Система питания магнитного спектрометра

Размещено на http://www.allbest.ru/

УДК 539.124.148

Система питания магнитного спектрометра

А. Б. Дудник, научн. сотр.

И.А. Белошапка*, инженер

Сумский государственный университет

* Институт прикладной физики НАН Украины

В состав аналитического ускорительного комплекса, созданного на базе Института прикладной физики НАНУ, г.Сумы, входит магнитный спектрометр, который предназначен для определения характеристик состояний атомных ядер методом магнитного анализа, а также для изучения сложных ядерных спектров ускоренных частиц [1].

Спектрометр представляет собой магнит постоянного тока с односторонним магнитным полем секторной формы и имеет следующие механические параметры: питание магнитный спектрометр

- радиус кривизны траектории частиц в магнитном поле 320 мм;

- угол поворота 900;

- высоту зазора между полюсами - 16 мм, ширина полюсов - 106 мм;

Электрические параметры магнитного спектрометра (МС):

-максимальное магнитное поле между полюсами 1,4 Тл при токе 40 А;

-активное сопротивление обмотки - 1,4 Ом;

- индуктивность - 35 мГн.

Основным требованием, предъявляемым к системам питания магнитных спектрометров, является возможность установки магнитного поля в зазоре с высокой стабильностью и минимальной дискретой перестройки по полю. Фактически такие системы питания представляют собой прецизионные регулируемые источники тока, работающие совместно с измерителем напряженности магнитного поля.

В системах питания, которые применялись ранее [2], использовался мощный мотор-генератор со стабилизацией выходного тока. Основными недостатками такого решения являлись большие габаритные размеры установки и сложность управления при достижении максимального разрешения по полю. Максимальная стабильность установленного тока обычно составляла не более 0,05%. Позднее широкое применение нашли регуляторы постоянного тока на мощных транзисторах [3]. Эти регуляторы были просты в управлении, обеспечивали стабильность тока до 0,01%, однако имели низкий коэффициент полезного действия (КПД). При питании мощных электромагнитов возникала необходимость эффективного охлаждения регулирующих транзисторов. Система охлаждения транзисторов (воздушная или водяная) значительно усложняла конструкцию системы.

КПД регулируемого источника тока можно существенно повысить, если применить регулируемый тиристорный выпрямитель, работающий на промышленной частоте [4], однако такой выпрямитель в момент коммутации тиристоров создает на проводах реальной питающей сети значительную импульсную помеху, которая влияет на работу спектрометрической аппаратуры, регистрирующей слабые импульсные сигналы.

Разработанная система питания выполнена на высокочастотных управляемых преобразователях с частотой коммутации ключевых элементов до 90 кГц. Преимуществом такого решения является высокий коэффициент полезного действия системы при малых габаритных размерах. Кроме того, с применением современных электронных компонентов появилась возможность установки тока с дискретностью 0,003% и стабильностью 0,001%.

Система питания МС обеспечивает следующие параметры по току:

-диапазон установки постоянного тока - 2 - 40 А;

-дискрета установки постоянного тока - 1,2 мА ;

-долговременная нестабильность тока - 0,001% (в течение одного часа) и 0,005% (в течение 8 часов);

-КПД системы - 87%.

В системе питания МС предусмотрена возможность измерения и стабилизации магнитного поля методом ядерного магнитного резонанса [5].

Управление системой осуществляется как в ручном (автономном) режиме, так и при помощи персональной ЭВМ, являющейся центральным управляющим звеном, организующим локальную вычислительную сеть автоматизированной системы управления аналитического комплекса.

Система управления МС питается от 3-фазной сети переменного тока с фазовым напряжением 50Гц 220 В ?10%.

К обмоткам MC подведено водяное охлаждение, а система питания МС имеет воздушное охлаждение.

Диапазон рабочих температур окружающей cреды: +10 - +35 градусов по Цельсию.

2 КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ СИСТЕМЫ

Функциональная схема системы питания МС приведена на рис. 1.

Полный ток Iп , протекающий в магнитном спектрометре, является суммой двух токов, которые генерируют подсистема грубой установки тока Iг и подсистема точной установки тока Iт:

Iп = Iг + Iт . (1)

Подсистема грубой установки тока состоит из трех одинаковых однофазных регуляторов. На вход каждого из регуляторов подается напряжение фазы относительно нулевого провода. Регулятор представляет собой ключевой управляемый высокочастотный преобразователь (см. ниже). Выходы регуляторов подключены к нагрузке параллельно. Каждый из регуляторов позволяет установить ток до 14 А на обмотке магнитного спектрометра.

Работой регуляторов управляет локальный контроллер, который позволяет выполнять следующие операции:

-увеличение тока в нагрузке(быстро и медленно);

-уменьшение тока в нагрузке (быстро и медленно);

-выравнивание токов в регуляторах при параллельном подключении регуляторов на одну нагрузку;

-отключение регулятора в случае возникновения в нем аварийной ситуации.

Подсистема грубой установки тока позволяет устанавливать ток в магнитном спектрометре со следующими параметрами:

- дискрета установки тока - 40 мА;

- нестабильность (в течение 8 часов) установленного тока - 2%.

Рисунок 1- Функциональная схема системы питания магнитного спектрометра

Подсистема точной установки тока включает в себя измерительный шунт RS1, усилитель падения напряжения на шунте A1, усилитель ошибки A3, 16-разрядный цифроаналоговый преобразователь ЦАП типа AD766, формирователь напряжения управления A4 источником тока на транзисторе VT1, источник питания прецизионной подпитки. Усилитель A2 предназначен для контроля тока, протекающего в магнитном спектрометре.

Подсистема точной установки тока работает следующим образом. Контроллер загружает в ЦАП двоичный код, соответствующий задаваемому току. Выход ЦАП подключен к неинвертирующему входу усилителя ошибки A3. Инвертирующий вход усилителя A3 подключен к выходу усилителя A1. Усилитель ошибки вырабатывает сигнал ошибки между напряжением, соответствующим задаваемому току спектрометра и напряжением, соответствующим реальному току спектрометра. Сигнал ошибки подается на вход формирующего усилителя A4 и с выхода этого усилителя подается на источник тока, выполненный на транзисторе VT1. Источник тока генерирует ток в пределах от 0 мА до 300 мА, достаточных для установки общего тока с точностью 1,2 мА и компенсации дрейфа тока грубой установки. Источник питания подпитки имеет выходное напряжение 65 В и рассчитан на ток нагрузки 100 мА. Шунт RS2 совместно с усилителем A5 служит для контроля прецизионного тока подпитки Iт.

Усилитель A1 является инструментальным, с большим коэффициентом ослабления синфазной помехи. Усилители A1 и A3 выполнены на прецизионных операционных усилителях К140УД17А. Коэффициент усиления усилителя ошибки A3 и частотно-корректирующие цепи обратной связи выбраны таким образом, чтобы, c одной стороны, сохранялась статическая точность системы и, c другой стороны, выполнялись условия устойчивости. Также необходимым является условие управления током спектрометра, оптимальным по быстродействию. В данной системе время установления тока подпитки с заданной точностью составляет 3,8 с.

Контроллер, кроме управления системами грубой и точной установки токов, позволяет контролировать полный ток спектрометра (выход A2) и ток подпитки спектрометра. Контроллер снабжен клавиатурой (6 кнопок) и 8-разрядным знакосинтезирующим жидкокристаллическим дисплеем. Это позволяет управлять работой системы в ручном режиме. Контроллер также может быть подключен в локальную вычислительную сеть на базе последовательного интерфейса RS-232C с гальванической развязкой

500 В. Скорость передачи данных по последовательному каналу 9600 Бод.

Ниже проводится краткое описание однофазного регулятора.

Однофазный регулятор представляет собой ключевой высокочастотный управляемый преобразователь со следующими параметрами:

-диапазон регулировки тока 0,6 - 14А на активной нагрузке 1,4 Ом;

-дискрета установки тока ?14 мА;

-долговременнная нестабильность установленного тока ?20 мА.

Блок-схема однофазного регулятора приведена на рис. 2.

Рисунок 2 - Блок-схема однофазного регулятора

В состав однофазного регулятора входят:

- фильтр, заграждающий прохождение высокочастотной помехи, вызванной процессами коммутации ключевых элементов, в сеть переменного тока;

- блок формирования синусоидального тока потребления, выполняющий принудительный отбор тока из сети по синусоидальному закону;

- блок регулятора, выполняющий функцию регулирования выходного напряжения в пределах (0,1 - 0,9)*Uвх, где Uвх - входное напряжение регулятора;

- блок инвертора, передающий мощность в нагрузку.

Как известно [6] , бестрансформаторная схема выпрямителя при потребляемой мощности свыше 200 Вт является источником помехи, поступающей в первичную сеть. Входной ток выпрямителя имеет ярко выраженный импульсный характер с большим содержанием высших гармоник, причем амплитудное значение этого тока существенно зависит как от параметров сети, так и от емкости фильтра, и может во много раз превышать среднее значение тока, потребляемого схемой за полупериод. Генерируемые выпрямителем гармоники отрицательно влияют на сеть переменного тока и посредством нее на другие нагрузки, в частности на измерительную спектрометрическую аппаратуру аналитического комплекса. Поскольку реальные питающие сети наряду с активными сопротивлениями обладают значительной индуктивностью, наличие скачков тока большой амплитуды при высокой скорости его изменения часто приводит к выбросам напряжения питающей сети, что может явиться причиной отказа выпрямителя. Для блока формирования синусоидального тока потребления форма потребляемого тока близка к синусоидальной, поэтому влияние на форму кривой питающего сетевого напряжения и другие потребители электроэнергии незначительно.

Блок формирования синусоидального тока потребления представляет собой повышающий преобразователь. Упрощенная функциональная схема, поясняющая принцип работы преобразователя, приведена на рис.3.

Рисунок 3 - Функциональная схема блока формирования синусоидального тока потребления

Усилитель A1 является датчиком тока, протекающего в дросселе L1. На неинвертирующий вход усилителя A3 через перемножитель сигналов A2 подается сигнал с выхода делителя напряжения R1, R2 , отражающий синусоидальную форму напряжения в сети, а на инвертирующий вход подается сигнал с выхода датчика тока A1. Таким образом, усилитель A3 вырабатывает сигнал отличия формы тока, протекающего в дросселе L1, от синусоидальной. Этот сигнал подается на вход релейного модулятора A4, который вырабатывает импульсы управления ключом K1. Индуктивность дросселя L1, коэффициенты усиления усилителей, пороги срабатывания релейного модулятора выбраны таким образом, чтобы максимальная частота коммутаций ключа не превышала 50 кГц, а выходное напряжение преобразователя на конденсаторе C1 составляло бы 350В. На вход перемножителя сигналов A2 подается сигнал обратной связи с выхода преобразователя. Введение такой обратной связи позволяет стабилизировать выходное напряжение. В преобразователе силовой ключ выполнен на полевом транзисторе с изолированным затвором типа КП707В2 (VT4 на рис.2). Элементы R5, VD9, L6, R6, VD11, C10 на рис.2 предназначены для формирования безопасной траектории переключения транзистора VT4. Схема управления повышающим преобразователем разработана таким образом, чтобы преобразователь начинал работать при потребляемой мощности свыше 60 Вт.

Сетевой фильтр (C8, L4, C9 на рис. 2) заграждает прохождение высокочастотной импульсной помехи, возникающей при коммутации транзисторных ключей, в первичную сеть.

Блок регулятора позволяет изменять напряжение на своем выходе от 30 В до 315 В при постоянных параметрах нагрузки. Регулятор представляет собой понижающий преобразователь [7]. Функциональная схема блока управления регулятором приведена на рис.4.

Блок управления регулятором вырабатывает широтно-импульсно модулированные (ШИМ) прямоугольные импульсы с частотой 20 кГц с регулируемым коэффициентом заполнения ?=?/T, где ? - время открытого состояния ключа; Т - период следования импульсов. Коэффициент заполнения регулируется в пределах от 0,1 до 0,9. Генератор A1 задает частоту следования импульсов. Контроллер управляет состоянием триггера D1, который разрешает/запрещает прохождение импульсов с выхода генератора A1 на вход C триггера D3. При прохождении положительного фронта импульса триггер D3 запускает формирователь линейно-нарастающего напряжения A2, которое через сумматор A3 подается на инвертирующий вход компаратора A4.

Рисунок 4 - Функциональная схема блока управления регулятором

На неинвертирующий вход компаратора A4 подается напряжение с выхода 10-разрядного цифро-аналогового преобразователя (ЦАП) A5. Компаратор вырабатывает отрицательный импульс на выходе при превышении линейно-нарастающего напряжения над напряжением, вырабатываемым ЦАП. Этот импульс сбрасывает триггер D3, который, в свою очередь, сбрасывает формирователь линейно-нарастающего напряжения. Таким образом, на выходе D4 вырабатываются отрицательные ШИМ - импульсы, которые через предусилитель подаются на управление ключом понижающего регулятора. Коэффициент заполнения управляется напряжением с выхода ЦАП. На вход ЦАП подается 10-разрядный код с выхода двоичного счетчика. Состоянием счетчика управляет контроллер. Контроллер позволяет увеличить/уменьшить состояние счетчика на единицу, выполнить сброс счетчика в нулевое состояние.

На вход сумматора А3 подаются сигналы с выхода датчика входного напряжения и с выхода датчика перегрузки по току. Первый сигнал позволяет стабилизировать выходное напряжение регулятора по принципу компенсации входных возмущений, а второй сигнал уменьшает коэффициент заполнения ШИМ - импульсов на 40% в случае перегрузки регулятора по току.

В регуляторе силовой ключ выполнен на полевом транзисторе с изолированным затвором типа КП707В2 (VT1 на рис.2). Элементы R1, VD1, L1, R2, VD3, C2 на рис.2 предназначены для формирования безопасной траектории переключения транзистора VT4. Дроссель L2 работает в режиме непрерывного тока. Шунт RS1 является датчиком потребляемого тока.

Блок инвертора представляет собой двухтактный понижающий преобразователь на трансформаторе со средней точкой (T1 на рис.2). При входном напряжении, равном 315 В, этот блок вырабатывает выходное напряжение 56 В при токе нагрузки 14 А. Силовые ключи в блоке выполнены на полевых транзисторах с изолированным затвором типа КП707В2 (VT2, VT3 на рис.3). Частота коммутации транзисторов равна 90 кГц. Переключение выполняется с паузой между управляющими импульсами для устранения сквозных токов в инверторе. Элементы VD4, C4, R3, VD5, C5, R4 на рис.2 предназначены для рассеяния энергии, накопленной в индуктивности рассеяния трансформатора Т1.

Выходной выпрямитель инвертора VD6 через фильтр на элементах C6, L3, C7 подключен к магнитному спектрометру. Выпрямитель VD7 совместно с датчиком тока RS4 позволяет измерить выходной ток, развиваемый регулятором. Контроллер измеряет токи, вырабатываемые каждым из трех однофазных регуляторов (рис.1), и обеспечивает выравнивание выходных токов регуляторов при параллельном подключении их выходов на общую нагрузку.

Конструктивно система питания линз выполнена в кассете “Вишня” c габаритами 520*240*570 мм. Внешний вид системы питания приведён на рисунке 6.

Рисунок 5 - Общий вид блоков системы питания

3 РЕЗУЛЬТАТЫ ИСПЫТАНИЙ

Система питания магнитного спектрометра была испытана в диапазоне токов от 2 А до 40 А. Снята зависимость напряженности магнитного поля в зазоре магнитного спектрометра от тока. Измерения выполнялись с помощью прибора типа Ш1-8, работающего на датчике Холла. Результаты измерений приведены на рис. 6.

Также были выполнены измерения магнитного поля в зазоре спектрометра по методу ядерного магнитного резонанса c помощью прибора типа Ш1-1. Результаты измерений показали, что стабильность системы питания по току соответствует расчетной.

Рисунок 6 - Зависимость напряженности магнитного поля в зазоре магнитного спектрометра от тока

Применение мощных высокочастотных преобразователей на полевых транзисторах позволило существенно уменьшить габаритные размеры системы питания магнитного спектрометра. КПД системы равен 87%, поэтому достаточно применение воздушного охлаждения. Применение подсистемы точной установки тока позволяет существенно повысить стабильность системы в целом и уменьшить дискрету перестройки по току. В настоящее время описанная система успешно эксплуатируется в Институте прикладной физики НАНУ.

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Звіт про науково-дослідну роботу “Дослідження граничних можливостей ядерно-фізичних методів локального аналізу матеріалів” (заключний). Інститут прикладної фізики НАНУ, № 0101U000057. - С.86 - 93.

2. Вальтер А.К. и др. Электростатические ускорители заряженных частиц / Под ред.

А.К. Вальтера. - М.: Госатомиздат, 1963. - С.268 - 271.

3. Антипин В.А., Ергин Ю.В. // Приборы и техника эксперимента. - 1974. - № 6. - С.206.

4. Борисов А.М., Семенов Б.Н. Управляемый стабилизатор тока для электромагнита

ФЛ-1 // Приборы и техника эксперимента. - 1989. - № 1. - С.159.

5. Бровченко В.Г., Воротников П.Е., Молчанов Ю.Д. Электронные устройства на электростатических ускорителях. - М.: Атомиздат, 1968.

6. Шидловский А.К., Козлов А.В., Комаров Н.С., Москаленко Г.А. Транзисторные преобразователи с улучшенной электромагнитной совместимостью. - К.: Наукова думка, 1993.

7. Бас А.А., Миловзоров В.П., МусолинА.К. Источники вторичного электропитания с бестрансформаторным входом. Москва: Радио и связь, 1987. - С. 52 - 53

Размещено на Allbest.ru