Проектирование бестрансформаторного усилителя звуковых частот с двухкаскадным УМЗЧ

Размещено на http://www.allbest.ru/

Размещено на http://www.allbest.ru/

Введение

Современный научно-технический прогресс довольно широко использует принципы управления энергией, которые позволяют при помощи затрат небольшого ее количества, управлять энергией, во много раз большей, чем затрачено.

Одним из частных случаев управления энергией, при котором процесс управления непрерывен, плавен и однозначен, называют усилением. Устройство, осуществляющее процесс усиления, называют усилителем.

Усилители электрических сигналов используются во многих областях современной науки и техники. Они находят широкое применение в радиосвязи т радиовещании, радиолокации, телевидении, проводной связи, измерительной аппаратуре и многих других отраслях.

Целью данной работы является проектирование бестрансформаторного усилителя звуковых частот с двухкаскадным УМЗЧ.

1. Выбор и обоснование схемы

Рассмотрим особенности построения схем бестрансформаторных усилителей звуковой частоты. Отличительные особенности выходных и предвыходных каскадов бестрансформаторных усилителей звуковой частоты в значительной мере обусловлены непосредственным включением внешней нагрузки в выходную цепь усилительных элементов выходного каскада этих усилителей. Включение нагрузки в выходную цепь усилительных элементов позволяет исключить из схемы выходного каскада выходной трансформатор, устранить вносимые им искажения, уменьшить габариты, массу и стоимость усилителя и повысить технологичность его изготовления.

В настоящее время широкое применение находят усилители с выходным двухтактным бестрансформаторным каскадом с последовательным включением транзисторов по постоянному току. Эти каскады чаще всего работают в экономичном режиме «В».

Наиболее широко применяются варианты двухтактных бестрансформаторных каскадов, в плечи которых включаются комплементарные транзисторы, т.е. транзисторы различной структуры: р-п-р и п-р-п с одинаковыми параметрами. Использование таких транзисторов позволяет объединить входные цепи плечей, так как сигнал, открывающий транзистор р-п-р, будет закрывать транзистор п-р-п и наоборот. Основным достоинством такого варианта является возможность использования в качестве предвыходного каскада обычного однотактного резисторного каскада с гальванической (резисторной, непосредственной) связью с выходным каскадом. Это уменьшает количество элементов и улучшает его частотную и фазовую характеристики.

Выходной двухтактный бестрансформаторный каскад применяют при сравнительно небольшой выходной мощности (не более нескольких Вт), что объясняется определенными трудностями с выбором мощных комплементарных транзисторов с мало отличающимися параметрами и с выбором транзистора VT1 предвыходного каскада, который может потребоваться довольно мощным.

Выбираем схему - одну из основополагающих вариантов двухтактного выходного и однотактного предвыходного каскадов усилителя звуковой частоты с комплементарными транзисторами в выходном каскаде и одним источником питания с удвоенным напряжением.

Как видно, транзисторы VT2 и VT3 выходного двухтактного каскада включены последовательно по постоянному току. В симметричной двухтактной схеме, несмотря на непосредственное включение нагрузок в выходные цепи транзисторов, ток в цепи нагрузки не содержит постоянной составляющей, т.к. постоянные составляющие выходных токов плеч схемы равны и через нагрузку текут в противоположных направлениях, компенсируя друг друга. Следовательно потери питающего напряжения в нагрузке отсутствуют и между коллектором и эмиттером каждого из транзисторов будет действовать питающее напряжения 0,5 Ев. Переменные составляющие токов плеч схемы, вызванные входным сигналом в режиме «В» протекают через нагрузку, чередуясь каждые полпериода сигнала, создавая переменное напряжение сигнала с амплитудой U_mвых. При этом следует отметить, что по переменному току (по сигналу) каждый из транзисторов VT2 и VT3 включен по схеме с общим коллектором (ОК), с названием элементарного повторителя. К предвыходному однотактному каскаду на транзисторе VT1, включенному по схеме с общим эмиттером (ОЭ) и работающему в режиме «А», подводится питающее напряжение Ев. Связь транзистора VT1 предвыходного каскада с транзисторами VT2 и VT3 выходного каскада - резисторная: в схему связи входит резистор R_k1 в коллекторной цепи транзистора VT1.

Однако большое значение амплитуды выходного напряжения предвыходного каскада требует и большого значения амплитуды переменной составляющей коллекторного тока от транзистора VT1 через резистор R_K1 в коллекторной цепи этого транзистора, что вынуждает повышать мощность этого транзистора. На практике же эти ток и мощность снижают с помощью RC цепочки. Тогда все напряжение сигнала нагрузки выходного каскада вводится в коллекторную цепь транзистора предвыходного каскада последовательно и фазе с напряжением сигнала на R_K1, получаемым за счет переменного коллекторного тока транзистора VT1. Благодаря этому для получения на выходе предвыходного каскада амплитуды напряжения сигнала U_mВЫХ1 = U_mБ2 + U_mВЫХ достаточно получить на R_K1 напряжение сигнала всего лишь U_mБ2 , которое меньше U_mВЫХ1 в (1+ U_mВЫХ/ U_mБ2) раз. Следовательно, и ток сигнала через R_K1 I_mRK1 = U_mБ2 / R_K1 будет во столько же раз меньше, чем в схеме без RC цепочки. Это позволяет снизить мощность транзистора VT1.

Далее на практике к выходу схемы (рис.1) подключаются предварительные каскады с резисторно-конденсаторной (рис.1.1) или гальванической связью, усиливающие сигнал, поступающий от источника сигнала, до величины U_mвых1, необходимой при получении на нагрузке R_м требуемых выходного напряжения U_mвых и выходной мощности Р~вых сигнала.

2. Расчет бестрансформаторного усилителя звуковой частоты

2.1 Расчет выходного двухтактного бестрансформаторного каскада на комплементарных транзисторах в режиме «В»

Данный расчет будем вести для одного плеча, например, верхнего, образующего эмиттерный повторитель, и полученные при этом результаты будем использовать для второго плеча. Расчет начинается с выбора выходных транзисторов. Для этого сначала определим ряд электрических величин. Найдем мощность, которую должны отдать транзисторы выходного каскада с учетом потерь в цепях отрицательной обратной связи:

Р~_2уэ>1,1Р~вых = 1,1·0,25 = 0,275 Вт (1)

Определим амплитудное значение переменного коллекторного напряжения транзистора VT2 (амплитудное значение напряжения сигнала между коллектором и эмиттером VT2):

Вычислим постоянное коллекторное напряжение в точке покоя транзистора VT2:

U_ко2 = U_mк2 + U_{к мин2} (3)

где U_{к мин2} - минимальное коллекторное напряжение, отсекающее нелинейную часть выходных характеристик транзистора, что составляет примерно (1,2…1,3)U_нас, то есть (1…2)В.

U_ко2 = 2,1 + 1,5 = 3,6В

Определим напряжение источника питания транзисторов:

Е_в? 2U_ко2 = 2·3,6 = 7,2 В (4)

и выберем ближайший в сторону увеличения стандартный номинал по приведенной в [1 стр.24] таблице, равный 9В. Запас по Е_в требуется не для выходного каскада, а для питающего от этого же источника питания предвыходного каскада, чтобы получить в нем U_mвых1> U_mвых и эмиттерного сопротивления R_э1, на котором будет теряться часть Е_в. Однако запас по Е_в ограничен, так как приводит к уменьшению коэффициента полезного действия выходной цепи каскада. Вычислим амплитуду переменного коллекторного тока транзистора VT2:

J_mк2 = U_mк2 / R_н ? i_{к макс2} = 2,1 /8 = 262,5 мА (5)

Определим максимальную мощность рассеяния на коллекторе транзистора VT2:

Р_{к макс2} ? 0,202 Р_2уэ = 0,202·0,275 = 0,056 Вт (6)

Теперь можно выбрать транзисторы VT2 и VT3 по следующим параметрам:

а) по U_{к доп} ? 1,2(2·U_ко2)?1,2 Ев (7)

б) по I_{к доп} ? (1,2ч1,3) i_макс2 (8)

в) по Р_{к допТс макс} ? Р_{к макс2} (9)

г) по значению предельной частоты

fh_21э ? (2ч4) fв (10)

Выбираем транзисторы КТ 814-А и КТ 815-А (р-n-р и n-р-n соответственно)

Они полностью удовлетворяют выдвинутым требованиям:

а) 25В ? 1,2 (2U_ко2) ? 1,2Ев = 10,8 В.

б) 1,5А > 1,2 i_{к макс2} = 1,25·0,26255 = 0,32 А

в) Выходная мощность Р_~вых их мала (0,25 Вт), поэтому транзисторы VT2 и VT3 используются без радиатора.

Р_{к.доп.Тс max} = Т_{п макс} - T_{c макс} / R_ПС = (125-30)/95 = 1 Вт (11)

где Т_{п макс} - максимально допустимая температура перехода;

Т_{с макс} - максимальная температура среды;

R_ПС - тепловое сопротивление перехода среды;

R_ПС = (Т_{п макс} - T_окр.ср.)/ Р_{к. макс}=(125-30)/1=95_.

1 Вт > 0,056 Вт

Полученный результат (Р_{к доп. Tс max} = 1 Вт) удовлетворяет условию

Р_{к доп. Tс max}? Р_{к макс2}, т.е. 1>0,056 Вт.

г) по значению предельной частоты: h_21э ? (2ч4) fв =3·8·10³ =24 кГц

f_h21э = f_гр / 1+h_21э = 3·10⁶ / 41 = 73 кГц > 24кГц

где f_h21э - предельная частота;

f_гр - граничная частота;

h_21э - статический коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ.

Выбрав транзисторы, на семействе выходных статических характеристик (рис.2) построим нагрузочную прямую по переменному току для сопротивления плеча R _~п = R_н, проведя ее через точки с координатами:

U_ко2 = 0,5•Е_в = 0,5•8= 4,5 i_к2 = 0

и i_кмакс2 = 262,5мА; U_r2 = U_ко2 - U _мк2 =4,5-2,1 = 2,4 В

Далее отметим координаты точки покоя

U_ко2 = 0,5Е_в =4,5В; i_ко2 =(0,01ч0,05)i_{к макс2} = 0,05·262,5•10^-3?13 мА (рис.2)

Среднее значение тока и мощность, потребляемые от источника питания коллекторными цепями транзисторов VT2 и VT3 при номинальной выходной мощности найдем как:

i_{к ср 2-3} ? i_{к макс2} / р = 262,5•10^-3 / 3,14 = 84 мА (12)

Р_{0 2-3} ? Е_в· i_{к ср2-3} = 9•84•10^-3=0,75 Вт (13)

Рисунок 2 Выходные статические характеристики транзисторов КТ 814, 815

Теперь можно найти ток покоя базы i_бо2, максимальный ток базы I_{б макс2}, а также наибольшую амплитуду переменного тока базы транзистора VT2. Найдем эти токи из выражений:

I_Б02 = i_ко2/h_21эmin = 13•10^-3 / 40 = 0,3 мА (14)

I_mБ2 = I_мк2 / h_21эmin = 262,5·10^-3 / 40 = 6,6 мА, (15)

где h_21min - минимальное значение коэффициента усиления, который используется с целью учета разброса параметров транзисторов. Построим входную динамическую характеристику транзистора VT2 по переменному току. При этом входные характеристики почти не зависят от напряжения U_к, поэтому кривые тока базы i_б = f(U_б) для всех рабочих напряжений практически сливаются в одну, которая приводится в справочнике для

U_к = 5В. Следовательно, входная динамическая характеристика практически совпадает со статической при U_к = 5В. На этой характеристике отметим токи базы i_бо2 и i_бмакс2 и найдем значение U_бо2 и U_бмакс2 (рис. 3)

Рисунок 3 Входная динамическая характеристика транзисторов КТ814, 815

Амплитуда переменного напряжения на входе транзистора VT2 (между базой и эмиттером) будет:

U_mб2 = u_бмакс2 - U_бо2 = 0,75 - 0,63 = 0,12 В (16)

Входное сопротивление по переменному току транзистора VT2 (между электродами база - эммитер) определим как:

R_вхVT2 = U_mб2 / J_mб2 = 0,12 / 6,6•10^-3 = 18,2 Ом (17)

Амплитуда напряжения возбуждения для верхнего и нижнего плеч выходного каскада будет

U_мвх2 = U_мб2 + U_мвых = U_мб2 + U_мк2 = 0,12 + 2,1 = 2,22 В (18)

Входное сопротивление каждого из плеч выходного каскада

R_вх2 = U_{м вх2} / J_мб2 = 2,22 / 6,6•10^-3 = 336,4 Ом (19)

Мощность, требуемая для возбуждения выходного каскада

Р_{вх 2-3} = 0,5U_{м вх2}•J_мб2 = 0,5•2,22·6,6·10^-3=7,3 мВт (20)

Коэффициент усиления мощности и напряжения выходного каскада:

К_{м вых} = Р_~вых / Р_вх2-3 = 0,25 / 7,33•10^-3 = 0,033 (21)

К_вых = U _{м вых} / U_{м вх2} = 2,1 /2,22 = 0,94<1 (22)

2.2 Расчет предвыходного однотактного каскада в режиме «А» с резисторной связью с выходным каскадом

При выборе транзистора VT1 предвыходного каскада руководствуются тем, что транзистор предвыходного каскада должен обеспечить на входе выходного каскада напряжение сигнала U_мвх2, т.е. обеспечить на своем выходе напряжение сигнала U_{м вых} = U_мк1 = U_мвх2, близкое к напряжению питания 0,5Е_в каждого плеча. Поэтому от транзистора предвыходного каскада требуется предельное использование напряжения питания коллектора. Постоянное коллекторное напряжение U_ко1 транзистора VT1, работающего в режиме «А» будет:

U_ко1 = 0,5Е_в - U_боVT3 - U_0Rэ1 (23)

где U_оRэ1 ? (0,5ч2) ? 1В - падение напряжения на R_э1 за счет протекания через него постоянного коллекторного и базового тока i_ко1 и i_бо1 транзистора VT1. При этом величина U_ко1, должна удовлетворять условию:

U_ко1 = U_мк1 + U_{к мин1}? U_{м вх2} + U_{к мин.} (24)

Условие (24) может быть выполнено для транзистора VT1 c малым напряжением насыщения (менее 0,5ч1В) и малым изменением коэффициента усиления тока К_Т от изменений коллекторного тока, а также при значении падения напряжения U_окэ1 на эммитерном сопротивлении этого транзистора порядка (0,5ч2В). Приняв U_окэ1 = 1В и учтя, что U_боVT3 = U_боVT2 = U_бо2 = 0,63 В определим: U_ко1 = 0,5•9 - 0,63-1 = 2,87 В

Найдем постоянный ток коллектора VT1 по выражению, являющимся основополагающим для варианта предвыходного каскада с цепочкой RC:

i_ко1? I_mK1+i_кмин1 = I_mБ2+ I_mRK1 + i_кмин1 = I_mБ2 + U_mБ2/R_K1 + i_кмин1 (25)

Этот ток будет значительно меньше, чем получаемый из формул для предвыходного каскада без такой RC цепочки. Но для вычисления тока i_ко1 по формуле (25) требуется R_K1, которое пока неизвестно. Поэтому, учитывая, что в предвыходном каскаде с RC цепочкой постоянный ток коллектора i_ко1 транзистора VT1может выбираться в довольно широких пределах при сохранении основных свойств каскада, этот ток в соответствии с (25) можно принять равным

i_ко1?(1,3…1,5) I_mБ2=1,3·6,6=8,85мА (26)

Определим мощность рассеяния на коллектора VT1:

P_{к маес1} = U_ко1• i_ко1 = 2,87•8,85•10^-3 = 24,6 мВт (27)

Определим суммарную переменную составляющею коллекторного тока транзистора VT1:

I_мк1 = I_мБ2 + I_мRк1 = (6,6+0.53)10^-3 = 7,13 мА (28)

Найдем максимальное значение тока коллектора транзистора VT1:

I_{к макс1} = i_ко1+I_мк1= (8,58+7,13)10^-3 = 15,7 мА (29)

По формулам, аналогичным (7,8,9,10) выберем транзистор КТ 503A (n-р-n), который отвечает данным требованиям:

U_{к доп} = 25В ? 1,2 (2U_ко1) ? 1,2Е_в ? 10,8; (30)

I_{к доп} = 300мА ? 1,4 i_{к макс1} = 21,98 мА; (31)

Р_{к доп ТС макс} = 500мВт ? Р_{к макс1} =24,6 мВт; (32)

fh_21э = f_гр / 1+h_21э = 25·10⁶ / 41 = 610 кГц ? (2ч4)f_в = 24 кГц (33)

Затем определим сопротивление R ? (5…10) R_н, то есть R ? 7·8=56 Ом и сопротивление R_K1:

 (34)

Проверим, выполняется ли условие: R ? (0,1…0,2) R_K1

56 Ом ? 0,2·390 = 78 Ом

Теперь определим сопротивление коллекторной нагрузки транзистора

VT1: R_K~1 = U_mК1/ I_mК1 = 2,22/7,13·10^-3=311 Ом (35)

Для полученного значения этого сопротивления на семействе выходных характеристик транзистора VT1 построим нагрузочную прямую по переменному току. Она должна проходить через точку с координатами U_К01 , I_К01 и точку с координатами i_К1 = 0, u_К1 | U_К01|+ i_К0 · R_K~1 =2,87+8,58·10^-3·311=5,5

Так как выходные характеристики отсутствуют найдем эти токи и без построения нагрузочной прямой по переменному току по выражениям аналогичным для транзисторов выходного каскада:

I_Б01 = i_ко1/h_21эmin1 = 17•10^-3 / 40 = 0,425 мА (36)

I_{Б макс1} = I_{к макс1} / h_21эmin1 = 33,4·10^-3 / 40 = 0,835 мА (37)

I_{Б мин1} = I_{к мин1} / h_21эmin1 = 0,66·10^-3 / 40 = 0,0165 мА (38)

Iґ_mБ1 = i_Б01 - i_{Б мин1} = 0.425-0.0165 = 0,4085 мА (39)

I"_mБ1 = i_{Б макс1} - i_Б01 = 0.835 - 0.425 =0,41 мА (40)



Рисунок 4 Входная динамическая характеристика транзистора КТ 503A

По найденным значениям токов базы и по входной характеристике транзистора VT1 при U_К =|5|В, ориентировочно принимаемую за его входную динамическую характеристику, найдем U_бо1, U_{б макс1}, U_{б мин1}, U_м'б1, U_м''б1

Таким образом U_бо1 = 0,7В; U_{б макс1} = 0,75В, U_{б мин1} = 0,47В;

Uґ_мб1 = U_бо1 - U_{б мин1} =0,7-0,47=0,23В, U"_мб1 = U_{б макс1} - U_бо1 =0,75-0,7=0,5В.

Найдем входное сопротивление транзистора VT1 по переменному току

R_{вх VT1} =(U_{б макс1}-U_{б мин1})/(i_{б макс1}-i_{б мин1})= 0,28/0,8185·10^-3 = 342 Ом (41)

Мощность, отдаваемая транзистором VT1, должна удовлетворять условию: Р_{~вых VT1} = 0,5U_mК1 • I_mК1 ? Р_{вых 2-3} (42)

Р_{~вых VT1} = 0,5•2,22 •7,13•10^-3 = 7,9 мВт ? Р_вх2-3, что удовлетворяет условию, т.к. Р_{вх 2-3} = 7,3 мВт.

2.3 Расчет элементов схем смещения и стабилизации выходного и предвыходного каскадов

Исходя из требуемого напряжения смещения транзисторов выходного каскада при нормальной комнатной температуре Т_с ? 20^оС, найдем результирующее сопротивление параллельно соединенных R_T и R_ш

R_тш=(U_бо2+ U_бо3)/(i_ко1-i_бо2)=2U_бо2/(i_ко1-i_бо2)=2•0,63/(8,58-0,325)•10^-3=153Ом (43)

Исходя из условий поддержания неизменными условий постоянных коллекторных токов транзисторов выходного каскада при возрастании температуры, найдем необходимое для этого относительное уменьшение напряжения смещения на сопротивление R_ТШ при максимальной рабочей температуре Т_{с макс} = 30^оС

m_н = 1 - 2,2•10^-3•n (T_cмакс - 20^оС) / (U_бо2 + U_бо3) =1-2,2•10^-3•2(30-20)/2·0,63= 0,965 (44)

где n = 2 количество транзисторов, получающих напряжение смещения с сопротивления R_тш. Затем из справочника по терморезисторам выберем терморезистор с таким значением отрицательного температурного коэффициента сопротивления б_T[%] на 1^оС, которое при относительном уменьшении его сопротивления m_T при нагреве до Т_{с max} удовлетворяющего условию m_T < m_Н (m_T < 0,925). Подходящим терморезистором является КМТ -12 с б_T = 4% при Т=20^оС

m_Т = 1- б[%] / 100 (Т_{с макс} - 20^оС) = 1 - 4·(33-20) /100 = 0,6 (45)

что удовлетворяет условию m_T<m_Н (0,6<0,965).

Теперь определим сопротивление резистора R_ш и терморезистора R_Т при Т_с20^о_С:

R_ш = R_тш(1-m_т) / (m_н - m_т); (46)

R_т20^о_С = R_тшR_ш / (R_ш-R_тш); (47)

R_ш = 153(1-0,6) / (0,965-0,6) = 160 Ом;

R_т20^о_С = 153•160 / (160-153) = 3,3 кОм;

Переходим к расчету элементов схемы получения смещений и стабилизации постоянного коллекторного тока транзистора VT1 предвыходного каскада. Расчет начнем с выбора сопротивления резистора R_э1.

R_э1 = U_окэ1 / (i_ко1+i_бо1) = 1 / (8,58+0,425)10^-3=110 Ом; (48)

где U_окэ1 = 1В - падение напряжения на R_э1 за счет протекания через него постоянных токов i_ко1 и i_бо1. При расчете сопротивлений R_б1 и R базового делителя необходимо определить допустимое приращение ?i_{ко доп}, которое можно определить из построения нагрузочной прямой по постоянному току на семействе выходных характеристик транзистора VT1 через точки U_ко1, i_ко1, и i_к1=0; U_к1=1 - сопротивление нагрузки транзистора VT1 по постоянному току и определяется из суммы:

R_к=1 = R_к1 + R_тш + R_э1= 390 + 153 + 110 = 653 Ом (49)

или вычислить по формуле при отсутствии выходных характеристик:

?i_{ко доп1}=(U_{к мин} + Uґ_{к мин1}) / R_к=1 = (0,65 + 0,5) / 653 = 1,76 мА (50)

где Uґ_{к мин1} - минимально допустимое значение остаточного коллекторного напряжения (менее ? 0,5ч1В), определяемого условием сохранения допустимой линейности его выходных характеристик Uґ_{к мин}=0,5В

Обеспечение значения ?i_{ко доп1} = 1,76 мА в схеме осуществляется местной ООС по постоянному току за счет R_э1. Для расчета требуемой глубины обратной связи F_1мос кроме ?i_{ко доп1} необходимо определить максимально возможное при заданной максимальной рабочей температуре Т_{с макс} = 30^оС приращение постоянного коллекторного тока ?i_{ко макс1}, при отсутствии стабилизации.

Максимальное значение температуры коллекторного перехода:

Т_{П. МАКС1}= Т_{С. МАКС}+R_ПС1Р_{К. МАКС1}=30+260·24,6·10^-3=36,4⁰С , (51)

Где R_ПС1 = (Т_{П. МАКС} - Т_ОКР.СР)/Р_КМАКС =(150-20)/0,5=260 Ом (52)

- тепловое сопротивление переход-среда (справочное значение)

Неуправляемый ток для транзистора:

(53)

Тогда i_{ко макс1}=h_{21эмакс1}·i_бо1+(1+h_{21эмакс1})I_{кбо макс1}=

=120·0.425·10^-3+(1+120)·0,5·10^-9?40 мА (54)

Итак, ?i_{ко макс1} = i_{ко макс1}- i_ко1=51·10^-3 - 8,58·10^-3=42.42 мА (55)

Необходимая сквозная глубина местной отрицательной обратной связи по постоянному току:

F*_1МОС = ? i_{ко макс1}/? i_{ко доп} = 42,42/1,76 = 24,1 (56)

Так как сквозная глубина местной отрицательной обратной связи в предвыходном каскаде за счет R_Э1:

F*_1МОС =(1+(1+h_21ЭVT1)· R_Э1)/(R_Д1+R_ВХ.VT1) (57)

То легко находим результирующее сопротивление делителя в цепи базы транзистора VT1:

R_Д1 = (1+h_21ЭVT1)·R_Э1/( F*_1МОС-1)- R_ВХ.VT1 =121·110/(24,1-1)-342=234 (58)

Зададимся током i_дел1=10·0,425·10^-3=4,3мА, исходя из условия i_дел1=(3…10)i_Б01

Теперь находим

R₁ = (U_Б01 + U_0RЭ1 )·i_дел1 =(0,7+1)/4,3·10^-3=390 Ом (59)

R_Б1=(0,5Е_В- i_дел1·R₁ )/( i_Б01 + i_дел1)=(4.5-1.7)/(0.425+4.3)·10³=560 Ом (60)

Так как результирующее сопротивление R_Д1 связано с R_Б1 и R₁ соотношением:

R_Д1 = R_Б1· R₁ /( R_Б1 + R₁) (61)

Проверим правильность выборов транзисторов:

R_Д1 =390·560/(390+560)=230?234 Ом

2.4 Расчет коэффициентов частотных искажений с учетом общей отрицательной обратной связи УМЗЧ.

Частотные искажения в области высоких частот вызываются инерционными свойствами транзисторов и влиянием монтажных емкостей их влиянием пренебрегают. Поэтому коэффициент частотных искажений на верхних частотах определяется транзисторами выходного и предвыходного каскадов:

бестрансформаторный усилитель звуковой частота

М_В.ОБЩ=М_{В.ОЭ.ПРЕД}·М_{В.ОК.ВЫХ} , (62)

М_{В.ОЭ.ПРЕД} ? (63)

-коэффициент частотных искажений транзистора VT1 предвыходного каскада, включенного по схеме с общим эмиттером.

М_{В.ОК.ВЫХ} = М_{В.ОЭ.ВЫХ} - К_ВЫХ (М_{В.ОЭ.ВЫХ} -1) (64)

- коэффициент частотных искажений транзисторов одного плеча двухтактного выходного каскада с учетом включения их по схеме с общим коллектором, где К_ВЫХ - коэффициент передачи напряжения выходного каскада,

М_{В.ОЭ.ВЫХ} ? (65)

- коэффициент частотных искажений транзисторов одного плеча двухтактного выходного каскада с учетом включения их по схеме с общим эмиттером.

Таким образом, подставив найденное значение М_{В.ОЭ.ВЫХ} в выражение (64), получим: М_{В.ОЭ.ВЫХ} =1,006-0,94(0,006)?1. Тогда М_В.ОБЩ=1•1=1.

М_{В.ОБЩ ООС}=1+( М_В.ОБЩ-1)/F*_{ОБЩ. Кг} (66)

F*_{ОБЩ. Кг} ? H/(H-1)=1,2/(1,2-1)=6

М_{В.ОБЩ.ООС}=1+0=1 Полученное значение не превышает заданного в техническом задании М_В.зад=1,41.

На низких частотах частотные искажения вызываются конденсаторами С_Р.ВХ, С_Р.ВЫХ и С_Э. Они обуславливают на нижней рабочей частоте f_н коэффициент частотных искажений соответственно М_Н.СР.ВХ , М_{Н.СР.ВЫХ} , М_Н.СЭ1 . Допустимые значения М_Н.СР.ВХ и М_{Н.СР.ВЫХ} не должны превышать (0,5…1,5) дБ, а допустимое значение М_Н.СЭ1, поскольку конденсатор С_Э1 охвачен общей отрицательной обратной связью, порядка (2…3)дБ.

Пусть М_Н.СЭ1 = 3Дб=1,41 М_Н.СР.ВХ = М_{Н.СР.ВЫХ} =0,5дБ=1,06

М_Н.СЭ1 =1+(М_Н.СЭ1-1)/F*_{ОБЩ. Кг} = 1+ (1,41-1)/6=1,068 (67)

Общий коэффициент частотных искажений (в разах):

М_Н.ОБЩ = М_Н.СР.ВХ • М_{Н.СР.ВЫХ} • М_Н.СЭ1 = 1,06•1,06•1,068 =1,2 (68)

Полученное значение М_Н.ОБЩ = 1,2 не превышает заданного в техническом задании М_н.зад=1,41.

2.5 Расчет цепей общей отрицательной обратной связи в двухкаскадном УМЗЧ

Параметры цепи общей отрицательной обратной связи должны быть такими, чтобы обеспечивалось требуемое значение глубины обратной связи F*_ОБЩ..

Расчетная формула для сквозной глубины общей отрицательной обратной связи, создаваемой с помощью цепочки R_Б1 R₁ и охватывающий предвыходной и выходной каскады:

F*_ОБЩ. =1+в* К_ОБЩ =1+R • К_ОБЩ /(R_Б1+R) (69)

(70)

- результирующее сопротивление по переменному току между базой транзистора VT1 и общим проводом схемы;

в* = U*_mос/U_m.вых. = R/( R_Б1+R) = 154/(560+154) = 0,42 (71)

- коэффициент передачи напряжения цепи обратной связи от выхода схемы до входа транзистора VT1;

К_ОБЩ = U_mВЫХ/U_mБ1 =2,1/0,14 =15 (72)

-общий коэффициент усиления напряжения предвыходного и выходного каскадов схемы.

Подставляя полученные значения в* и R, получим: F*_ОБЩ =1+0,42•15=7,3

Полученное значение бльше рассчитанного в предыдущей главе. Это значит, что значение глубины общей отрицательной обратной связи по переменному напряжению при рассчитанных ранее значениях R_Б1 R₁ достаточно.

2.6 Расчет необходимого усиления и количества предварительных каскадов бестрансформаторных усилителей звуковых частот

Необходимо определить, обеспечивает ли источник сигнала на входе схем УМЗЧ требуемые значения напряжения и тока сигнала. Тогда можно будет решить вопрос о необходимости предварительных каскадов. Сначала найдем основные входные данные УМЗЧ.

1. Требуемое входное напряжение сигнала на входе:

U_{mВХ1ТРЕБ} = U_mБ1 = (U_{Б. МАКС1} - U_{Б. МИН1})/2 = (0,75-0,47)/2 = 0,14 В (79)

2. Требуемый ток сигнала на выходе этих схем из-за влияния параллельной по входу общей обратной связи I_{mВХ1ТРЕБ:}

I_{mВХ1ТРЕБ} = I_mБ1 + I_mR1 + I_mОС.Rб1 , (80)

где I_mБ1 = U_mБ1/ R_ВХVT1 = 0,14/342 = 0,4 мА (81)

I_mR1 = U_mБ1/ R₁=0,14/390 = 0,35 мА (82)

I_mОС.Rб1 =( U_mБ1 + U_m1ВЫХ)/ R_Б1 =(0,14+2,1)/560 = 4 мА (83)

Подставим полученные значения в выражение (80):

I_{mВХ1ТРЕБ} = 0,4+0,53+4 = 4,93 мА (84)

3. Входное сопротивление схем из-за влияния параллельной по входу обратной связи будет меньше, чем без обратной связи и находится по формуле:

R_ВХ1 = U_{mВХ1ТРЕБ} / I_{mВХ1ТРЕБ} = 0,14/4,93•10^-3 =28,4 Ом (85)

4. Входная емкость схемы из-за влияния параллельной по входу ООС будет больше, чем без ООС:

С_ВХ1 = С_ВХ.ДИН1 + С_{ПРОХ.Rб1}(1+К_ОБЩ) (86)

С_ВХ.ДИН1=С_БґЭ.VT1+C_БґКVT1(1+K_VT1) (87)

-входная динамическая емкость транзистора VT1

С_БґЭ.VT1 =1/(2р r_эf_гр) (88)

r_э = 0,026/i_К01 =0,026/(8,58•10^-3)=3 (89)

С_БґЭ.VT1 = 1/2р•3•2510⁶=3,5 нФ

C_БґКVT1 =10 пФ- проходная емкость VT1 (справочный параметр)

K_VT1 = U_mВХ2(3) / U_mБ1 =2,22/0,14 =15,9 (90)

-коэффициент усиления по напряжению каскада на VT1.

Зная C_БґКVT1 С_БґЭ.VT1 и K_VT1 определим С_ВХ.ДИН1 по формуле (87)

С_ВХ.ДИН1 =3,5•10^-9+10^-11(1+15,9) ? 4 нФ.

С_{ПРОХ.Rб1} ?1пФ - проходная емкость резистора R_св

К_ОБЩ = U_mВЫХ / U_mБ1 =2,1/0,14=15 (88)

Теперь зная К_ОБЩ С_{ПРОХ.Rб1} и С_ВХ.ДИН1 определим С_ВХ1 по формуле (86):

С_ВХ1 =4•10^-9+10^-12(1+15)=4,016 нФ.

Амплитуда тока сигнала и амплитуда напряжения сигнала, развиваемые источником сигнала на входе схемы:

I_mВХ1 = Е_mИСТ/ (R_ИСТ+ R_ВХ1) = 1/(1000+28,4)=0,97 мА (89)

U_mВХ1 = I_mВХ1 •R_ВХ1 =28,4•0,97•10^-3=0,03 В (90)

Проверим выполнение условий:

I_mВХ1 ? I_{mВХ1треб} U_mВХ1? U_{mВХ1треб} (91)

0,97 мА <4,93 мА 0,03 В<0,14 В

Условия не выполняются. Поэтому необходимо в схему ввести предварительные каскады, число которых должно быть достаточным для выполнения вышеуказанных условий.

Необходимые общие коэффициенты усиления по току и по напряжению предварительных каскадов:

К_{Т.ПРЕДВ.ОБЩ} =(1,3…1,5)I_{mВХ1ТРЕБ} / I_{mВХ1ПРЕДВ} =1,5•4,93/0,5=15 (92)

К_{.ПРЕДВ.ОБЩ} =(1,3…1,5)U_{mВХ1ТРЕБ} / U_{mВХ1ПРЕДВ} =1,5•0,14/0,5=0,42 (93)

где амплитуды входного тока сигнала I_{mВХ1ПРЕДВ} и входного напряжения сигнала U_{mВХ1ПРЕДВ} определяются как:

I_{mВХ1ПРЕДВ} = Е_mИСТ/ (R_ИСТ+ R_{ВХ1предв})=1/(1000+1000)=0,5 мА (94)

U_{mВХ1ПРЕДВ} = I_{mВХ1предв} •R_{ВХ1предв} =0,5•10^-3•10^-3=0,5 В (95)

где R_{ВХ1предв} - входное сопротивление первого предварительного каскада, которое в случае использования в каскаде биполярного транзистора при включении по схеме с общим эмиттером принимают рамным 1 кОм.

Расчет числа предварительных каскадов выполним исходя из требуемого значения К_{Т.ПРЕДВ.ОБЩ:}

К_{Т.ПРЕДВ.ОБЩ} = Кⁿ_{Т1.ПРЕДВ.} (96)

Выберем из справочника транзистор КТ501А с h_21э=20…60 С_{К VT} =50 пФ

f_гр =5 МГц, учтя что:

f_h21э =122кГц ? 24 кГц

Учитывая, что К_{Т1.ПРЕДВ} =(0,8…0,9) h_21э, получим: К_{Т1.ПРЕДВ} = 0,9•20 = 18

К_{Т.ПРЕДВ.ОБЩ} = 18 при n=1

2.7 Расчет емкостей переходных конденсаторов С_Р.ВХ С_Р.ВЫХ и блокировочного конденсатора С_Э1 в УМЗЧ

Емкости переходных конденсаторов С_Р.ВХ, С_Р.ВЫХ и блокировочного конденсатора С_Э1 должны быть достаточно большими, чтобы они выполняли свои функции не вызывая на нижней рабочей частоте сигнала частотные искажения больше допустимых, а переходный конденсатор С_Р.ВЫХ , выполняющий еще и дополнительную роль источника питания нижнего плеча выходного каскада в те полупериоды, когда верхнее плечо запирается, а нижнее отпирается, не вызывал нелинейные искажения из-за уменьшения на нем питающего напряжения вследствие разряда в эти полупериоды.

Сточки зрения допустимых частотных искажений на нижней частоте:

(97)

где - выходное сопротивление транзистора VT2 с учетом местной ООС по напряжению в выходном каскаде и с учетом общей ООС, охватывающей предвыходной и выходной каскады.

(98)

где - выходное сопротивление соответствующего транзистора без обратной связи, которое принимают равным (99)

(100)

- петлевое усиление местной обратной связи, вычисленное при холостом ходе со стороны выхода схемы;

(101)

(102)

(103)

- петлевые усиления местной обратной связи и общей обратной связи, которые найдем через глубины местной и общей обратной связи при заданной нагрузке.

Глубина местной обратной связи:

(104)

(105)

-коэффициент усиления по току выходного каскада

- выходное сопротивление предвыходного каскада, которое принимает вид при условии .

С точки зрения допустимых нелинейных искажений емкость конденсатора должна быть не меньше:

C_р.вых i_{к.максVT2} / (2••f_н•E), (106)

где для предупреждения заметных нелинейных искажений изменения напряжения питания E транзистора VT3 нижнего плеча за время, равное полупериоду нижней частоты сигнала f_н, не должны превышать

E =(0,1...0,15)Е_в/2 = 0,1 • 9/2 = 0,45 (107)

Тогда C_р.вых = 0,2625 / 6,28 • 150 • 0,45 = 620 мкФ. Теперь выбираем большее C_р.вых = 620 мкФ.

Емкость конденсатора С_р.вх определяется с точки зрения допустимых частотных искажений на нижней частоте f_н сигнала М_н.ср.вх:

(108)

где R_вх1 - входное сопротивление схемы с учетом влияния имеющейся параллельной по входу общей отрицательной обратной связи;

R_вых.np - выходное сопротивление тракта, предшествующего входу схемы, которое равно 1 кОм;

(109)

Емкость блокировочного конденсатора С_э1 находят, исходя из допустимых частотных искажений Мн.сэ1) на нижней частоте сигнала f_н:

(110)

(111)

-эквивалентное выходное сопротивление тракта, предшествующего входу транзистора VT1:

R_вых.пр - выходное сопротивление тракта, предшествующего входу схемы которое было определено раньше, при расчете емкости С_РВХ ;

R_д1- результирующее сопротивление делителя в цепи базы транзистора VT1;

R_выхVT1 - входное сопротивление транзистора VT1.

В итоге получим:

. (112)

2.8 Расчет предварительного каскада с резисторно - конденсаторной связью на биполярном транзисторе, включенном по схеме с общим эмиттером

Предварительный каскад с резисторно - конденсаторной связью на БТ, включенном по схеме с ОЭ является одним из наиболее часто применяемых предварительных каскадов. На рис.1 приведена принципиальная схема такого каскада на транзисторе структуры n-p-n. Это однотактный каскад в режиме «А» с фильтром R_фC_ф, осуществляющим развязку между каскадами по цепям питания и дополнительное сглаживание пульсаций питающего напряжения Е_в. Фильтр включается в цепь подачи смещения БТ. Вопрос о применении фильтра в общем случае был решен с учетом данного вида питания и запаса питающего напряжения Ев.

Расчет ведется в следующем порядке:

1. Выберем постоянный коллекторный ток I_к0 и постоянное коллекторное напряжение U_к0, постоянный ток базы I_б0 и постоянное напряжение U_б0 на базе относительно эмиттера транзистора VT.

Ток покоя коллектора I_ко предварительного каскада должен быть в несколько раз больше амплитуды тока на входе следующего каскада:

I_{mвх сл} = U_{mвх сл} / R _{вх сл}, (113)

и в то же время не меньше примерно 1 мА, т.к. при малых величинах постоянного тока коллектора ухудшаются усилительные свойства транзисторов:

(1.0)мА I_к0 (3…5)I_{m вх сл}

Пусть I_к0 = 1,3 мА;

Постоянное коллекторное напряжение U_к0 предварительного каскада должно в несколько раз превышать амплитуду напряжения сигнала U_{m вх сл} на входе следующего каскада:

U_к0 (1,2…1,3)U_нас + (1,5…3) U_{m вх сл};

Пусть U_к0 =5 В;

Выбираем транзистор КТ 501 А.

Ток смещения находится по выражению:

I_бо = I_ко/h_21э = 1,3•10^-3/34,6 = 0,04 мА (114)

h_21э = h_21эмин•h_21эмакс = 20•60 = 34,6 (115)

При отсутствии входной характеристики напряжение смещения полагаем U_бо ?0,5 В.

2. Далее находим сопротивление резистора связи R_к. Для этого определим величину эквивалентного сопротивления R_эв выходной цепи каскада, допустимую с точки зрения обеспечения отводимого на входную цепь значения коэффициента частотных искажений М_{в Со вых}.

(116)

М_{в Со вых} = 1,1

-примерное значение коэффициента частотных искажений.

C_0вых = C_выхVT+ C_м + С_{вх сл} (117)

- эквивалентная емкость, шунтирующая выходную цепь каскада на ВЧ;

C_вых = С_{к VT} = 50 пФ - приводимая в справочнике выходная емкость транзистора;

C_м = 5 пФ емкость монтажа; С _{вх сл} = С_{р вх} = 3,2 мкФ;

С_0вых = 3,2 мкФ;

(118)

Пусть Rэв = 3 Ом;

Рассчитываем допустимое значение

R_к=R_эв•R_вхсл/ (R_вхсл-R_эв) =126•342/(342-126 ) = 200 Ом (119)

3. Затем рассчитывают сопротивление резистора эмиттерной стабилизации R_э в цепи эмиттера и сопротивления резисторов делителя смещения R_б, R в цепи базы транзистора VT.

Сопротивление резистора рассчитывают исходя из двух условий:

1) из условия обеспечения требуемой стабильности тока I_к0:

2) из условия имеющегося запаса питающего напряжения Е_в;

Практически сопротивление R_э рассчитывается по выражению:

R_э = U_0Rэ / (I_ко + I_бо )= 1,94/ (1,3+0,04) •10^-3 = 1,4 кОм (120)

где выбор напряжения U_0Rэ подчиняют выполнению условий 1) и 2).

Для выполнения условия 1) напряжение U_0Rэ выбирают по соотношению:

U_0Rэ (0,2…0,3) Uкo = 0,3 • 5 = 1,5 В;

Для выполнения условия 2) выбранное значение U_0Rэ должно удовлетворять уравнению Кирхгофа:

U_0Rэ = Е_в - U_кo - I_кo • R_к - U_o • R_ф = 9- 5 - 1,3 • 10^-3 • 200 - 1,8 =1,94 В (121)

в котором потери питающего напряжения U_0Rф на R_ф фильтра R_фC_ф обычно берут в пределах U_0Rф 0,2Е_в = 0,2•9=1,8В. Пусть U_0Rф = 1,8В;

Сопротивления резисторов делителя смещения в цепи базы транзистора VT находят по формулам:

R_б = (Е_в- U_0Rф -U_бo-U_0Rэ)/(I_д+I_бо )= (9-1,8-0,5-1,94)/(0,4+0,04)•10^-3 = 10,8 кОм (122)

R = (U_бo+U_0Rэ)/ I_д = (0,5 +1,94)/0,4•10^-3 = 6,1 кОм (123)

где Iд - ток делителя смещения, которым задаются в пределах:

Iд = (5…10) Iбо = 0,4мА.

Сквозная глубина по постоянному току определяется выражением:

F* = 1 + h_21э•R_э/(R_д+R_{вх vт} )= 1 + 34,6 • 1,4 / (3000+692 )= 56,76 (124)

4. Входное сопротивление транзистора VT находят как:

R _{вх vт} = r_бб' + 0.026/(1+h_21э) = 0.026/1,3•10^-3 (1+34,6)=342 Ом (125)

r_бб' - сопротивление базы, приводимое в справочнике (отсутствует).

5. Коэффициенты усиления тока каскада по коллекторной цепи К_т и по выходу схемы К_т' будут:

К_т = h_21э•R_эв/R_к = 34,6•126/ 126=34,6 (126)

К_т' = К_т•R_к/R_{вх сл} =34,6•126/342=15 (127)

R_к = (R_к•R_вх.сл)/(R_к + R_вх.сл) =200•342/(200+342) = 126 Ом (128)

- сопротивление коллекторной нагрузки транзистора VT;

Коэффициент усиления напряжения каскада будет равен коэффициенту усиления напряжения транзистора:

К = h_21э•R_эв/R_{вх vт} = 34,6•200/342 =20 (129)

6. Входное сопротивление каскада с учетом делителя смещения будет определяться параллельным соединением входа транзистора VT и его делителем смещения R_б, R:

R_{вх пр} =(1/R_вхvт+1/R+1/R_б)^-1=(1/342+1/6,1•10³+1/10,8•10³)^-1 = 316 Ом (130)

7. Входная емкость каскада определяется выходной динамической емкостью транзистора VT:

C_вх.пр=С_вх.дин=1/(2•r_э•f_гр)+С_б'к(1+К)=1/(6,28•20•5•10⁶)+50•10^-12•21= 2,6нФ (131)

r_э = 0,026/I_ко=20Ом - сопротивление эмиттерного перехода транзистора VT;

С_б'к = C_к = 50 пФ - емкость коллектора транзистора VT;

f_гр = 5 МГц- граничная частота, приводимая в справочнике;

8. Определяем требуемый уровень сигнала на входе каскада.

Амплитуда напряжения сигнала U_{mвх пр} на входе каскада:

U_{mвх пр} = U_{mвых пр}/К = 0,68/20 = 0,03 (132)

U_{mвых пр} = U_{mвх сл} =0,68 В (133)

Амплитуда входного тока транзистора VT и амплитуда входного тока всего каскада в целом будут определяться выражениями:

I_{mвх vт} = U_{mвх пр} / R_вхvт = 0,03/342= 87,8мкА (134)

I_{mвх пр} = U_{mвх пр} / R_{вх пр} = 0,03/ 316 = 94,5 мА (135)

9.Расчет емкостей конденсаторов C_{р вых} и С_э каскада производится с точки зрения отводимого, а каскад коэффициента частотных искажений М_нсэ на нижней рабочей частоте, который распределяется поровну на выходную цепь C_{рвых пр}, R_{вх сл} и эмиттерную цепь C_э, R_э предварительного каскада:

М_{н Ср вых пр} = М_нСэ = М_нпр = 1,05 раз;

С_{рвых.пр}1/2••f_н• (R_эн + R _{вх сл} ) •(М² _{нСрвых пр} - 1) =

= 1/6,28 • 150 • (200+12,3)*0,32 = 404 мкФ (137)

R_эн = R_{вых vт}• R_к/ (R_{вых vт} + R_к )? R_к =200Ом (138)

- эквивалентное сопротивление параллельно действующих по переменному току R_{вых vт} и R_к;

С_э (1+К_т)/(2 • • f_н • (R'_ист+R_{вх vт}) • (М²_нСэ-1))=

=(1+34,6)/(6,28 • 150 • (796+342) • 0,35) = 102мкФ (139)

R'_ист=(1/R_ист+1/R+1/R_б)^-1 = (1/1000+1/6100+1/10800) = 796Ом (140)

понимается эквивалентное сопротивление на средних частотах тракта, предшествующего транзистору VT;

10.В отношении расчета фильтра R_фC_ф в цепи базы транзистора сопротивление R_ф рассчитывают по выражению:

R_ф=R”_Б=R_Б/4=10.8•10³/4=2.7кОм,

так как рассчитанное выше сопротивление R_Б разбивают на 2 части R_Б = R'_Б + R”_Б.

При этом R'_Б =3 R_Б /4 =2 кОм.

Емкость C_ф рассчитаем так:

C_ф (50…100)/(_н • R_ф )=100/150 • 2700 =240мкФ;

Проверяем, обеспечивает ли источник сигнала на входе предварительного каскада требуемые амплитуды входного тока I_mвх.пр и входного напряжения U_{m вх пр} сигнала:

E_mист / (R_ист + R_{вх пр})=1/1000+316 =760 мкА I_{m вх} = 20,5мкА (141)

E_mист • R_{вх пр}/ (R_ист + R_{вх пр}) = 1 • 316/1316 = 0,24U_{m вх пр} = 0,005В (142)

Оцениваем коэффициент частотных искажений входной цепи на нижней частоте сигнала:

М_нСовых=1+(_в • C_овых • R_{эв вх пр})²= (1+[50,24 • 10³ • 2,605 • 10^-9 • 273])² = 1,00064 (143)

С_овх = С_{вых ист} + С_м + С_{вх пр} = 5пФ + 2,6нФ = 2,605нФ (144)

- эквивалентная емкость шунтирующая входную цепь каскада на верхних частотах;

С_{вых ист} - выходная емкость источника сигнала, которой можно пренебречь, что и делается;

С_м = 5 пФ - емкость монтажа;

C_{вх пр} -входная емкость предварительного каскада;

R_э.вх.пр = R_ист • R_{вх пр}/ (R_ист + R_{вх пр}) = 1000• 316/1000+316 = 273 Ом (145)

- эквивалентное сопротивление входной цепи предварительного каскада на ВЧ.

Определим емкость C_{р вх пр} с точки зрения отводимого на входную цепь на нижней рабочей частоте коэффициента частотных искажений:

C_{р вх пр} 1/[2 • •f_н • (R_ист + R _{вх пр}) (М² _{нСрвых пр.}-1)] = 1/[6,28 •150 •1 •10³ •0,32]= 3,3мкФ (146)

...