Модель однофазного полумостового инвертора напряжения с модуляцией по типу ШИМ-2, с управлением по условному прогнозу

Размещено на http://www.allbest.ru/

Модель однофазного полумостового инвертора напряжения с модуляцией по типу ШИМ-2, с управлением по условному прогнозу

Яшкин Виктор

Аннотация

При малой и средней мощности инвертор и при стандартном напряжения 235В, причём например, в буфере с аккумуляторной батареей АБ в агрегатах типа UPS, экономичными являются импульсно-модулированные преобразователи, выполненные по полумостовой схеме. Инвертор при этом формирует синусоиду кривой выходного напряжения методом ШИМ-2, на высокой несущей частоте модуляции "у", больше единиц и десятка [кГц]. При низких напряжениях питания, например от 110В до 220В, рассматриваемая схема является оптимальной по использованию ёмкостных накопителей, минимальному количеству силовых ключей, т.е. энергетически выгодной схемой, особенно в трёхфазном исполнении. Как известно, при напряжении постоянного питания, например ниже стандартного напряжения 235В в буфере с аккумуляторной батареей АБ в агрегатах типа UPS на небольшую и среднюю мощность, наиболее экономичными являются импульсно-модулированные преобразователи по полумостовой схеме. Инвертор при этом формирует синусоиду кривой выходного напряжения методом ШИМ-2, на достаточно высокой несущей частоте модуляции "у", больше единиц или десятка [кГц]. Схема эффективна и энергетически выгодна, особенно в трёхфазном исполнении, при этом целесообразно и выгодно использовать один выходной трёхфазный многообмоточный трансформатор на стандартную трёхфазную частоту "Щ" и с различными коэффициентами трансформации N_TP ? 2.

Ключевые слова: UPS, агрегат бесперебойного питания; двухпозиционная широтно-импульсная модуляция; преобразователь по полумостовой схеме; синусоидальный сигнал реферирования и выходного напряжения; следящая релейная система; эвристическое управление способом условного одношагового прогноза; разделительный трансформатор; выходной LC-фильтр; моделирование на основе программы анализа схем силовой электроники "ELTRAN".

For small and medium-power inverter and standard-rated voltage 235V, with for example, in a buffer battery AB in aggregates such as UPS, are cost-effective pulse-modulated converters, formed by the half-bridge circuit. The inverter generates a sine wave with an output voltage waveform by PWM-2, at high carrier frequency modulation "у", more than a dozen units and [kHz]. At low supply voltages such as 110V to 220V, the circuit is considered optimal for the use of or more units [kHz]. The scheme is effective and energetically favorable, especially in the three-phase version, with appropriate and advantageous to use one output three-phase multi-winding transformer on a capacitive storage, the minimum number of power switches, ie, energetically advantageous scheme, particularly in the three-phase version. As you know, at a voltage postoyannogo power, for example below the standard voltage 235V in the buffer battery in the AB type UPS units on small and average power, are the most cost-modulirovannye pulse converters for the half-bridge circuit. The inverter generates a sine wave with the curve of the output voltage by PWM-2, at a sufficiently high carrier frequency mode ion "у", a dozen standard three-phase operating frequency "Щ" and a predetermined transformation ratio N_TP ? 2 .

Key words: UPS, uninterruptible power supply unit; two-position pulse-width modulation; for a half bridge inverter circuit; sine wave output voltage and the reference point; relay tracking system; heuristic control method conditional one-step prediction; isolation transformer; output LC-filter; modeling based on circuit analysis program for power electronics "ELTRAN".

I. Модель полумостового инвертора напряжения, с разделительным и согласующим трансформатором, с модуляцией по типу ШИМ-2 и с управлением по условному прогнозу

1. Как известно, при пониженном напряжении постоянного питания, например, ниже стандартного напряжения 235В в буфере с аккумуляторной батареей АБ в агрегатах типа UPS, экономичными являются импульсно-модулированные преобразователи по полумостовой схеме. Инвертор при этом формирует синусоидальное выходное напряжение методом ШИМ-2, на высокой несущей, или частоте модуляции "у", как правило, больше единиц и десятка [кГц]. инвертор ток напряжение

2. При напряжениях питания, например от 110В до 220В, рассматриваемая схема является эффективная и энергетически выгодная, особенно в трёхфазном исполнении. Как известно, при напряжении, например, ниже стандартного напряжения 235В в буфере с аккумуляторной батареей АБ в агрегатах типа UPS, на малые и средние мощности, экономичными являются импульсно модулированные преобразователи по полумостовой схеме. Инвертор при этом формирует синусоиду кривой выходного напряжения методом ШИМ-2, на высокой несущей частоте модуляции "у", больше единиц или десятка [кГц].

3. Из трёх отдельных однофазных блоков инверторов, можно легко построить трёхфазную схему для различного типа нагрузки, "Д" или "Y-0", обеспечив соответствующее задание или реферирование в вычислителях условного прогноза каждой фазы, стандартные фазовые сдвиги: "0"; ""; "".

4. Управление инвертором по каждой фазе осуществляется отдельной быстродействующей следящей релейной системой на основе метода условного прогноза. Разделительный и согласующий трансформатор TV в каждом инверторе, имеют коэффициент трансформации N_ТР ? 2. В принципе, вместо трёх однофазных трансформаторов, целесообразнее и выгоднее использовать один трёхфазный многообмоточный выходной трансформатор на стандартную трёхфазную рабочую частоту "Щ" и с заданным коэффициентом трансформации. При этом, его индуктивности рассеяния L_у1,2,3, по каждой фазе, можно использовать как дополнительные индуктивности, входящие в состав сглаживающих высокочастотных и симметрирующих выходных LC-фильтров соответствующих фаз для уменьшения габаритов их дросселей.

5. На рис. 1 представлена схема модели однофазного полумостового инвертора напряжения, с разделительным и согласующим трансформаторов, с двухпозиционной широтно-импульсной модуляцией

ШИМ-2, с управлением по условному прогнозу.

6. Моделирование импульсного преобразователя проводиться с помощью пакета прикладных программ "ELTRAN". Цифры в кружках на схеме обозначают номера вершин дерева графа, автоматически формируемого подпрограммой "TRASL".



Рис. 1. Схема модели однофазного полумостового инвертора напряжения с управлением по условному прогнозу и с ШИМ-2.

7. Работа силовых ключей прямой ветви полумостового инвертора осуществляется с небольшими паузами, по времени не более TI1 =

= TI2 ? 4 [мксек], вырабатываемыми для обнуления двойного интегратора AZ1-1 и AZ2-1. Благодаря наличию этой паузы, при поочерёдной коммутации силовых ключей KT1 и КТ2, последние работают так: очередной силовой ключ включиться, только после выключения предыдущего ключа. Это предотвращает появление «сквозного» импульсного ударного сверхтока тока коммутации через прямую ветвь ключей инвертора, что обычно приводит к практически мгновенному выгоранию обоих силовых транзисторных ключей и аварии всего инвертора.

8. Кроме того, каждый транзисторный ключ шунтирован обратно включённым защитным диодом V1 или V2. На современных силовых МOSFET и IGBT транзисторах, эти обратно включённые диоды, точнее, высоковольтные стабилитроны, уже встроены в полупроводниковые структуры, находящиеся в корпусе силового прибора. Такие обратно включённые диоды осуществляют рекуперацию реактивного тока при коммутации силовых ключей, во входной ёмкостной накопитель CP, тем самым, исключаются появления высоковольтных импульсов перенапряжения на коллекторах ключей.

II. Расчёт элементов силового блока инвертора и вычислителя условного прогноза

1. Проведём нормировку и выберем стандартные масштабы для параметров модели:

MU = 1[B], MI = 1[A], MT = 1[cек], MF=1[Гц], MRH = 1[Ом],

MP = MU· MI = 1[B]·1[A] = 1[BA].

2. Выбираем предварительные базовые частоты задания и модуляции: Щ = 50 [Гц], щ ? у = 5 [кГц].

Напряжение постоянного питания и номинальное сопротивление нагрузки:

U = mod [~U⁽¹⁾] = mod = 1, где U_d = ; P_Н =1; RH = = 1. Здесь: U_п = 1; RH = R_H = 1.

3. Период низкочастотного cигнала задания: T = = 0.02[сек]. Период несущей частоты "у" или предварительный шаг прогноза:

h = = 0.2·10^?3 [сек].

4. Сглаживающий конденсатор фильтра СF включен на выходе разделительного трансформатора. Коэффициент трансформации положим N_TP = 2. Индуктивность намагничивания согласующего трансформатора выберем: L_м ? 40·10^?3 [Гн].

5. Общий ёмкостной накопитель положим: CP ? 10·10^?3 [Ф]. Для обеспечения малого уровня пульсации средней точки полумоста, а тем самым и модуляционной пульсации выходного синусоиды выходного напряжения, ёмкостные накопители полумоста положим одинаковыми и равными СP1 = CP2 = = 40·10^?3 [Ф]. Ограничивающую ёмкостные пусковые токи индуктивность входного фильтра по питанию, для малого влияния на процесс, положим: LP ? 0.01·10^?3 [Гн].

6. Выберем нормированное локальное время прогноза, соизмеримое с частотой среза сглаживающего фильтра: щh = =1.0467.

Следовательно, предварительная или расчётная собственная круговая частота резонанса фильтра:

щ = ? 5.233·10³ [рад^?1].

7. Положим общую индуктивность магнитносвязанного дросселя LF фильтра, включённого по первичной стороне разделительного трансформатора TV, примерно равной: L = LF = 0.3·10^?3 [Гн].

8. Для уменьшения коэффициента пульсации и повышения «гладкости» синусоидальной кривой выходного напряжения ~u_H, и с учётом коэффициента трансформации, выберем ёмкость конденсатора фильтра по первичной стороне, равной:

CF = [N_TP]²·C = [4]²·0.016·10^?3 ? 0.25·10^?3 [Ф]. При этом ёмкость конденсатора по вторичной стороне, подключённого к выходной обмотке трансформатора, будет равна: CF = ? 0.016·10^?6 [Ф].

9. По формуле Томсона: (щ^*)²·L·C = 1, при таких параметрах фильтра его реальная частота:

щ^* = ?

? 3.6515·10³ [рад^?1].

10. Волновое сопротивление высокочастотного фильтра

с = ? 1.09545 ? 1.1[Ом].

11. Локальное нормированное время:

щh = 3.6515·10³ ·0.2·10^?3 = 0.7303, что составляет 3.7% от периода задания 0.02сек.

12. Коэффициенты первого суммирующего трёхвходового усилителя УС1 в вычислителе прогноза при ШИМ-2 и при N_TP = 2:

K3 = ? ? ? 0.125;

K2 = ? K_I = ? с·[sin(щh)] = ? 1.1·sin(1.0467) = ? 1.1·0.866 ? ? 0.9524;

K1 = ? K_S =? [1 ? cos (щh)] = ? (1 ? 0.125) ? ? 0.875.

13. Перед коэффициентами К2 и К3 должен стоять знак «?», необходимый для обеспечения отрицательной обратной связи по току и напряжению при замыкании системы автоматического регулирования преобразователем.

14. Постоянные времени интеграторов AZ1 и AZ2 блока локального времени: TP1 = TP2 ==

= 0.274·10^?3 [сек].

С учётом коэффициента трансформации, постоянные интеграторов:

TP1 = TP2 =0.06843·10^?3 ?

? 0.07·10^?3 [сек].

15. Полагаем длительности импульсов одновибраторов ОВ1 и ОВ2, вырабатываемых по передним фронтам запускающих логических сигналов, не более 0.5% от длительности постоянных времени интеграторов [11]. Тогда, длительность «безтоковых» пауз при коммутации силовых ключей, должна быть не более:

ТI1 = ТI2 = 0.005·TP1 = 0.5·10^?3·0.274·10^?3 ? 0.14·10^?6 ? 4·10^?6 [сек].

16. Сигнал синусоидального задания модели в параметрах программы моделирования: ~е^ = к₁·sin(Щt).

? Относительная амплитуда задания:

К1 = U_m =·U_д = 1.41·2.2 ? 3.1[B, ампл];

? Начальный сдвиг кривой синусоиды задания: TF = 0.0 [сек];

? Период задающей частоты: TP = 20·10^?3 [сек].

В относительных единицах напряжения питания и задания модели:

Постоянное напряжение питания моста инвертора U_d = 500 [B], тогда в относительных единицах: U = 5.0 [B, эфф].

17. Результаты расчёта модели силовой схемы и временных параметров вычислителя.

? Параметры фильтра: LF = 0.3·10^?3 [Гн], CF = 0.25·10^?3 [Ф].

? Шаг условного прогноза: h = TP1 = TP2 = 0.274·10^?3 [сек].

? Длительности импульсов одновибраторов ОВ1 и ОВ2, предназначенных для «обнуления» интеграторов и для работы силовых ключей с паузами: TI1 = TI2 ? 4.0·10^?6 [сек].

? Частота несущей или модуляции ключевого коммутатора, определяется по шагу прогноза: f_mod = = 3.65·10³ ? 3.7·10³ [Гц].

18. Проведём оценочный расчёт величины пульсации и гармоник выходного напряжения ~u_Н на активной нагрузке R_H =1.

Глубина модуляции: M =. Или, в процентах: М =1.37 [%]. Коэффициент пульсации: д = ? 0.01, где А_M и А_Н ? заданные относительные амплитуды в %, «псевдогладкой» знакопеременной кривой выходного напряжения и «гладкой» синусоидальной кривой задания.

19. Период частоты задания: Т₀ = 0.02 [сек], период частоты модуляции: Т_mod = . Отношение периодов равно количеству переключений (коммутаций ключей) за период задания:

i =

20. Положим состав высших гармоник по отношению к основной, не более 2%, т.е. Коэффициент гармоник на выходе фильтра, [14]: К_Г.Ф =. Количество коммутаций при почти равномерной знакопеременной ШИМ по синусоидальному закону:

n_min = 2·i ? 3 = 2·73 ? 3 ? 143.

21. Положим К_Г.Ф ? 0.5%, тогда собственная истинная резонансная частота фильтра:

щ₀^*

= ? 5·10^?3,

f₀ = 10·10³ [Гц].

22. Коэффициент пульсации выходного напряжения:

К_П =. Здесь: U_H = 235B, ?U_H = (U_H.MAX - U_H.MIN) ? полный размах пульсаций действующего значения выходного «псевдогладкого» синусоидального напряжения. Амплитудное значение выходного напряжения: U_H.M =

Для полумостового инвертора:

U_H.M =

Положим К_П = 0.005, или 0.5%.

Тогда ?U_H = К_П·2·U_H.MAX = 0.005·2·310[B] ? 3.1[B, ампл].

23. Эквивалентное номинальное (нормированное) сопротивление нагрузки равно: R_H = 1[Ом]. C учётом изменения сетевого переменного напряжения питания в ±10%, или 20% коэффициента запаса, возьмем запас по напряжению:

Uп = 1.2·(3.1В + 310В) = 1.2·313В ? 376 [В, ампл].

24. Запас для коэффициента заполнения при модуляции или запас по скважности преобразователя, равен: г^* = г_MAX = 1 - г_MIN = 1 - 0.1 = 0.9. Отсюда: U = п. Здесь:

RH = R_H = 1[Ом] - номинальное сопротивление нагрузки; где

r = (0.01 - 0.05)·R_H ? 0.05 [Ом] ? активное сопротивление обмотки дросселя фильтра;

25. Необходимое с запасом постоянное напряжение питания для инвертора, с учётом диапазона изменения скважности при регулировании: U = 439 [B, ампл].

26. Для надёжной работы инвертора, его постоянное напряжение питания должно быть U ? 500В. При использовании согласующего и гальванически развязывающего трансформатора TV, его коэффициент трансформации равен: N_TP = 1.33. Необходимый коэффициент трансформации выбирается c запасом, и равным N_TP = 2.

III. Описание модели полумостового инвертора с вычислителем условного прогноза, в терминологии программы "ELTRAN"

1. Имя модели [TETRI11].

'1-ф. полумост-инвертор с ШИМ-2, 2-х обм.

тр-р Nтр=2, работа ключей с паузой'

Масштаб тока-1.

Масштаб напряжения-1.

Масштаб времени-1.

Имя KT-POLMST

BLOCK E1;

'Блок силовой схемы инвертора'

EP NY=1,0 BX1=X,PSEP,I1;

LP L=0.01E-3 NY=1,2;

CP C=10.E-3 NY=2,0 U=5.0;

CP1 C=40.E-3 NY=2,4 U=2.5;

CP2 C=40.E-3 NY=4,0 U=2.5;

KS NY=4,3 S=7;

LMF1 M=0.3E-3 NY=3,5;

LMF2 M=0.29998E-3,0.3E-3 NY=6,4;

LM1 M=0,0,40.E-3 NY=5,6 I=0.1;

LM2 M=0,0,79.9998E-3,160.E-3 NY=7,8 I=0.1;

CF C=0.25E-3 NY=7,8;

RH R=4.0 NY=7,8;

KT1 NY=2,3 S=7;

V1 NY=3,2 S=7;

KT2 NY=3,0 S=7;

V2 NY=0,3 S=7;

END E1;

BLOCK I1;

'Блок источников'

PSEP K1=5.0;

SINZ-1 K1=3.1 TF=0. TP=20.E-3;

END I1;

BLOCK F1;

'Блок управления и вычислителя прогноза'

AZ1-1 KU=1. TP=0.274E-3 BX1=X,KS,E1 X=0.;

AZ2-1 KU=1. TP=0.274E-3 BX1=X,AZ1 X=0.;

AK1-2 BX1=X,AZ1 BX3=S,OR1;

AK2-2 BX1=X,AZ2 BX3=S,OR1;

YC1 K1=-0.125 K2=-0.9524 K3=-0.847 BX1=U,KS,E1 BX2=I,CF,E1 BX3=U,CF,E1;

YC2 K1=1. K2=-1. BX1=X,YC1 BX2=X,SINZ,I1;

KM1-0 K1=1. BX1=X,AZ2 BX2=X,YC2 S=0;

NOT1 BX1=S,KM1 S=1;

OB1 TI=4.E-6 BX1=S,KM1 S=0;

OB2 TI=4.E-6 BX1=S,NOT1 S=0;

OR1 BX1=S,OB1 BX2=S,OB2 S=0;

NOT2 BX1=S,OR1 S=1;

AND1 BX1=S,KM1 BX2=S,NOT2 S=1;

AND2 BX1=S,NOT1 BX2=S,NOT2 S=0;

'Блок компараторов и логических автоматов ключей и диодов'

AKCKT1-9 BX1=S,KT1,E1 BX2=S,AND1;

AKCKT2-9 BX1=S,KT2,E1 BX2=S,AND2;

KMUIV1-0 K1=1.0 BX1=2,V1,E1 BX2=1,V1,E1;

KMUIV2-0 K1=1.0 BX1=2,V2,E1 BX2=1,V2,E1;

ADV1-9 BX1=S,V1,E1 BX2=1,KMUIV1;

ADV2-9 BX1=S,V2,E1 BX2=1,KMUIV2;

END F1;

&&&&&&

&&&&&

IV. Графики кривых токов и напряжений при различных нагрузках и режимах работы инвертора со средней точкой

1. Обозначения кривых на графиках работы преобразователя:

- XSINZ - Синусоидальное «гладкое» напряжение задания ~е^, с относительной амплитудой К1 = 3.11[В, ампл], без фазового сдвига

TI = 0.0 [сек], с частотой Щ = 50 [Гц] или с периодом: TP = 0.02 [сек];

- URH - Сформированное силовыми ключами моста инвертора выходное «псевдогладкое» напряжение ~u_H при номинальном активном сопротивлении нагрузки R_H = R^*_H·[N_TP]² = 1·2² = 4 [Ом].

- Знакопеременный пилообразный ток ~i_L, снимается с датчика тока DIL, включенного последовательно с дросселём LF и пропорциональный пилообразному току дросселя LF;

- US - Высокочастотное напряжение, эквивалентное произведению знакопеременной коммутационной функции на постоянное напряжение питания U, т.е. S(t) = SU, снимаемое с нормально разомкнутого ключа KS или датчика напряжения DUS, подключённого к средним точкам ёмкостного делителя и к средней точке силовых ключей инвертора. Далее, сигнал поступает на инвертирующий усилитель YCS с коэффициентом усиления: К_s=?1.25, и затем в блок вычислителя прогноза (см. рис. 1).

На рис. 2 и 3 представлен график работы полумостового инвертора на номинальную нагрузку Rн = 4 Ом при симметричном питании плеч полумоста UP1 = UP2 = 2.5[B] и 2[B].

2. Предельные режимы работы модели преобразователя.

2.1. На рис. 4 представлен график работы полумостового инвертора, близкий к холостому ходу (ХХ) при величине относительной нагрузки R_H.МАХ = 40 [Ом], инвертор нагружен всего на 10% от номинала;

2.2. На рис. 5 представлен график работы полумостового инвертора, близкий к короткому замыканию (КЗ) при величине относительной нагрузки R_H = 0.4 [Ом], инвертор имеет 10-ти кратную перегрузку.

2.3. Шаг условного прогноза: h = TP1 = TP2 = 0.274·10^?3 [сек]. Частота несущей или модуляции ключевого коммутатора, определяется по шагу прогноза: f_MOD =? 3.65·10³ [Гц].

2.4. Обобщённая косоугольная матрица взаимоиндуктивностей LM1, LM2 модели повышающего двухобмоточного разделительного трансформатора TV с коэффициентом трансформации N_TP = 2.

TV	Обмотки	Параметры коэффициентов взаимоиндукции
	LM1, Гн	Lм	40.0·10?3
	LM2, Гн	KCB·NTP·Lµ	79.998·10?3	(NTP)2·Lм	160.0·10?3

Рис. 2. Питание UP1=UP2=2.5[B], задание ~е^=3.11[B], частота Щ=50[Гц], нагрузка номинальная R_H.НОМ=4[Ом].



Рис.3. Питание UP1=UP2=2[B], задание ~е^=3.11[B], частота Щ=50[Гц], нагрузка номинальная R_H.НОМ=4[Ом].



Рис. 4. Питание UP1=UP2=2.5[B], задание ~е^=3.11[B],частота Щ=50[Гц]. Режим ХХ, нагрузка R_H.МАХ=40[Ом].



Рис. 5. Питание UP1=UP2=2.5[B], задание ~е^=3.11[B],частота Щ=50[Гц]. Режим КЗ, нагрузка R_H.МIN=0.4[Ом].

Размещено на Allbest.ru

...