрах такого типа условия по согласованию размеров и формы изображения и ячеек растра выполняются проще и полнее, чем во вращающихся радиально-секторных растрах типа, представленных на рис. 8, а-в. Проблема оптимального согласования размеров изображения и ячеек растров для всего углового поля ОЭП или всех возможных углов рассогласования присуща практически всем растрам, используемым в ОЭП.

Сравнительно просто с помощью растровых модуляторов осуществляется и частотная модуляция, например, путем использования модулятора в виде радиально-звездного растра (см. рис. 7.9), по которому перемещается изображение, причем траектория этого перемещения и рисунок растра эксцентричны. Возможен и такой случай, когда угловые размеры элементов растра не одинаковы, а меняются по заданному закону. Последовательность импульсов, возникающих после растра, попадает на приемник излучения, и после фильтрации постоянной составляющей электрическое колебание переменной частоты можно считать частотно-модулированным.

К числу механических модуляторов, осуществляющих ФМ и ФИМ, относятся щелевые модуляторы, выполняющие во многих ОЭП одновременно и функции сканирующих анализаторов. Типичная схема ФИМ с неподвижным приемником-растром в виде креста, также выполняющим функции оптического анализатора, рассмотрена в § 7.7.

6. Электрооптические и некоторые другие типы модуляторов

В настоящее время существует достаточно большое число модуляторов, основанных на электрооптических эффектах Керра и Поккельса, магнитооптическом эффекте Фарадея, акустооптическом эффекте, эффектах Зеемана и Штарка [10, 18, 21, 30].

Одним из первых электрооптических модуляторов было устройство (ячейка Керра), в котором поток проходит между обкладками конденсатора, помещенными в жидкость, обладающую свойством двойного лучепреломления. Перед ячейкой Керра находится поляризатор, плоскость его поляризации расположена под углом 45° относительно силовых линий электрического поля, возникающего при подаче напряжения на пластины конденсатора. За ячейкой Керра расположен анализатор, плоскость поляризации которого составляет угол 90° с плоскостью поляризации поляризатора. В отсутствие напряжения на пластинах ячейки происходит полное гашение потока, т.е. поток не проходит через такую систему.

При подаче напряжения на конденсатор линейно поляризованное излучение, входящее в него, на выходе трансформируется в эллиптически поляризованное. Через анализатор пройдет только та составляющая потока, вектор поляризации которой совпадает с плоскостью поляризации анализатора. При изменении напряжения на пластинах меняется эксцентриситет эллипса поляризации (соотношение между векторами поляризации обыкновенного и необыкновенного лучей, угол между которыми составляет 90°).

Сила излучения на выходе

где I₀ - сила излучения на входе поляризатора; ф - пропускание всего модулятора; В - постоянная Керра; l - длина пути излучения между пластинами; U - напряжение на пластинах конденсатора; d - расстояние между пластинами.

Наиболее часто в качестве наполнителя используется нитробензол, обладающий хорошим пропусканием в области 0,4...2,1 мкм. Однако потери в поляризаторе (свыше 50%), на отражение и другие потери приводят к тому, что общее пропускание такого модулятора обычно не превышает 15%. Апертура ячейки Керра определяется в основном расстоянием между пластинами и их конфигурацией; ее предельное значение составляет 1:4 при d=l...2 мм. Для создания большой глубины модуляции к пластинам приходится прикладывать большие напряжения (до десятков киловольт), что усложняет блок питания модулятора и увеличивает потребляемую мощность до десятков и даже сотен ватт.

Кроме квадратичного электрооптического эффекта Керра для модуляции потока используется и линейный электрооптический эффект - эффект Поккельса, который заметно проявляется в ряде кристаллов (дигидрофосфаты калия KDP и аммония ADP, сегнетоэлектрические перовскиты - ниобат лития, танталат лития, ниобат бария-натрия, танталат-ниобат калия и др.). Эти модуляторы широко используют в лазерной технике. Их мощность потребления составляет десятки, а иногда и сотни ватт.

Кристаллы KDP и ADP гигроскопичны, поэтому требуют защиты от воздействия влаги. В видимой области спектра световые потери в них составляют 3...4% на 1 см длины; отражение от торцов составляет 4...5%.

Лучшими эксплуатационными параметрами обладает ниобат лития LiNbO₃, который почти не растворяется в воде и кислотах. Показатель преломления LiNbO₃ для обыкновенного луча n=2,286, для необыкновенного n_e =2,2; коэффициент его теплового расширения составляет 16,7·10^-6 K^-1. Однако LiNbO₃ необходимо просветлять, так как отражение от торцов может составлять 30...32% для ?=0,53; 1,06 мкм. Поглощение в этом материале на 1 см составляет для указанных длин волн 1...2%.

В [19] приведены данные по объемной и поверхностной стойкости ряда электрооптических кристаллов к мощному лазерному излучению. В этих модуляторах достигнуты частоты модуляции свыше 4 ГГц и полосы частот около 1,5 ГГц при потребляемой мощности 1...60 МВт на 1 МГц полосы.

Среди материалов для магнитооптических модуляторов, основанных на использовании явления поворота плоскости поляризации при наложении магнитного поля, наиболее распространены монокристаллы железоиттриевого граната. Их применяют для модуляции в ближней и средней ИК области спектра (1...5 мкм), они потребляют сравнительно небольшие мощности (доли ватта) и обеспечивают глубину модуляции до 40% на частотах до 200 МГц.

В некоторых кристаллах и жидкостях показатель преломления изменяется при механической деформации. Этот эффект, называемый фотоупругостью, можно использовать для отклонения лучей, проходящих через такие вещества, т.е. для создания модулятора.

Если сигнал s(t)~sin(w₁t) звуковой частоты w₁ прикладывается к пьезоэлектрическому элементу, помещенному на одном из концов ультразвуковой ячейки, выполненной из материала, обладающего ярко выраженными акустооптическими свойствами (кварцевая пластина, кювета с жидкостью и т.п.), то по длине х ячейки наблюдается синусоидальное изменение показателя преломления, описываемое как

...