Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

Содержание

Введение

Перечень исходных данных

1. Расчет характеристик аналого-цифрового преобразователя

2. Передача дискретных сигналов

3. Расчет цикла передачи

4. Расчет линейного тракта.

5. Структурная схема аппаратуры оконечной станции

6. Таблица важнейших технических параметров проектируемой системы

Заключение

Список используемой литературы

Введение

Телекоммуникации являются одной из наиболее быстро развивающихся областей современной науки и техники. Жизнь современного общества уже невозможно представить без тех достижений, которые были сделаны в этой отрасли за немногим более ста лет развития. Отличительная особенность нашего времени - непрерывно возрастающая потребность в передаче потоков информации на большие расстояния. Это обусловлено многими причинами, и в первую очередь тем, что связь стала одним из самых мощных рычагов управления экономикой страны. Одновременно, претерпевая значительные изменения, становясь многосторонней и всеобъемлющей, электросвязь каждой страны становится все более интегрированной в мировое телекоммуникационное пространство.

С момента изобретения телефона в 1875 году, ставшего отправной точкой в развитии телефонной связи, методов и технологий передачи голоса, прошло сто лет, прежде чем в 1975 году появился первый микрокомпьютер. Все это время системы связи были аналоговыми (в мире - практически вплоть до середины 60-х, в России до середины 70-х годов). Цифровых систем связи практически не было, несмотря на то, что ИКМ была известна с 1937 года, а специализированные цифровые компьютеры - с 1939 года. Несмотря на то, что импульсные методы модуляции интенсивно развивались с начала 40-х в связи с развитием радиолокации, ИКМ не находила широкого практического применения ввиду громоздкости цифрового оборудования, вплоть до появления в 1959 году компьютеров второго поколения, использующих транзисторы в качестве элементной базы.

Начало использования цифровых технологий в сетях передачи данных связано с ИКМ, а именно, с системами цифровой телефонии на основе кабельных сетей связи, используемыми для передачи голоса.

Однако только стремительное развитие микропроцессорной техники и технологии, зародившейся в 1971 году с появлением первого микропроцессора компании Intel, сделало возможным реальное внедрение цифровой техники в телекоммуникационные системы и привело к широкому распространению и развитию компьютерных сетей, давших вторичный мощный импульс развитию сетей передачи данных на основе ИКМ.

Все современные сети электрической связи и сети передачи данных в нашей стране развиваются на базе Единой автоматизированной сети связи (ЕАСС). По ним передаются различные виды информации: телефонной, телеграфной, радиовещания, телевидения, передачи газет фототелеграфным методом, а также передачи данных (ЭВМ, АСУ, и т.д.).

Основой ЕАСС является первичная сеть связи, представляющая собой совокупность сетевых узлов и станций, линий и систем передачи, и образующая сеть типовых каналов передачи и групповых трактов. Первичная сеть образуется на основе органичной взаимосвязи местных, внутризоновых, зоновых и магистральных сетей связи.

Задача обеспечения качественного функционирования первичных сетей ЕАСС решается на этапах проектирования, разработки и изготовления оборудования систем передачи (СП), проектирования и строительства линий связи, организации технической эксплуатации и обслуживания оборудования.

В процессе проектирования ЦСП на основе глубокого изучения и всестороннего анализа факторов, определяющих качество передачи сигналов электросвязи, решаются вопросы оптимизации параметров устройств и оборудования типовых каналов передачи и групповых трактов, обеспечения заданных показателей надежности.

Содержание курсового проекта, представляет собой разработку и проектирование нетиповой локальной цифровой системы передачи, обеспечивающей топологию «точка-точка».

цифровой сигнал кодирование

Исходные данные для проектирования

Данные на проектирование представлены в форме четырех таблиц, вариант задания определяется цифрами номера студенческого билета. Исходя из студенческого билета № 966003, получаем следующие данные:

Номер варианта по табл. 1 «Каналы системы передачи» - по последней цифре номера студенческого билета - 3;

Номер варианта по табл. 2 «Требования к каналам» - по предпоследней цифре номера билета - 0;

Номер варианта по табл. 4 «Исходные данные для проектирования линейного тракта» - по сумме предпоследней и последней цифр номера билета - 3.

Таблица 1. Каналы цифровой системы передачи

№	Наименование	Параметры	Номер варианта 3
1	Канал широкополосный	Число каналов Частота следования код.гр., кГц Число битов в код. слове, бит	5 Расчет Расчет
2	Канал видеотелефонной связи	Число каналов Частота следования код.гр., МГц Число битов в код. слове, бит	4 8-10 1
5	Канал ПДС-19,2 кбит/с	Число каналов Частота следования код.гр., кГц Число битов в код. слове, бит	4 Расчет Расчет
8	Канал ПДС-2048 кбит/с	Число каналов Частота следования код.гр., кГц осн. Частота следования код.гр., кГц доп. Число битов в код. слове, бит доп	12 2048 0,4-1,2 4
12	Групповой канал СУВ	Число каналов Частота следования код.гр., кГц Число битов в код. слове, бит	1 4-6 1
13	Тип кабеля		коакс. малого диам.

Таблица 2 Требования к каналам

Параметры	Номер варианта 0
	Для широкополосн. каналов	Для каналов ПДС
fн, кГц	60,6
fв, кГц	107,7
fф, кГц	1
p1, дБм0	-5
p2, дБм0	+5
ан, дБ	45
Рш.и., пВт	2000
Номер шкалы	1
н, %		10

Таблица 3 Шкалы квантования. Для положительной ветви.квантующей характеристики

Номер шкалы	Сегмент №2	Сегмент № 3	Сегмент №4
	2/ 1	n2 / n1	3/ 1	n3 / n1	4/ 1	n4 / n1
1	2	3	-	-	-	-

Таблица 4 Параметры линейного тракта. Кабель с коаксиальными парами

Параметры	Номер варианта 3
L, км	700
а3, дБ	12
Uвых, В	5,0

В табл. 4 использованы следующие обозначения:

L	- длина линейного тракта проектируемой системы;
	- потери помехозащищенности регенератора;
	- амплитуда импульсов в кабеле на выходе регенератора.

Табл. 5 Километрическое затухание используемого кабеля с симметричными парами типа Т и его волновое сопротивление

Кабель	f,дБ/км	Zв, Ом
С коаксиальными парами малого диаметра	5,3	75

Значение частоты в приведенной формуле следует подставлять в мегагерцах.

1. Расчет характеристик аналого-цифрового преобразователя

Результатом проектирования подсистемы являются следующие ее параметры, приведение окончательных и промежуточных значений которых является обязательным:

f_д - частота дискретизации преобразуемых сигналов или частота повторения кодовых слов (кодовых групп);

т - число битов в кодовом слове на выходе АЦП;

U_ОГР - напряжение, соответствующее порогу ограничения квантующей характеристики;

а_ш (p) - зависимость помехозащищенности передаваемых сигналов от их уровня в диапазоне от (р₁ - 5)дБ до (р₂+ 5)дБ;

P_ш.н - уровень шумов на выходе незанятого телефонного канала ТНОУ.

1.1 Расчет

Частота дискретизации должна быть выбрана так, чтобы исходный сигнал мог быть выделен в неискаженном виде из спектра дискретизированного сигнала. Поэтому расчет заключается в выборе такого значения частоты дискретизации, чтобы:

спектр исходного сигнала не перекрывался боковыми спектрами при частоте дискретизации и ее гармониках;

ширина защитного интервала между спектральными составляющими исходного сигнала и ближайшими к ним составляющими боковых полос была бы не меньше .

Проверку правильности выбора частоты дискретизации произведем построением спектра дискретизированного сигнала. Частоту дискретизации находим по формуле (при к=1):



При к=0

f_д?2?107.7+1=216,4 кГц

Следовательно, минимальное значение частоты дискретизации равно 108,2 кГц.

1.2 Расчет т для широкополосных каналов

Особенностями, отличающими этот расчет от расчета для телефонных каналов, являются:

· наличие единственного ограничения в отношении качества передачи, а именно, при передаче сигналов в заданном динамическом диапозоне ожидаемая помехозащищенность должна быть больше номинальной или допустимой;

· более узкий динамический диапазон, для которого нормируется помехозащищенность;

· более высокие требования к значению номинальной помехозащищенности передаваемых сигналов.

Следованием действия последних двух фактов является необходимость более точного расчета напряжения ограничения. Расчет числа битов в кодовом слове предлагается выполнить в следующем порядке.

Расчет ₁ по допустимой защищенности сигналов от шумов на выходе канала

Пиковые значения сигналов наиболее низкого уровня сравнимы обычно с U_\. Можно считать, что передача таких сигналов осуществляется при их линейном квантовании, и мощность шумов на выходе канала в ТНОУ равна

.

Защищенность сигнала от этих шумов

не должна превышать значение номинальной защищенности (табл. 2). Это может иметь место только при

,

где R=150 Ом

Расчет U_огр

Известно, что составляющими шума на выходе канала являются:

· шумы, вызванные ошибками квантования при передаче отсчетов сигнала, попадающих в зоны сигментов 1,2, … квантующей характеристики;

· шумы, возникающие из-за наличия зон ограничения квантующей характеристики;

· шумы, вызванные погрешностями изготовления цифровых узлов.

Минимальному значению числа битов в кодовом слове соответствует такое значение напряжения ограничения, при котором шумы второй группы примерно равны шумам первой, когда уровень сигнала наибольший, т. е. При p_c=p₂ должно обеспечиваться

где - мощность шумов из-за зон ограничения;

Вт, предельно допустимая мощность шумов на выходе канала в ТНОУ.

Ошибка ограничения в данном случае равна

Подставляя это значение в вышеприведенную формулу, после некоторых преобразований получим

Формула пригодна для нахождения отношения напряжения ограничения и эффективного напряжения, соответствующего верхней границе динамического диапазона сигнала, методом итераций или методом последовательных приближений. В качестве начального значения рекомендуется принять

Расчет рекомендуется закончить, когда полученные величины будут отличаться только во второй цифре после запятой. Найденное отношение позволяет определить величину напряжения ограничения

Расчет т

Из пояснений к табл. 3 следует

,

тогда количество битов в кодовом слове может быть рассчитано по формуле

где

где N- число сегментов в положительной ветви квантующей характеристики; N=2

Находим количество битов в кодовом слове:

битa

После округления в большую сторону получаем m = 10 бит.

Рассчитаем новое значение шага квантования в сегментах:

₂=2₁=6,606 мВ;

Уравнения для сегментных шкал в общем виде:

,

,

где l - номер сегмента, ;

Находим U₁,U₂ и U₃:

;

.

Расчет зависимости а _ш (р)

Необходимо выполнить расчет зависимости защищенности от уровня передаваемого сигнала. Рекомендуется выбрать следующие значения уровней сигнала:

p_c1= p₁ - 5=-5-5= -10 дБм0.

p_c2 = p₁ = -5 дБм0 _;

p_c3= дБм0;

p_c4= p₂ = 5 дБм0 ;

p_c5= p₂ + 5 =10 дБм0

здесь p₁ и p₂ - данные о динамическом диапазоне из табл. 2. Этим значениям уровней необходимо найти соответствующие значения эффективного напряжения

U_ci = 10^0,05p_ci (В),

U_c1 = 10^0,05(-10) =0,1233 В,

U_c2 = 10^0,05(-5) =0,2178 В,

U_c3 = 10^0,05(0) = 0,3873 В,

U_c4 = 10^0,055 = 0,6887 В,

U_c5 = 10^0,0510 = 1.2247 В,

Известно, что в системах с линейными шкалами квантования при идеально точном выполнении всех ее узлов шумы в каналах имеют две основные составляющие:

шумы, возникающие при попадании мгновенных значений преобразуемого сигнала в зону квантования;

шумы, возникающие при превышении мгновенными значениями порога ограничения.

Средняя мощность шумов в таких системах равна

При использовании реальных кодеков с сегментными шкалами квантования, например, с трехсегментными, основными составляющими шумов являются:

шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зону сегмента 1;

вероятность этого события обозначим ;

так как в пределах сегмента шаг постоянен и равен ,

средняя мощность этой части шумов равна

;

шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зоны сегментов 2; соответствующие значения средних мощностей шумов равны

шумы, вызванные попаданием преобразуемого сигнала в зону ограничения квантующей характеристики; средняя мощность этих шумов равна

;

шумы, вызванные погрешностями изготовления цифровых узлов; средняя мощность этой части шумов равна

.

Таким образом, полная мощность шумов на выходе канала в ТНОУ при передаче сигнала в случае использования трехсегментной шкалы квантования, равна

.

Входящие в формулу значенияW₁, W₂, ²_огр полностью определяются w{U),U_1,U_огр, т.е. значением плотности распределения вероятностей мгновенных значений входного сигнала и параметрами шкалы квантования:

; ;

.

Нетрудно убедиться, что при нормальном распределении вероятностей мгновенных значений сигнала, среднеквадратическое значение которых , вероятность попадания преобразуемых мгновенных значений сигнала в один сегмент может быть рассчитана по формуле

,

где

- интеграл вероятностей, значения которого приведены в таблице приложения.

Расчет вероятности попадания преобразуемых мгновенных значений сигнала в один сегмент сведем в таблицу 5:

Ошибка ограничения может быть приблизительно рассчитана по формуле

.

Приведенные формулы рекомендуется использовать при проектировании подсистемы аналого-цифрового преобразования с трехсегментными шкалами квантования. При применении шкал с другим числом сегментов соответственно изменяется число слагаемых в формуле для расчета полной мощности шумов на выходе канала.

Расчет ошибки ограничения сведем в таблицу 5:

полная мощность шумов на выходе канала в ТНОУ при передаче сигнала в случае использования трехсегментной шкалы квантования, равна

Расчет помехозащищенности по формуле

.

.

Таблица 5

Uci,(i=1,…5) В	W1	W2	2огр	Рш, Вт	аш, дБ
0,1233	0,9973	,0027		7,110-9	41,55
0,2178	0,9464	0,0536	2,198*10-43	2,8810-9	50,41
0,3873	0,7199	0,2801	3,24*10-15	1,1510-8	53,51
0,6887	0,4582	0,5418	8,558*10-6	6,5610-8	46,83
1,2247	0,2661	0,7184	0.0267	1,5610-4	18,07

Рассчитанные значения помехозащищенности сравниваем с минимально допустимым или номинальным значением помехозащищенности, приведенным в табл. 2. Результат проектирования удовлетворяет предъявляемым требованиям, так как в заданном динамическом диапазоне от p₁ до p₂ обеспечивается а_ша_н.

График зависимости помехозащищенности от передаваемого сигнала.

2. Передача дискретных сигналов

В результате проектирования подсистемы передачи дискретных сигналов должны быть рассчитаны:

т - минимально допустимое число битов в кодовых словах или кодовых группах канального цифрового сигнала ЦСП, обеспечивающего организацию цифрового канала заданной пропускной способности и заданного качества (табл. 1 и 2);

f_г - частота повторения кодовых групп в данном цифровом канале;

- коэффициент использования пропускной способности цифрового канала.

Число организуемых каналов указано в табл. 1. Требования к качеству цифровых каналов приведены в табл. 2. Ожидаемые фазовые дрожания не должны превышать значения, указанного в таблице _н.

Для организации каналов передачи дискретных сигналов с относительно невысокими скоростями (не выше 19,2 кбит/с) в настоящее время используются способы кодирования амплитуды и кодирования фронтов сигналов. Способы кодирования амплитуды в литературе называют способами стробирования или наложения. Известны модификации способа кодирования фронтов сигналов, например, способы скользящего индекса (СИ), фиксированного индекса (ФИ), скользящего индекса с подтверждением и другие.

Проектирование подсистемы выполним в следующем порядке. Сначала рассчитываем параметры подсистемы при использовании способов наложения, скользящего индекса и фиксированного индекса при условии организации цифрового канала для передачи дискретных сигналов с заданной величиной фазовых дрожаний. Фактически рассчитаем параметры трех кодеков. Затем произведем анализ параметров с учетом числа организуемых каналов и других характеристик проектируемой ЦСП. По результатам анализа сделаем выбор способа передачи.

2.1 Расчет параметров подсистемы преобразования дискретных сигналов

Способ кодирования амплитуды сигнала

Число битов в кодовых группах канального цифрового сигнала ЦСП при использовании в кодере способа кодирования амплитуды равно единице. На кодер поступает только одна управляющая последовательность, частота следования импульсов которой равна f_к.

Максимальная абсолютная величина фазовых дрожаний равна длительности тактового интервала канального сигнала

.

Минимальное значение частоты следования кодовых групп зависит от заданной величины фазовых дрожаний

,

где f_с - частота следования символов дискретных сигналов, для двоичных сигналов численно равна скорости f_с = 19.2 кГц.

Коэффициент использования пропускной способности цифрового канала равен

.

Способ скользящего индекса

Способ основан на передаче информации о временных положениях фронта дискретного сигнала в двоичном коде. Эта информация передается с помощью кодовых групп, состоящих не менее чем из трех символов. На кодер, в котором реализуется способ СИ, поступают две управляющие последовательности импульсов, частоты следования которых равны

f_к и ?_к?2^(m-2)

Первый символ в кодовой группе равен «единице» при появлении любого фронта импульса дискретного сигнала, один символ используется для передачи характера фронта сигнала, остальные символы - для передачи расположения фронта дискретного сигнала по отношению к тактовым импульсам канального цифрового сигнала. Номер подинтервала, в котором наблюдается фронт импульса дискретного сигнала, кодируется натуральным арифметическим кодом. Если для передачи расположения фронта используется один символ, то точность передачи и максимальная величина фазовых дрожаний равны половине тактового интервала, если два, то максимальная величина фазовых дрожаний равна четвертой части тактового интервала и т.д. Начало кодовой группы - это всегда «единица». Положения этих стартовых символов не синхронизированы с последовательностью тактовых импульсов канального сигнала. Это вызывает скольжение стартового символа по временной оси, отсюда название способа. По этой причине нельзя определить частоту следования кодовых групп, т. е. Сигнал на выходе передатчика должен рассматриваться как поток символов с частотой следования f_к.

При использовании в кодере способа СИ максимальная абсолютная величина фазовых дрожаний при передаче дискретного сигнала равна

,

где Т _к - период следования тактовых импульсов канального цифрового сигнала.

Способ СИ может быть реализован в кодере при условии, что Т_с тТ_к.

Относительная величина фазовых дрожаний будет равна

Примем

Т_с = тТ_к

Тогда

.

Минимальное значение количества битов в кодовом слове равно трем.

.

Полученное значение =16.7% больше допустимого _н=10%, значит необходимо более точно передать положение фронта дискретного сигнала и использовать в кодере число битов, равное четырем и т. д.

Полученное значение =6,25% меньше допустимого _н=10%, значит число битов равно четырем (m=4)

Минимальное значение частоты следования кодовых групп следует принять равным fг=fс=19,2 кГц.

Коэффициент использования пропускной способности цифрового канала может быть рассчитан по формуле

Способ СИ характеризуется размножением ошибок, т.е. одиночные ошибки (сбои символов) в групповом цифровом тракте системы передачи вызывают более чем одну ошибку в дискретном сигнале на приеме. Коэффициент размножения ошибок при средней длительности импульса дискретного сигнала 4тТ_к равен (т+3).

Способ фиксированного индекса

Способ ФИ также основан на передаче информации о временных положениях фронта дискретного сигнала с помощью кодовых групп, состоящих не менее чем из трех символов. Но кодовые группы формируются в фиксированные моменты времени, определяемые управляющими сигналами ЦСП. При этом на кодер, в котором реализуется способ ФИ, должны поступать от генераторной аппаратуры ЦСП три управляющие последовательности, частоты следования импульсов которых равны

f_к, и .

Допустим, число битов в кодовой группе в кодере равно трем. При передаче информации о положении фронта дискретного сигнала первый символ в кодовой группе имеет значение «1», если наблюдался передний фронт сигнала, и «0», если наблюдался задний фронт сигнала. Следующие два символа передают в простом двоичном коде информацию о номере подинтервала, в котором наблюдался фронт дискретного сигнала, таких подинтервалов только три. При отсутствии фронта импульса дискретного сигнала формируется кодовая группа, первый символ которой совпадает по своему значению со значением дискретного сигнала («О», если в дискретном сигнале пробел, и «I», если передавался импульс дискретного сигнала). Последующие два символа кодовой группы равны при этом «единицам».

Относительная величина фазовых дрожаний при использовании способа ФИ равна

;

Так как полученное значение 33 %, больше _н 10 %, возьмем m=4:

Полученное значение 14.3 %, что больше _н 10 %, возьмем m=5

Полученное значение 6,67 %, что меньше _н 10 %,следовательно значение m=5 нас удовлетворяет.

Минимальное значение частоты следования кодовых групп следует принять равным fг=fс=19,2 кГц.

Коэффициент использования пропускной способности цифрового канала может быть рассчитан по формуле

.

Для способа ФИ коэффициент размножения ошибок равен значению т.

2.2 Выбор способа передачи

Подсистемы преобразования дискретных сигналов, или кодеки, которые могут быть названы и устройствами преобразования типа «цифра-цифра», при использовании различных способов передачи дискретных сигналов отличаются, как видно из материалов разд. 2.1, значениями частот следования кодовых групп и числом битов в кодовых группах, степенью аппаратурной сложности соответствующих узлов в ЦСП и значениями коэффициента размножения ошибок. При этом все кодеки обеспечивают заданное качество передачи в отношении фазовых дрожаний.

Наиболее сильное влияние на параметры проектируемой ЦСП оказывают численные значения частот следования кодовых групп и числа битов в кодовых группах. С их увеличением увеличивается тактовая частота группового цифрового сигнала ЦСП и уменьшается длина регенерационного участка. При незначительном уменьшении длины регенерационного участка можно считать допустимым использование способа кодирования амплитуды как наиболее простого в реализации. В противном случае предпочтение должно быть отдано способам СИ или ФИ, требующим узлов примерно одинаковой сложности. Но эти способы различаются коэффициентами ошибок, поэтому выбор способа СИ или ФИ рекомендуется выполнять на втором этапе сравнения.

С учетом сказанного анализ результатов расчета по материалам подразд. 2.1 и выбор способа передачи производим в следующем порядке:

1. Рассчитываем ориентировочные значения тактовых частот группового цифрового сигнала проектируемой ЦСП для случаев использования способов кодирования амплитуды, СИ и ФИ

f_т.н, f_т.СИ, f_т.ФИ.

Известно, что для двоичных сигналов численные значения скоростей сигналов и тактовых частот одинаковы (например, С (кбит/с) =f(кГц)), поэтому для расчета значений тактовых частот можно использовать следующие формулы:

;

;

;

где i индекс типа канала по табл. 1, кроме каналов ПДС, для которых был выполнен расчет параметров кодеков в разд. 2.1 и произведение параметров которых составляет отдельное слагаемое;

N_i, m_j, f_г.i - соответственно число каналов данного типа, число битов в кодовых группах и частота повторения кодовых групп.

По табл. 1 задано:

· 5 широкополосных каналов m=10 бит и fг=216,4 кГц

· 4 канала видеотелефонной связи с m=1 бит и fг =8 кГц.

· 4 каналов ПДС с пропускной способностью до 19.2 кбит/с.

· 12 канала ПДС с пропускной способностью до 2048 кбит/с осн. m=1, f_г=2048кГц.; доп., m=4, f_г=0,4кГц.

· 1 групповой канал СУВ c m=1 бит и f_г=4 кГц

Исходя из вышеизложенного вычисляем:

? _Т.Н.=5?10?108,2+4?1?8000+4?1?192+12(2048+4?0,4)+1?1?4=62777,2кГц

? _Т.СИ=5?10?108,2+4?1?8000+4?4?19,2+12(2048+4?0,4)+1?1?4=62316,4кГц

? _Т.ФИ=5?10?108,2+4?1?8000+4?5?19,2+12(2048+4?0,4)+1?1?4=62393,2кГц

Сравним между собой рассчитанные значения тактовых частот при использовании в кодеках способов наложения и СИ. Если



то выбираем для реализации подсистемы преобразования дискретных сигналов способ наложения.

Рисунок 3: Временные диаграммы работы кодера для выбранного способа (наложения) передачи дискретных сигналов.

а) импульсы кодируемого сигнала.

б) стробирующие импульсы частоты f_к.

в) результирующая последовательность импульсов на выходе кодека.

г) восстановленный сигнал на другом конце цифрового тракта.

3. Расчет цикла передачи

Массив исходных данных для проектирования цикла и сверхцикла образуется данными, приведенными в табл. 1 и результатами проектирования подсистем аналого-цифрового преобразования (разд. 1 ) и передачи дискретных сигналов (разд. 2). Полагаем, что все преобразователи являются одноканальными. Цифровые потоки на выходах преобразователей полагаем состоящими из кодовых групп, биты в которых следуют друг за другом через интервалы, определяемые структурой проектируемого цикла. Следовательно, цифровые потоки удобно характеризовать частотой повторения кодовых групп и числом битов в кодовых группах.

3.1 Требования к циклу и сверхциклу

От того, каким образом построен цикл передачи, зависят такие важные параметры ЦСП, как скорость передачи, время поиска и вхождения в синхронизм при сбое синхронизации, коэффициент использования пропускной способности цифрового группового тракта и т.д.

На основании этого в курсовом проекте к циклу и сверхциклу предъявляются следующие требования.

1. Длительность сверхцикла не должна превышать (2 - 3) мс из-за ограничения максимального времени восстановления синхронизма в ЦСП.

2. Число битов в цикле и число циклов в сверхцикле ограничены:

N_ц 2000,

N_ц.сц 70.

где N_ц - число битов в цикле;

N_ц.сц - число циклов в сверхцикле.

Желательно, чтобы эти числа разлагались на простые сомножители возможно меньшей величины, при этом упрощается генераторная аппаратура ЦСП.

3. В цикле и сверхцикле должны быть предусмотрены тактовые интервалы для передачи сигналов синхронизации. Число битов в слове циклового синхросигнала рекомендуется принимать равным (7 - 12), а в слове сверхциклового синхросигнала - (4 - 8).

4. Групповой цифровой сигнал ЦСП должен быть получен в результате объединения цифровых сигналов по кодовым группам. Кодовые слова каждого канального сигнала должны располагаться в цикле (сверхцикле) по возможности регулярней, ритмичней. Чем регулярнее поток кодовых групп, тем проще аппаратура объединения и разделения цифровых потоков, так как можно использовать устройства буферной памяти с меньшим объемом и более простой алгоритм формирования управляющих импульсных последовательностей в генераторной аппаратуре. Для регулярного размещения битов цифровых сигналов можно цикл разделить на группы, частота повторения которых выше и кратна цикловой.

5. Допустимо в цикле и сверхцикле иметь тактовые интервалы, не занятые передачей информации. Наличие таких интервалов может быть использовано для повышения регулярности цифровых потоков, а в дальнейшем - как резерв передачи сигналов данных, служебных переговоров и др.

6. Тактовые интервалы в цикле и циклы в сверхцикле рекомендуется нумеровать, начиная с единицы. Первые тактовые интервалы в цикле рекомендуется использовать для передачи сигналов цикловой синхронизации.

7. Для оценки качества проектирования цикла и сверхцикла рекомендуется рассчитать коэффициент использования пропускной способности группового цифрового тракта системы передачи по формуле



где - число битов в сверхцикле;

- число битов сигнала цикловой синхронизации в сверхцикле;

- числю битов сигнала сверхцикловой синхронизации в сверхцикле;

- число свободных тактовых интервалов в сверхцикле.

Коэффициент использования пропускной способности проектируемой ЦСП должен удовлетворять условию 0,94.

Если в ЦСП групповой цифровой сигнал имеет только цикловую структуру, то формулу для расчета коэффициента использования пропускной способности необходимо изменить.

8. Окончательное значение тактовой частоты группового цифрового сигнала проектируемой системы передачи может превышать значение этой частоты, рассчитанное в подразделе 2.2 при выборе способа передачи дискретных сигналов, не более чем на 10 %.

3.2 Алгоритм проектирования цикла

1. Подготовим таблицу исходных данных для проектирования цикла в форме табл. 6. Заполним столбцы 2 - 7 по данным табл. 1, по данным проектирования подсистем аналого-цифрового преобразования (разд. 1) и передачи дискретных сигналов (разд. 2):

столбец 2 - типы каналов ЦСП;

столбец 3 - количество каналов данного типа;

столбцы 4 и 5 - наименьшие и наибольшие значения частот следования кодовых групп, если они установлены; для широкополосного канала необходимо указывать два интервала возможных значений частот следования кодовых групп;

столбец 6 - значение частоты следования кодовых групп, если по данным табл. 1 для данного канала предусмотрено только одно значение;

столбец 7 - число битов в кодовых группах для каждого типа канального сигнала ЦСП.

2. Примем в качестве ориентировочного значения тактовой частоты группового цифрового сигнала значение частоты, рассчитанное в разд. 2.2 при выборе способа передачи дискретных сигналов.

f_т = f_т..н = 62777,2 кГц

3. Примем в качестве частоты повторения циклов наименьшее значение частоты следования кодовых групп из четвертого столбца.

f_ц =0,4 кГц

Рассчитаем ориентировочное значение числа тактовых интервалов в цикле как ближайшее большее целое отношения

4. Оценивая результат расчета числа битов в цикле:

Nц > 2000 70,

видим, что требуется создать в проектируемой ЦСП отдельную цифровую подсистему передачи низкоскоростных цифровых сигналов. Для создания подсистемы необходимо выбрать из табл. 6 только низкоскоростные сигналы и использовать их для расчета цикла подсистемы ЦСП. Сводим эти параметры в табл.7

Таблица 6 Параметры ЦСП

№	Тип канала	Число каналов	Min , кГц	Max кГц	Оконч. , кГц	, бит			Номера тактовых интервалов в цикле	Номера циклов
1	2	3	4	5	6	7.	8	9	10	11
1	Широкополос.	5	108,2	-	112	10
2	Видеотелеф. связь	4	8000	10000	8000	1
3	ПДС-19.2 Кбит/c	4	192	-	192	1
4	ПДС-2048 Кбит/c	12	2048	2048	2048	1
			0,4	1,2	0,4	4
5	Групповой канал СУВ	1	4	6	4	1

Подсистема ЦСП Таблица 7

№	Тип канала	Число каналов	Min , кГц	Max кГц	Оконч. , кГц	, бит			Номера тактовых интервалов в цикле	Номера циклов
1	2	3	4	5	6	7.	8	9	10	11
1	Широкополос.	5	108,2	-	112	10	1400	14000	8-17…138-147, 167-176…297-306, 326-335…456-465, 485-494…615-624, 644-653…774-783, 803-812…933-942, 962-971…1092-1101, 1121-1130…1251-1260, 1280-1289…1410-1419, 1439-1448…1569-1578	1-10
2	ПДС-19.2 Кбит/c	4	192	-	192	1	192	1920	148…166,307…325, 466…484,625…643, 784…802,943…961, 1102…1120,1261…1279, 1420…1438,1579…1597, 1607,1612	1-10
	ПДС-2048 доп Кбит/	12	0,4	1,2	0,4	4	-	48	1598	1-10
3	Групповой канал СУВ	1	4	6	4	1	1	10	1599-1602, 1608-1611	1-10 1-2
4	Циклов. синхр.	1	3,1	28	4	7	7	70	1-7	1-10
5	Сверх-циклов. синхр.	1	0,4	1,2	0,4	4	-	4	1603-1606	1
6	Свободн. тактов. инт.							68	1603-1606 1608-1611	2-10 3-10

2.1 Рассчитывает значение тактовой частоты для подсистемы

minf_{Т ПС}=5*10*108.2+4*192+1*4*1+12*0,4*4=6201,2 кГц

3.1. Примем в качестве частоты повторения циклов наименьшее значение частоты следования кодовых групп из четвертого столбца.

f_ц =0,4 кГц

Рассчитаем ориентировочное значение числа тактовых интервалов в цикле как ближайшее большее целое отношения

4.1. Оценивая результат расчета числа битов в цикле:

2000 < Nц < 2000 70,

2000 < 15503 < 140000

Из этого следует, что групповой сигнал должен быть построен обязательно при наличие сверхциклов.

5.1. Определим области предполагаемых значений частот повторения циклов и сверхциклов. Области разрешенных значений этих частот определяются требованиями подразд. 3.1:

;

6.1 Выбираем окончательные значения частот следования кодовых групп, частот повторения циклов и сверхциклов. Заносим данные в шестой столбец. Принятые значения должны удовлетворять требованиям:

, для f _г.i f_ц ; , для f _г.i< f_ц ; ,

где {n_i}- целые числа;

f _г.i min f _г.i,max f _г.i ].

Широкополосный канал:

;

Канал ПДС-19.2 кбит/c: с требованием целочисленного деления на f_ц выберем частоту f_г =192 кГц, тогда

;

Канал ПДС-2048 кбит/c доп.: в связи с требованием целочисленного деления на f_сц выберем частоту f_г=0,4 кГц, тогда

;

Групповой канал СУВ:

;

7.1 Определим число битов в кодовых словах цикловой и сверхцикловой синхронизации (см. п. 3 подразд. 3.1). При этом будем ориентироваться на результаты работ в области цикловой синхронизации, а также на параметры ЦСП европейской, североамериканской и японской плезиохронных иерархий. В частности, увеличение числа битов в сигнале синхронизации сокращает время восстановления синхронизма, повышает его устойчивость, но уменьшает коэффициент использования пропускной способности группового тракта ЦСП.

Для организации передачи сигналов телеуправления (сигналов аварии о потере цикловой синхронизации, контроля ошибок в цифровом тракте и др.) в проектируемой ЦСП предполагается использование каналов СУВ. В ЦСП излишне предусматривать организацию каких-либо каналов для передачи сигналов телеуправления и др.

Введем в табл. 7 дополнительные строки: «Канал цикловой синхронизации» и «Канал сверхцикловой синхронизации» и заполним для этих каналов столбцы 6 и 7.

8.1 Рассчитаем число тактовых интервалов в цикле и сверхцикле, необходимых для организации каналов каждого типа. По данным расчета заполним восьмой и девятый столбцы таблицы.

для ;

для .

· Широкополосный канал: ,

· Канал ПДС-19.2:

· Канал ПДС-2048 доп_.:

· Групповой канал СУВ:

9.1 Рассчитаем минимально необходимое число тактовых интервалов в цикле.

где числитель определяется по данным столбца 9.

Количество тактовых интервалов в цикле должно превышать минимальное значение. В целях упрощения аппаратуры формирования управляющих сигналов ЦСП или генераторной аппаратуры желательно, чтобы число тактовых интервалов в цикле разлагалось на простые множители. В связи с этим, примем Nц=1612

10.1 Разместим кодовые слова и биты сигналов по тактовым интервалам цикла и сверхцикла, заполнив столбцы 10 и 11 табл. 7. Размещение в цикле начинаем с сигнала цикловой синхронизации. После размещения всех кодовых слов, передаваемых в цикле, переходим к размещению слов, передаваемых в сверхцикле. В первом цикле разместим сверхцикловой сигнал синхронизации.

11.1 Вводим дополнительную строку «свободные тактовые интервалы» и заполняем для нее столбцы 8-11.

Сведения о сформированном групповом сигнале как о самостоятельном сигнале занесем в таблицу 8, исключив из дальнейшего рассмотрения сигналы, передаваемые в подсистеме. В эту же таблицу внесем параметры высокоскоростных сигналов из табл.6, передача которых не предусмотрена в подсистеме.

Таблица 8 ЦСП

№	Тип канала	Число каналов	Min , кГц	Max кГц	Оконч., кГц	, бит		Номера тактовых интервалов в цикле	Номера циклов
1	2	3	4	5	6	7.	8	10	11
1	подсистема	1	6201,2	-	6208	1	194	8…26,203…221,398…416, 593…611,788…806, 983…1001,1178…1196, 1373…1391,1568…1586, 1763…1781,1959…1961
2	Видеотелеф. связь	4	8000	10000	8000	1	1000	27…126,222…321, 417…516,612…711, 807…906,1002…1101, 1197…1296,1392…1491, 1587…1686,1782…1881
3	ПДС-2048 Кбит/c	12	2048	-	2048	1	768	127…202, 322…397, 517…592, 712…787, 907…982, 1102…1177, 1297…1372, 1492…1567, 1687…1762, 1882…1958, 1962…1969
4	Цикл. синхр.	1	31,4	143360	32	7	7	1-7
5	Своб. такт. инт.						0

2.2. Рассчитывает значение тактовой частоты для подсистемы

f_Т =4*1*8000+12*1*2048+1*1*6201,2=62777,2 кГц

3.2. Примем в качестве частоты повторения циклов наименьшее значение частоты следования кодовых групп из четвертого столбца.

f_ц =2048 кГц

Рассчитаем ориентировочное значение числа тактовых интервалов в цикле как ближайшее большее целое отношения

4.2. Оценивая результат расчета числа битов в цикле:

Nц ? 2000,

Из этого следует, что групповой сигнал может быть построен на основе цикла без сверхцикла.

5.2. Определим области предполагаемых значений частот повторения циклов и сверхциклов. Области разрешенных значений этих частот определяются требованиями подразд. 3.1:

;

6.2 Выбираем окончательные значения частот следования кодовых групп, частот повторения циклов и сверхциклов. Заносим данные в шестой столбец. Принятые значения должны удовлетворять требованиям:

, ,

где {n_i}- целые числа;

f _г.i min f _г.i,max f _г.i ].

Подсистема:

;

Видеотелефонная связь :в связи с требованием целочисленного деления на f_сц выберем частоту дискретизации равную 8000 кГц, тогда

;

Канал ПДС-2048 кбит/c осн.: в связи с требованием целочисленного деления на f_ц выберем частоту f_г=2048 кГц, тогда

;

7.2 Определим число битов в кодовых словах цикловой и сверхцикловой синхронизации (см. п. 3 подразд. 3.1). При этом будем ориентироваться на результаты работ в области цикловой синхронизации, а также на параметры ЦСП европейской, североамериканской и японской плезиохронных иерархий. В частности, увеличение числа битов в сигнале синхронизации сокращает время восстановления синхронизма, повышает его устойчивость, но уменьшает коэффициент использования пропускной способности группового тракта ЦСП.

Для организации передачи сигналов телеуправления (сигналов аварии о потере цикловой синхронизации, контроля ошибок в цифровом тракте и др.) в проектируемой ЦСП предполагается использование каналов СУВ. В ЦСП излишне предусматривать организацию каких-либо каналов для передачи сигналов телеуправления и др.

Введем в табл. 8 дополнительные строки: «Канал цикловой синхронизации» и заполним для этих каналов столбцы 6 и 7.

8.2 Рассчитаем число тактовых интервалов в цикле и сверхцикле, необходимых для организации каналов каждого типа. По данным расчета заполним восьмой и девятый столбцы таблицы.

для ;

для .

· Подсистема: ,

· Видеотелефонная связь:

· Канал ПДС-2048 осн._.:

9.2. Количество тактовых интервалов в цикле должно превышать минимальное значение. В целях упрощения аппаратуры формирования управляющих сигналов ЦСП или генераторной аппаратуры желательно, чтобы число тактовых интервалов в цикле разлагалось на простые множители. В связи с этим, примем Nц=1969

10.2 Разместим кодовые слова и биты сигналов по тактовым интервалам цикла и сверхцикла, заполнив столбцы 10 и 11 табл. 8. Размещение в цикле начинаем с сигнала цикловой синхронизации.

11.2 Рассчитаем коэффициент использования пропускной способности группового тракта ЦСП.

13.2 Рассчитаем точное значение тактовой частоты цифрового группового сигнала проектируемой частоты по формуле

=321969=63008 кГц.

Основные параметры ЦСП по данным, приведенным в табл. 8:

fц =32 кГц, Nц=1969, f_т =63008 кГц, = 0,996.

1-7 бит цикловой синхронизации,

8…26 бит подсистема, 27…126 бит видеотелефонная связь,127…202 ПДС 2048 кбит/c осн. и т.д.

1959…1961 бит подсистема, 1962…1969 ПДС 2048 кбит/c осн.

4. Расчет линейного тракта

Исходные данные для проектирования приведены в табл. 4. Результатом проектирования являются численные значения следующих параметров:

l_s -предельно допустимая длина регенерационного участка

а_s- допустимое затухание сигнала на регенерационном участке

n- наиболее вероятное число регенерационных участков в линейном тракте проектируемой системы

U_вх- амплитуда импульсов,приведенная ко входу регенераторов

Р₁- допустимая вероятность ошибок в передаче символов в регенерационном участке.

Методика проектирования несколько упрощена по сравнению с обычно используемой. В частности, полагается, что все виды помех в линии, включая переходные, имеют нормальный или гауссовский закон распределения вероятностей мгновенных значений. Полагается, что потери помехозащищенности регенератора не зависят от характеристик используемого корректора (т.е. от фактической длины регенерационного участка). Сделан также ряд других, менее значительных допущений, позволяющих выполнить необходимые расчеты в условиях внеаудиторного проектирования. Процесс проектирования имеет итерационный характер. Расчету предшествует выбор кода линейного тракта. В качестве кодов в цифровых металлических линиях используются в основном трехуровневые коды. В табл. 9 приведены параметры некоторых кодов в цифровых линиях.

Таблица 9 Параметры кодов в цифровых линиях

Наименование кода	Количество уровней в линии, Мт.л	Тактовая частота в линии, fт.л	Коэффициент размножения ошибок
AMI (ЧПИ)	3	fт	1
HDB-3 (МЧПИ)	3	fт	1
4ВЗТ (алфавитный)	3	3·fт /4.	1,25
6В4Т (алфавитный)	3	2·fт /3

Все приведенные выше коды - это избыточные коды. Избыточность для кодов AMI и HDB-3 равна 0,58. Как видно из табл. 7, значение тактовой частоты в линии зависит от выбранного кода. Коды AMI и HDB-3 не изменяют тактовую частоту. Алфавитные коды понижают тактовую частоту в линии, что позволяет увеличить длину регенерационного участка при высокой тактовой частоте системы.

Для дальнейшего проектирования выберем код HDB-3 (High-Density Bipolar) (МЧПИ - модифицированный код с чередующейся полярностью импульсов). Это биполярный код, представляющий одну из разновидностей троичного кода. Строится следующим образом: нулям соответствует отсутствие импульса, а единицам - попеременно чередующиеся прямоугольные импульсы отрицательной и положительной полярности. В паузу, длина которой превышает 3 нуля, помещают балластные сигналы. Таким образом, тактовая частота в линии равна f_тл=f_т=63008 кГц.

Эффективное напряжение помех на входе регенератора

Помехи, приведенные ко входу регенератора, складываются из шумов термического происхождения участка линии и внешних помех. Эквивалентная шумовая полоса помех при обычной трехуровневой передаче близка к .

Средняя мощность этих помех равна

(Вт),

где(Дж./град. К) - постоянная Больцмана;

Т = 293° К - абсолютная температура кабеля.

Тогда эффективное напряжение помех, приведенное ко входу регенератора, равно

,

где f_т.л, выражена в мегагерцах.

Требования к защитному интервалу

Защитный интервал или полураскрыв глаз-диаграммы определяющим образом влияет на вероятность ошибок в передаче символов в пределах одного регенерационного участка. С другой стороны, допустимое значение вероятности ошибок в пределах одного регенерационного участка зависит от принятых норм на достоверность передачи битов по линейному тракту и от числа регенераторов, установленных в тракте. Чрезмерно сложный характер обеих зависимостей ведет к необходимости проведения расчетов итерационного характера. Номера этапов итерации =1, 2, …

На первом этапе итерации рекомендуется принять

.

Регенератор может обеспечивать такую вероятность ошибок, если

,

тогда

.

На последующих этапах итерации отношение защитного интервала и напряжения помех, приведенных ко входу регенератора, определяется по значению вероятности ошибок, определяемому требованиями, которые предъявляются к достоверности передачи.

Амплитуда на входе регенератора

При идеально точном выполнении всех узлов регенератора, отсутствии межсимвольных помех в трехуровневой передаче амплитуду импульса на входе регенератора, определенную с учетом действия корректора, можно принять 2U_з.

Для реального регенератора, для которого известны потери помехозащищенности (табл. 4) эта величина должна быть увеличена

.

Затухание импульсного сигнала на регенерационном участке наибольшей длины.

В ЦСП длина любого регенерационного участка должна быть меньше некоторого предельно допустимого значения. Незначительное превышение длины приводит к чрезвычайно резкому возрастанию вероятности ошибок.

Известно, что предельно допустимое наибольшее затухание импульсов на регенерационном участке может быть рассчитано по формуле

(дБ),

где U_вых - амплитуда импульсов в кабеле на выходе регенератора (табл. 4);

(U_вх)_i - амплитуда импульсов на входе регенератора, значение которой рассчитано выше.

дБ

С увеличением затухания сигнала в линии возрастают требования к конструкции усилителя регенератора. На практике значение затухания импульсного сигнала на регенерационном участке ограничивают сверху. В курсовом проекте рекомендуется принимать а_s 80 дБ.

Т.к. затухание ограничивают до 80 дБ, то амплитуда импульсов на входе регенератора будет больше минимально допустимой, обеспечивающей допустимую вероятность ошибок. Следовательно:

Предельно допустимая длина регенерационного участка

Затухание импульсов в кабеле примерно равно затуханию кабеля на частоте (0,5 - 0,6) значения тактовой частоты сигнала в линии. При выполнении курсового проекта этот коэффициент рекомендуется принимать равным 0,5.

(км),

где (0,5 f_т.л) - километрическое зату...