Электроника и микросхемотехника

Регулировка амплитуды выходного синусоидального напряжения инвертора в схеме рис. 47 осуществляется за счёт ШИМ. Например, если изменяется от 0,5 (Uвых =0) до , то при U2 вых < U1 вых.

Рис. 48. Зависимость напряжения на обмотке АД от частоты для поддержания постоянного момента вращения (а) и зависимость скорости АД от момента (б)

Приведённая на рис. 47 силовая схема соответствует структуре автономного инвертора напряжения, в котором существует строгая и однозначная зависимость напряжения Uд в источнике постоянного тока от напряжения в нагрузке (это источник напряжения). При работе инвертора как источника напряжения на активно-индуктивную нагрузку (АД), батарея конденсаторов фильтра C, помимо функции сглаживания выпрямленного напряжения, обеспечивает обмен реактивной энергии между АД и источником постоянного тока (в этот момент диоды моста закрыты). Для реализации обмена необходимы обратные диоды, включённые параллельно IGBT-транзисторам инвертора, через которые протекают токи, обусловленные процессом возврата реактивной энергии от АД в ёмкость фильтра C.

Устройство «слива» энергии необходимо (как и для ДПТ) для реализации режима динамического торможения и, конечно, для создания необходимого значения тормозного момента вместо режима рекуперации. Эта схема собрана на базе ключевого IGBT-транзистора, обратного (параллельно IGBT) и разделительного диодов для относительно маломощных АД (до 5 кВт). В более мощных схемах используются специальные тормозные блоки, управляющие процессом сброса энергии во внешний резистор Rт в функции уровня напряжения на шинах источника постоянного тока (на конденсаторе C).

Широко использовалась схема для управления АД (также и СД), называемая инвертор с естественной коммутацией (LCI - Load-Commutated Inverter) (рис. 49). Приведенная схема является источником тока, так как имеет место однозначная зависимость тока Iд в источнике постоянного тока (Uист const) от тока нагрузки (АД). При питании асинхронного двигателя (или СД) на ключах в момент коммутации тока возникают значительные напряжения, для снижения которых по специальной методике подбираются значения емкостей конденсаторов.

Рис. 49. Схема управления двигателем переменного тока с естественной коммутацией (а) и формирование кривой выходного напряжения при четырёх импульсах в линейном напряжении и шести импульсах в фазовом пространстве (б)

Частота управления двигателем регулируется с помощью ключей инвертора. Законы управления тиристорами инвертора очень сложны (рис. 49,б). Реализуются с помощью микроконтроллера (иногда микропроцессора). Как правило, решаются уравнения замещения каждого конкретного двигателя переменного тока с использованием информации о фазных токах (два датчика тока) двигателя и его скорости (тахогенератор) в каждый момент времени. Иначе ошибки даже в 1% при двигателе в 1000 кВт выливаются в потери 10 кВт. Такие же проблемы присущи и схеме рис. 47. При коммутации тиристоров схемы рис. 49 возникают моменты, когда в стойке схемы (например, VS1, VS2) на короткое время будут открыты оба тиристора. Но под действием ЭДС самоиндукции при возрастании фазового тока и генераторного режима двигателя ранее открытый тиристор закрывается сам по себе (отсюда название - естественная коммутация). Важнейшей особенностью схемы рис. 49 является возможность рекуперации электроэнергии в сеть при переходе двигателя в генератор (в качестве выпрямителей - тиристоры). В этом случае в отличие от схемы рис. 47 без схемы «слива» на достаточном уровне поддерживаются тормозные режимы работы электропривода.

В качестве ключевых элементов схемы рис. 47, кроме IGBT, могут выступать другие полностью управляющие приборы (БТ, MOSFET, MCT, GTO и их разновидности), способные выдерживать необходимые для АД токовые нагрузки и допустимые напряжения. Мощные MOSFET-транзисторы могут рассматриваться в качестве конкурентоспособных ключей для сферы применения только при относительно низких напряжениях (менее 200В). Наиболее предпочтительными в СУ двигателями переменного тока являются транзисторы IGBT и тиристорные ключи. Выбор конкретного типа ключа определяется сферой применения АД, которые отличаются уровнем токовой нагрузки. Например, в сфере индустриального электропривода на токи до 200 А преимущественно применяются IGBT- и MCT-ключи с рабочим напряжением 600, 1200 и 1700 В. Для применения в системах городского электротранспорта при токах нагрузки в несколько сотен ампер эффективны сборки модульных конструкций IGBT и GTO-тиристоров. В системах электроподвижного железнодорожного транспорта и метрополитена должны применяться ключи с повышенной плотностью выходного тока, так как токи нагрузки здесь достигают нескольких тысяч ампер.

Схемы управления с мостовыми ключами в виде законченного модуля выпускаются различными фирмами под названием «преобразователи частоты для двигателей переменного тока», но это ноу-хау каждой фирмы. Последние разработки ПЧ (95% выпускаемых модулей) выполняются на базе IGBT-структуры и имеют очень развитый интерфейс на внедрение в любую СУ вплоть до выхода в Интернет.

Все вышеперечисленные ключевые приборы интенсивно развивались в последние десятилетия. В самых первых схемах управления АД использовался управляемый преобразователь переменного тока в постоянный (Uвых = var), большой дроссель и набор из шести однооперационных тиристоров (SCR) в качестве инвертора (преобразователя постоянного тока в переменный). Эта схема, известная под названием токовый инвертор (CSI - Current Source Inverter) очень терпима к авариям в нагрузке и может работать в широком диапазоне частот на выходе (рис. 50). Узел преобразователя работает в режиме регулировки выходного напряжения с ограничением тока нагрузки. Напряжение определяется требованиями нагрузки и обычно пропорционально выходной частоте (рис. 48,а). Принципиальными недостатками являются цена, вес и габариты дросселя, наличие больших гармоник в токе потребления.

Рис. 50. Схема управления АД с токовым инвертором

3.2 Преобразователи электрической энергии для питания АДД

3.2.1 Амплитудное управление

В следящих электроприводах малой мощности на базе АДД наиболее просто могут применяться амплитудное, фазовое, конденсаторное управление. В более мощных чаще всего может использоваться амлитудно-частотное управление, как и для рассмотренных выше трёхфазных АД.

Схема для амплитудного управления АДД приведена на рис. 51,а. Обмотку возбуждения ОВ подключают к сети номинальной частоты и номинальной амплитуды U1. На обмотку управления ОУ от источника питания ИП подают сигнал - напряжение управления Uу, сдвинутое по фазе относительно напряжения возбуждения Uв на угол 90°. Управление частотой вращения ротора осуществляют путём изменения амплитуды Uу при неизменной его фазе (рис. 51,б).

Рис. 51. Схема амплитудного управления исполнительным АДД

Для управления маломощными АДД могут быть использованы схемы с линейными усилителями мощности на БТ, один их учебных вариантов реализации такой схемы представлен на рис. 52.

Для управления АДД необходимо чтобы напряжение на его обмотках (ОУ и ОВ) имели сдвиг фаз (± для реверса). В рассматриваемой схеме привода этот сдвиг осуществляется в цепи обмотки управления АДД введением фазовозвращателя ДА5 с фазосдвигающим звеном R32-C4. Соответствующим подбором параметров этого звена можно добиться того, что напряжение на выходе фазовозвращателя при постоянной частоте опорного сигнала (в данном примере fоп = 400 Гц) будет иметь место постоянный фазовый сдвиг в=90° по отношению к напряжению сети питания.

Транзистор VT9 и операционный усилитель ДА2 выполняют функцию модулятора. Вследствие фазового сдвига опорного напряжения, коммутирующего транзистор VT9 модулятора, на выходе ДА2 появится импульсное напряжение, первая гармоническая составляющая которого постоянно сдвинута по отношению к напряжению на ОВ на угол, равный 90°. Амплитуда этого напряжения пропорциональна сигналу рассогласования СУ Uвх (постоянный ток). Промодулированный сигнал управления поступает на вход активного фильтра на базе усилителя ДАЗ с двойным Т-образным мостом в цепи отрицательной обратной связи (R11..R14, C1..C3) с частотой резонанса 400 Гц. В результате на выходе активного фильтра будет присутствовать лишь первая гармоническая синусоидальная составляющая промодулированного сигнала управления с амплитудой, пропорциональной углу рассогласования. Этот электрический сигнал поступает на вход сумматора ДА4, являющегося сходным элементом усилителя мощности (УМ), выполненного на БТ, работающих в усилительном режиме (класс АВ). В контур отрицательной обратной связи операционного усилителя ДА4 входят открытые транзисторы УМ. За счёт такой глубокой отрицательной связи по напряжению существенно снижается его выходное сопротивление и происходит лианеризация его выходных характеристик. Выходной каскад УМ построен по полумостовой схеме (два мощных биполярных транзистора, а также два разнополярных источника питания).

Рис. 52. Cледящий электропривод переменного тока с амплитудным управлением

При отсутствии сигнала (Uвх = 0) все транзисторы УМ находятся в режиме, близком к режиму отсечки (см. параметрическое управление ДПТ). При появлении сигнала управления на выходе ДА4 появится сигнал управления УМ и происходит равнонаправленное изменение проводимостей верхней (VT6) или нижней (VT8) (БТ открываются) частей полумоста УМ. Поэтому при синусоидальном сигнале управления направление на выходе УМ привода будет также изменяться по синусоидальному закону. Фаза сигнала ОУ при смене знака Uвх изменится в узле модулятора (ДА2) на 180°, что приведёт к изменению направления движения выходного вала привода (к реверсу).

Амплитудное управление можно организовать с использованием мостовых ключевых схем, где в качестве ключей можно использовать (как и для ДПТ) управляемые (закрываются и отпираются за счёт сигнала управления) приборы типа IGBT, MOSFET, MCR, GTO. Схема построения таких УМ приведена на рис. 53,а; на рис. 53,б приведены необходимые диаграммы напряжений, поступающих на обмотки АДД. Схема управления для получения таких выходных напряжений сложна. Если же в электроприводе используется микропроцессор, то алгоритм управления управляемым источником питания U1 для обмотки ОУ и управления ключами мостовых схем может быть организован в виде программы. Амплитуда напряжения U1 должна быть прямо пропорциональна ошибке рассогласования, а частота коммутации ключей выбирается близко к fном двигателя.

Рис. 53. Импульсная схема амплитудного управления АДД (а) и диаграмма направления на ОУ и ОВ (б)

Недостаток такого импульсного управления заключается в том, что в выходном сигнале присутствуют большие гармоники, которые будут способствовать дополнительному нагреву АДД.

3.2.2 Фазовое управление

Схема для фазного управления АДД приведена на рис. 54,а. Обмотку возбуждения ОВ подключают к сети с номинальным напряжением. На обмотку управления ОУ от постоянного источника питания ИП подают напряжение, номинальное по значению и переменное по фазе относительно напряжения возбуждения. Управление частотой вращения ротора осуществляют путём изменения фазы напряжения управления Uу - угла в (рис. 54,б). При вращающееся поле имеет форму круга независимо от частоты вращения ротора, а при получаем пульсирующее поле, следовательно, скорость ротора буден равна нулю.

Рис. 54. Схема фазного управления исполнительного АДД

Учебную схему для фазного управления АДД (рис. 55) легко переделать из схемы для амплитудного управления (рис. 52). В этой схеме удалены ненужные узлы и введён фазовращатель, фаза которого пропорциональна углу рассогласования (ДА2). При смене знака напряжения рассогласования фаза в из запаздывающей станет опережающей, что вызовет реверс скорости АДД.

Рис. 55. Следящий электропривод переменного тока с фазовым управлением

3.2.3 Амлитудно-фазовое (конденсаторное) управление АДД

Схема для амплитудно-фазового управления АДД приведена на рис. 56,а. Обмотку управления ОУ подключают к сети через регулятор напряжения РН, напряжение Uу совпадает по фазе с напряжением сети U1. Сдвиг по фазе тока, а следовательно, и напряжения на обмотке возбуждения ОВ относительно напряжения обмотки ОУ осуществляют с помощью конденсатора C, который включают последовательно с обмоткой ОВ. Управление двигателем производят путём изменения напряжения управления. Несмотря на то, что фаза напряжения управления Uу постоянна (совпадает с фазой U1) (рис. 56,б), при регулировании Uу наблюдается одновременное изменение как фазы, так и значения напряжения Uв, прикладываемого непосредственно к обмотке ОВ. Такой эффект обусловлен тем, что в обмотке ОВ протекает разная величина тока Iв при изменении скорости двигателя.

Рис. 56. Схема конденсаторного управления исполнительного АДД

Учебную схему амплитудного управления АДД (рис. 52) можно реформировать для конденсаторного управления (рис. 57). Для этого необходимо исключить фазовращатель (ДА5) и последовательно с обмоткой ОВ включить конденсатор C.

Рис. 57. Следящий электропривод переменного тока с конденсаторным управлением

Следует отметить, что механические и регулировочные характеристики АДД при различных способах управления (амплитудном, фазовом, конденсаторном) близки между собой.

3.2.4 Релейное управление АДД

При релейном управлении АДД к источникам переменных напряжений, сдвинутых по отношению друг к другу на угол 90°, подключаются одновременно обе обмотки двигателя или отключаются от них. На рис. 58 приведена одна из принципиальных схем релейного привода переменного тока с АДД. Преобразователь энергии (УМ) построен на мостовой схеме (тиристоры VS1..VS4 вместе с обмотками ОУ, ОУ). Одна диагональ моста подключена к сети питания Uп, а другая - к фазосдвигающему конденсатору C. В схеме используются однооперационные тиристоры (SCR), поэтому источник Uп имеет синусоидальную (переменную) форму напряжения, что облегчает управление тиристорами (они закрываются сами), и АДД требует такие синусоидальные напряжения для нормальной работы.

На вход привода поступает сигнал рассогласования СУ, Uвх - на входы релейных усилителей ДА2 и ДА3 (это триггерные схемы). Параметры статических характеристик этих релейных усилителей (особенно зона нечувствительности) могут регулироваться резисторами R7, R14 и R10, R19. Эти усилители имеют равные по абсолютной величине, но противоположные по знаку уровни напряжений срабатывания Uср и отпускания Uотп. При сигналах управления, не вызывающих срабатывания (переключения) ДА2 или ДА3, на их выходах будут уровни напряжения, соответствующие ; на выходе ДА2 - положительное, но транзисторы VT1 и Vt2 будут закрыты. На вход силового блока коммутации обмоток АДД сигналы управления поступать не будут (обмотки АДД обесточены).

При происходит срабатывание одного из релейных усилителей (например, ДА2). Это, в свою очередь, приведёт к тому, что транзистор VT1 откроется и к излучающим светодиодам оптронов U1.1 и U2.1 будет приложено напряжение, что вызовет включение соответствующих им фототиристоров и тиристоров VS1 или VS2 (зависит от знака амплитуды Uп). Так как последние включены в цепь переменного тока Uп параллельно и встречно, то за время включенного состояния оптронов U1 и U2 в обмотках АДД протекает переменный ток (положительная полуволна - через VS2, отрицательная - через VS1). Одновременно через фазосдвигающий конденсатор C к Uп будет подключена обмотка возбуждения ОВ АДД. Ротор АДД начнёт движение, уменьшится значение Uвх. Обмотки АДД останутся подключёнными к Uип до тех пор, пока напряжение Uвх не снизится до напряжения отпускания Uотп, и обмотки АДД будут обесточены.

Если Uвх изменит знак, то переключится второй релейный усилитель (ДА3) и в работу включится вторая пара тиристоров VS3 и VS4. Теперь к выходу УМ непосредственно подключится ОВ, а ОУ через фазосдвигающий конденсатор C. Ротор АДД будет вращаться в другую сторону, пока снова не уменьшится |Uвх|.

При такой схеме поочерёдного подключения обмоток АДД желательно, чтобы его обмотки ОУ и ОВ были идентичны. Если это условие не выполняется, то для согласования параметров обмоток и их симметрирования в одной из диагоналей УМ используется автотрансформатор AT1, к которому подключена (рис. 58) обмотка управления.

Рис. 58. Релейный следящий привод переменного тока

4. УПРАВЛЕНИЕ РЕВЕРСИВНЫМ ШД

Реверсивный ШД работает синхронно с поступающими на вход импульсами или поворачивается на фиксированный угол от одиночного импульса, причём движение может быть в положительном и отрицательном направлении. Один из вариантов учебной схемы управления реверсивным ШД приведён на рис. 59. Для одного направления вращения ротора необходима коммутация фаз в последовательности 1-2-3-4, для реверса - 1-4-3-2, т.е. в схеме необходимо предусмотреть перекоммутацию лишь обмоток 2 и 4, что реализовано на логических схемах ДД7-ДД12. Управление этой коммутацией осуществляется при помощи двух управляющих сигналов «вперёд» и «назад», которые поступают в противофазе, т.е. если один управляющий сигнал имеет высокий потенциал, то другой принимает значение логического нуля (земля). В схеме последовательность или одиночный импульс поступают на вход счётчика (ДД1, ДД2) на двух счётных триггерах типа JК. В зависимости от количества поступающих входных импульсов на выходе счётчика (Q1, Q2) будут чередоваться четыре двоичных цифры: 00, 01, 10, 11, 00 и т.д. Четырёх наборов двоичных кодов достаточно для управления четырьмя фазами ШД. На выходе четырёх микросхем ДД3-ДД6 будут сигналы в соответствии с этими кодами (при 00 на выходе - ДД3 и т.д.). Выходы этих микросхем непосредственно (ДД3, ДД5) или через узел перекоммутации управляют ключевыми элементами, в качестве которых использованы «идеальные» ключи (при малых напряжениях - транзисторы MOSFET). В качестве ключей могут использоваться и другие типы полностью управляемых приборов (БТ, IGBT, GTO, MCT). Если управление ШД осуществляется единичными импульсами, то для экономии электрической энергии и увеличения срока работы ШД может использоваться микросхема ДД12 (ротор ШД с постоянными магнитами и имеется статический тормозной эффект). В случае одиночного импульса ёмкость C разрядится через резистор R3 до нуля, на выходах микросхем ДД3-ДД5 будут логические нули, и ключи отключат фазы ШД от источника Еп. Существенный недостаток схемы рис. 59 - неуправляемый скачкообразный поворот ротора ШД в ту или другую сторону при включении питания. Это связано с тем, что на выходе счётчика может установиться любой код, и этот код не синхронизирован с положением ротора ШД.

Рис. 59. Схема управления реверсивным ШД

5. ФОРМИРОВАНИЕ ИМПУЛЬСОВ УПРАВЛЕНИЯ (ФИУ)

Преобразователи электрической энергии состоят из силовой (усилители мощности) и управляющей частей, находящихся в непрерывном взаимодействии.

Силовая часть, выполненная на управляемых ключах, обеспечивает передачу и преобразование энергии от источника питания к нагрузке. Задача управляющей части - управление потоком энергии, а также сбор и обработка информации о состоянии и функционировании всей системы преобразователя и диагностика её неисправностей (в простейшем случае - реагирование на недопустимо высокие токи и напряжения). Необходимые характеристики системы управления определяются схемой и режимом работы преобразователя. Например, в ведомых сетью питания преобразователях с естественной коммутацией силовых ключей (управляемые выпрямители, ведомые инверторы, реверсивные преобразователи, преобразователи частоты с непосредственной связью) системы управления строятся на основе регулирования фазы управляющих сигналов (импульсно-фазовое управление). Суть метода управления заключается в изменении момента подачи отпирающих импульсов ключа по отношению к синусоидальной кривой напряжения сети (изменение угла управления б для отпирания ключа).

В общем случае ФИУ должен выполнять следующие задачи:

1. Формирование неискажённого синусоидального напряжения соответствующей амплитуды и фазы на основе питающего напряжения при потенциальной (гальванической) развязке с сетью. Иногда синтезируется автономный генератор синусоидальной формы (или типа «меандр», «пилы»).

2. Получение необходимых синхроимпульсов с частотой, кратной источнику сигнала.

3. Формирование угла управления б, отсчитываемого от начала полупериода сигнала источника.

4. Формирование длительности управляющих импульсов для чёткого срабатывания элементов силовой части.

5. Распределение импульсов управления на элементы силовой части.

6. Формирование форсирующего фронта отпирания и спада запирания, усиление импульсов управления.

7. Передача импульсов на управляющие электроды мощных элементов силовой части, потенциальная развязка.

Система управления импульсными преобразователями постоянного напряжения строится на основе импульсных методов регулирования выходных напряжений. Здесь также применяются широтно-импульсный метод регулирования, изменяющий длительность управляющих импульсов при неизменной частоте их следования, а также частотно-импульсный метод, соответственно изменяющий частоту следования импульсов при постоянной длительности. Наибольшее распространение получили СУ первой группы, содержащие специальный широтно-импульсный модулятор, управляющий работой регулирующего ключа (рис. 60).

Существует множество вариантов получения опорного сигнала для фазового управления тиристорами. Среди них можно упомянуть фазосдвигающие цепи, схемы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), схемы управления с линейным и косинусоидальным сравниваемым сигналами и программируемые счётчики.

Рис. 60. Принцип ШИМ

Большинство из них может быть реализовано как в виде специальных устройств, так и в форме программ управления микропроцессором. Когда достаточно постоянного значения угла задержки из малого диапазона их значений, следует использовать простейшую RC-цепь. Каскадным включением RC-цепей диапазон может быть расширен. В программируемых счетчиках используется высокочастотный опорный сигнал, начало которого приходится на определенное значение напряжения в линии питания. Счетчик считает периоды опорного сигнала для определения задержки времени включения тиристоров. Если частота опорного сигнала не синхронизирована с частотой питающей сети, то возможно некоторое дрожание угла задержки включения, однако его можно уменьшить, увеличив частоту опорного сигнала. В схемах ФАПЧ опорная частота синхронизируется с частотой сети путем использования счетчика и фазового компаратора.

Опорный сигнал, полученный для одной фазы сетевого напряжения, может быть использован для управления всеми шестью тиристорами в трехфазном мосте. Но это способно привести к некоторой асимметрии выходного напряжения при неполной сбалансированности фаз сетевого напряжения. По этой причине предпочтительным является использование трех опорных сигналов, каждый из которых привязан к своей фазе. Почти все системы с фазовым управлением имеют общий недостаток - нелинейную зависимость между напряжением управления и выходным напряжением преобразователя, связанную с тем, что угол задержки включения пропорционален напряжению управления, а выходное напряжение пропорционально косинусу этого угла. Однако программными способами эта зависимость может быть линеаризована.

Существует схема управления с косинусоидальным сравниваемым сигналом, которая обладает свойством линейности передаточной характеристики. В ней напряжение между фазами интегрируется и инвертируется, что позволяет получить напряжение, сдвинутое на 90? относительно межфазного. Затем постоянное управляющее напряжение сравнивается с этим напряжением, а сигнал включения тиристора вырабатывается в момент их равенства. Угол задержки включения тиристора в этом случае представляет собой арккосинус линии пересечения, а приведенное к единице выходное напряжение преобразователя пропорционально косинусу угла задержки включателя. Эти схемы обеспечивают диапазон регулировки угла задержки до 180?, что дает возможность получения полного управления инвертором (рис. 61).

Кроме линейности данная схема управления обладает свойством стабилизации из-за нестабильности питающей сети. При возрастании линейного напряжения увеличивается его косинус, и момент включения тиристоров будет запаздывать.

Еще одним важным устройством этой схемы является её высокая помехоустойчивость, обусловленная применением интегратора (это фильтр). В других схемах управления сильные шумы и помехи в питающей цепи способны приводить к сбоям и неполадкам в работе.

Рис. 61. Принцип работы схемы управления с косинусоидальным сравниваемым сигналом

СУ автономными инверторами требуют модификации алгоритма переключения вентилей, что обусловлено специфическими режимами работы того или иного преобразователя. Например, в автономных инверторах (рис. 47) используют различные длительности открытого состояния ключа при широтно-импульсном способе формирования и регулирования выходного напряжения (этот способ иногда называют широтно-временным)

Как правило, мощности выходных сигналов цифровых схем управления недостаточно для надежной работы силовых ключей. По этой причине в системах управления используют выходные усилители (если ключ - это мощный каскад, то выходные усилители - предмощный каскад). Данные схемы должны обеспечивать также уровни сигналов управления, чтобы потери мощности в выключенном или открытом состоянии ключа, а также в динамических режимах переключения были минимально возможными и суммарно не превышали допустимых пределов. Важнейшей дополнительной функцией предмощного усилителя является защита силового ключа. Это осуществляется путем контроля за определенными электрическими параметрами ключа и обеспечением его выключения подачей дополнительного запирающего сигнала. В большинстве случаев предмощный каскад обеспечивает также потенциальную развязку между силовой и информационной частью преобразователя. Для цепей управления мощными полупроводниковыми ключами многими фирмами разработаны специальные интегральные схемы управления силовыми ключами, называемые драйверами (driver).

5.1 Основные типы формирователей импульсов управления (ФИУ)

Часть системы управления преобразователем, которая формирует логику входных сигналов силовых ключей, а затем усиливает до требуемых уровней тока и напряжения, называется формирователем импульсов управления. Таким образом, в структуре ФИУ различают информационно-логическую часть (ИЛЧ) и усилитель управляющих импульсов (УИ) (предоконечный усилитель). Функцией УИ является формирование мощных импульсов, согласованных по напряжению (полярность и амплитуда) с управляющей цепью силового ключа данного типа. Основным источником помех для системы управления является силовая часть преобразователя и частично усилительный блок ФИУ. Протекание силовых токов большой амплитуды создает проблемы в надежности функционирования системы управления и может явиться причиной отказов в её работе.

В качестве примера на рис. 62 представлена мостовая схема, в которой блок управления имеет непосредственную связь с силовой шиной преобразователя. При отпирании или запирании нижнего ключа в левой стойке мостовой схемы на шине силового тока наводится напряжение помехи , обусловленное паразитной индуктивностью силового провода. К примеру, двухсантиметровый отрезок провода имеет собственную индуктивность 10 нГн (мелочь). Если проводник имеет петлевую форму, то L в 2,5 раза больше. Когда транзистор закрывается, току Iк требуется цепь разряда (протекания), однако, поскольку её нет, ток уменьшается со скоростью закрытия транзистора. Напряжение на паразитной индуктивности в этот момент будет .

Рис. 62. Влияние силовой части преобразователя на работу системы управления

Таким образом, при (что в два раза меньше, чем максимально возможный параметр для MOSFET) и L=10 нГн имеем (это уже не мелочь).

При этом потенциалы указанных на схеме точек изменяются: . С точки зрения системы управления даже при меньших потенциалах это вызывает следующие проблемы:

1. Так как , включение левого нижнего плеча будет происходить с большой задержкой.

2. Так как , входное напряжение на закрытом правом нижнем ключе возрастает.

3. Так как , по общей шине системы управления начинает протекать паразитный ток обратной связи, который увеличивается с ростом силового тока и паразитной индуктивности. Это может привести к сбоям в системе управления, особенно в структуре ИЛЧ (необходимо тщательно прорабатывать схему монтажа для уменьшения длины проводников).

Кроме указанных факторов, следует учесть и ценовой, а также тот, что при аварии (пробое диодов, транзисторов и т.д.) в какой-либо части преобразователя выгорает вся схема.

По указанным причинам во всех мощных преобразователях осуществляют потенциальную (гальваническую) развязку между силовой и управляющей частью. Дополнительной причиной необходимости разделения силовых и управляющих цепей преобразователя является так называемая проблема управления силовыми ключами верхнего уровня (рис. 62) (по отношению к нагрузке), которые не имеют непосредственной связи с общей шиной силовой схемы.

По принципу построения потенциальной развязки ФИУ делятся на следующие типы (рис. 63):

1. ФИУ, использующие передачу импульса управления заданной формы и мощности при потенциальной развязке за счет трансформаторов (в основном импульсных).

2. ФИУ, использующие раздельную передачу энергии и информационного сигнала, определяющего в основном длительность и фазу импульса управления.

В свою очередь, ФИУ первой группы делятся на схемы, использующие трансформатор напряжения или трансформатор тока. ФИУ с раздельной передачей энергии и информации классифицируются по типу потенциальной развязки информационной составляющей и способу передачи энергии к схеме предмощного каскада. Развязка в информационном канале осуществляется либо при помощи высокочастотного трансформатора, либо с использованием оптронов. При очень высоких рабочих напряжениях преобразователя вместо оптронов используют специальные оптоволоконные системы передачи сигнала. Энергия к системе усилителя подводится либо от питающей сети с помощью низкочастотного трансформатора, либо осуществляется отдельное питание от изолированного источника постоянного тока, либо схема изолированного источника питания использует энергию из выходной цепи силового ключа (рис. 64).

Рис. 63. Варианты ФИУ по типу потенциальной развязки: совместная передача энергии и формы управляющего импульса (а) и разделенная передача энергии и информационного сигнала (б)



Питание ФИУ от НЧ трансформатора

Питание ФИУ от изолированных источников питания

Питание ФИУ от выходной цепи силового ключа

Рис. 64. Варианты ФИУ с раздельной передачей энергии и информационного сигнала

Драйверы представляют собой ФИУ с разделением функций импульсов управления и информации по мощности.

5.1.1 ФИУ с совместной передачей энергии и формы управляющего сигнала

5.1.1.1 Трансформаторные ФИУ биполярных транзисторов

При достаточно большом количестве разнообразных схемных вариантов трансформаторных ФИУ БТ, с точки зрения методов управления, все они могут быть сведены к двум основным режимам: постоянный ток управления (ток базы БТ) при изменении тока нагрузки и пропорциональное изменение тока управления с изменением тока нагрузки. Для импульсного трансформатора это, как правило, означает, что в первом случае он используется как трансформатор напряжения, а во втором как трансформатор тока (рис. 65). С энергетической точки зрения пропорциональное управление более выгодно, поскольку при постоянном токе управления расходуется избыточная мощность. Кроме энергетической эффективности, пропорциональное токовое управление позволяет поддерживать насыщенное состояние транзистора при различных нелинейных нагрузках, вызывающих изменение выходного тока ключа.

Рис. 65. Варианты применения импульсного трансформатора: трансформатор напряжения (а) и трансформатор тока (б)

5.1.1.2 Трансформаторные ФИУ для ключей с изолированным затвором

Поскольку в ключевых приборах с изолированным затвором (MOSFET, IGBT, MCT) потери во входной цепи минимальные, импульсные трансформаторы могут быть эффективно применены для управления в высокочастотных схемах мостовой конструкции или в схемах с заземленной нагрузкой. Типовая схема подключения трансформаторного ФИУ представлена на рис. 66,а.

Основными проблемами применения трансформаторных ФИУ для ключей с изолированным затвором являются:

1. Зависимость амплитуды импульса управления от скважности. При использовании импульсного трансформатора площади положительной и отрицательной части передаваемого сигнала (рис. 66,б) на интервалах открытого и закрытого состояния ключа равны друг другу (поступившая энергия равна рассеянной). При увеличении относительной длительности прямого сигнала происходит уменьшение его амплитуды (трансформатор рассчитан на определенную мощность, а P*t - это энергия). Увеличение скважности более чем на 30% приводит к снижению амплитуды напряжения управления от 15 В до уровня менее 12 В, что является пределом для ключей с изолированным затвором. Попытки расширить рабочий диапазон скважности за счет увеличения напряжения питания ФИУ ограничены амплитудой 20 В, как правило, максимально допустимой для изолированных затворов.

2.

Рис. 66. Вариант трансформаторного ФИУ для мощного MOSFET-транзистора (а) и зависимость амплитуды управления от скважности для трансформаторного ФИУ (б)

3. Ограничение максимальной и минимальной длительности передаваемого сигнала. Возможность магнитного насыщения сердечника трансформатора ограничивает максимальную длительность передаваемого сигнала (не более 100..200 мкс). С другой стороны, при очень коротких импульсах (единицы микросекунд) возможно ограничение скорости нарастания тока в силовом ключе, а также ухудшение динамики выключения из-за недостаточной энергии, запасенной в обмотках трансформатора.

4. Зависимость стабильности времени выключения от длительности прямого сигнала. Эта проблема также связана с изменением мощности запирающего сигнала от длительности открытого состояния ключа.

Решение перечисленных проблем осуществляется схемотехническими способами за счет использования дополнительных компонентов в ФИУ. Снижение зависимости тока намагничивания от длительности прямого импульса обеспечивают включение в первичную обмотку трансформатора разделительного конденсатора, выполняющего также функцию дополнительного источника питания при запирании ключа (рис. 67). На рис. 68 представлена схема трансформаторного ФИУ, которая обеспечивает управление в диапазоне скважности от 1 до 99%. Заряд входной емкости силового ключа обеспечивается в данной схеме через внутренний диод дополнительного транзистора. При этом импульсный трансформатор может работать в режиме насыщения, поскольку контур разряда входной емкости при закрытом дополнительном транзисторе отсутствует. При переключении входного сигнала в первичной обмотке дополнительный ключ отпирается, обеспечивая разряд входной емкости и выключение силового ключа.

Рис. 67. Применение разделительного конденсатора в ФИУ

Дополнительный ключ, отпираемый за счет энергии обратного выброса, обеспечивает в схеме на рис. 69 постоянство времени выключения силового транзистора даже при значительном изменении ширины прямого импульса управления.

Рис. 68. Трансформаторный ФИУ с широким диапазоном скважности

Импульсный трансформатор эффективно используется в схеме управления трехфазным мостовым инвертором для двигателя переменного тока (рис. 70). Пакеты управляющих импульсов частотой 3 МГц выделяются на выходе логической схемы «И» и через эмиттерный повторитель и разделительный конденсатор поступают на первичную обмотку импульсного трансформатора. Данный пакет представляет собой результат логического перемножения сигнала несущей частоты 3 МГц и ШИМ-сигнала частотой ~12..20 кГц, генерируемых с помощью микроконтроллера, управляющего работой преобразователя. Далее управляющий пакет выпрямляется на вторичной стороне ФИУ и используется для управления силовым ключом. Для надежного запирания ключа используется дополнительный p-n-p транзистор, аналогично рассмотренной схеме рис. 69.

Рис. 69. Трансформаторный ФИУ со стабилизацией параметров выключения силового транзистора

Высокая частота передаваемого пакета, а также низкая мощность, потребляемая во входной цепи силовых ключей с изолированным затвором, позволяют использовать импульсный трансформатор очень малых размеров. В приведенном примере схемы управления, разработанной компанией Technologies, используется тороидальный сердечник с площадью поверхности 3 см2, весом 1 г.

Рис. 70. Трансформаторный ФИУ для инверторов с ШИМ-управлением (а) и диаграммы его работы (б)

5.1.1.3 Трансформаторные ФИУ тиристоров

Трансформаторные ФИУ традиционно применяются в схемах управления однооперационными тиристорами (SCR). Основные требования, которые предъявляются к подобным схемам, обусловлены внутренними особенностями переключения структуры тиристора, параметрами цепи управления и нагрузкой преобразователя.

1. Для исключения возможности локального перегрева внутренней структуры необходимо обеспечить минимально гарантированную начальную площадь включения тиристора. Это достигается подачей импульса управления с крутым фронтом нарастания тока (0,1..0,5 мкс) и минимально необходимой амплитудой, которая определяется типом тиристора (0,5..5 А). Типовая форма импульса управления приведена на рис. 71.

2. Для гарантированного отпирания тиристора и поддержания регенеративного процесса включения необходимо обеспечить минимальную длительность управления (около 10 мкс).

Рис. 71. Типовая форма импульса управления тиристором

3. В схемах с большой индуктивной нагрузкой, а также в выпрямительных устройствах, работающих на противонаправленных ЭДС необходимо поддерживать на управляющем электроде тиристора длительные сигналы управления (до 1 мс) для обеспечения гарантированного включения.

4. Рабочая точка нагрузки управляющего электрода должна находиться в зоне оптимального управления, которая задается в справочных данных. Типовыми параметрами управляющего сигнала является ток I = 1..5 A и напряжение U = 5..20 В.

5. Характеристики используемого трансформатора должны обеспечивать необходимую изоляцию между цепями управления и силовой частью преобразователя (как правило, требуемое напряжение изоляции больше 2,5 кВ).

6. ФИУ должен обеспечивать необходимые параметры помехоустойчивости тиристорных схем (сигнал управления к тиристорным электродам подавать через скрученную пару проводов, или провод к катодному электроду подается непосредственно к нему, а не к проводу, отходящему от электрода).

Для применения в схемах с большой индуктивностью в цепи нагрузки рекомендуется использовать пакетный режим передачи импульсов, что позволяет увеличивать длительность импульса управления без насыщения трансформатора (рис. 72).

Рис. 72. Применение трансформаторного ФИУ с широким импульсом управления

Применяемый в представленной схеме диод, включённый последовательно с входной цепью тиристора, поднимает порог отпирания ключа на величину напряжения смещения , что повышает помехоустойчивость схемы. Дополнительные меры по защите от помех и наводок - это подключение параллельно входной цепи тиристора дополнительной RC-цепи, шунтирующей сигнал высокочастотной помехи (рис. 73).

Рис. 73. Трансформаторный ФИУ с повышенной помехозащищенностью

5.1.2 Формирователи импульсов управления с разделительной передачей энергии и информационного сигнала

Основные варианты данных ФИУ были уже представлены ранее (см. рис. 63, 64). При рассмотрении структуры формирователей можно выделить следующие основные части:

1. Схема потенциальной развязки информационного канала.

2. Схема усилителя импульсов управления.

3. Схема обеспечения усилителя питанием.

5.1.2.1 Потенциальная развязка информационного сигнала

Чаще всего такая развязка осуществляется с помощью оптронов диодного или транзисторного типа. Основным преимуществом оптронов перед схемами развязки на основе импульсных трансформаторов является возможность передачи непрерывных сигналов информации (большая длительность tи) и помехозащищенность оптического канала.

К недостаткам оптронной развязки можно отнести температурную нестабильность параметров, низкий коэффициент передачи токов (у диодных оптронов), большую задержку передачи сигналов (у мощных транзисторных оптронов). Частично перечисленные проблемы решаются за счёт использования диодных оптронов совместно с усилительным быстродействующим транзистором, при этом выходной ток оптрона является управляющим. Некоторые фирмы выпускают данную сборку в едином корпусе или включают диодный оптрон внутрь интегрального усилителя (драйвера) (рис. 74).

Рис. 74. Варианты диодных оптронов с усилением

Максимальный входной ток оптрона обычно находится в диапазоне 10..20 мА в статическом режиме и 100 мА - в импульсном. Эти характеристики хорошо согласуются с нагрузочными токами интегральных микросхем, используемых в управляющем блоке преобразователя, в том числе и с современными микроконтроллерами.

В системах с широким диапазоном изменение рабочих температур желательно использовать вместо оптронов импульсные трансформаторы, характеристики которых более стабильны. Для исключения зависимости от длительности информационного сигнала используют режим пакетной передачи высокочастотных сигналов, при этом длительность пакета соответствует длительности импульса управления (рис. 75). Это, однако, требует дополнительного генератора высокой частоты (от сотен килогерц до единиц мегагерц).

Рис. 75. Трансформаторная развязка информационного сигнала

5.2 Схемы усилителя импульсов управления (драйверы)

Усилитель импульсов управления, который формирует свои выходные сигналы заданной мощности и формы, изготовленный в виде отдельной интегральной схемы, называется драйвером.

5.2.1 Драйверы силовых транзисторов

Структурные схемы для силовых транзисторов (входной узел и выходной) показаны на рис. 76. Все схемы содержат входной узел, принимающий сигнал информационного канала, узел согласования, преобразующий информационный сигнал в сигнал необходимого уровня, и выходной узел, осуществляющий окончательное формирование импульса управления требуемой формы и мощности. Дополнительно на драйвер могут быть возложены функции защиты силового ключа от перегрузок или функция слежения за уровнем напряжения питания микросхемы.



Рис. 76. Структурные схемы драйверов: биполярного транзистора (а), MOSFET-транзистора (б), IGBT (в)

В зависимости от применяемой развязки, входной узел представляет собой фотоприёмное устройство оптопары, также может использоваться трансформаторная развязка либо логическая схема, передающая информационный сигнал в узел высокочастотной трансформаторной системы разделения цепей.

Выходные узлы ориентируются на необходимые характеристики (параметры) силового ключа. Основные требования к выходному узлу для биполярного транзистора:

1. БТ-прибор, управляемый током. Таким образом, во входной цепи силового транзистора необходимо реализовать режим источника тока.

2. Большая амплитуда отпирающего тока управления уменьшает время нарастания силового тока и динамические потери при включении, одновременно это увеличивает накопленный заряд, что сказывается на работе задержки выключения. Поэтому желательно осуществлять форсированный режим включения с последующим спадом амплитуды входного тока до уровня гарантированного насыщения.

3. Для уменьшения задержки выключения и фронта спада силового тока желательно увеличить запирающий ток базы, учитывая при этом уменьшение обратной ОБР (область безопасной работы) транзистора.

4. Для уменьшения глубины насыщения транзистора следует применять нелинейную обратную связь между входом и выходом ключа (стандартно - диоды Шоттки).

Оптимальная форма базового тока приведена на рис. 77.

Рис. 77. Оптимальная форма базового тока

Выпускаемые драйверы позволяют выполнить все эти требования для оптимального управления силового БТ.

Выходной узел драйвера, управляющего изолированным затвором, должен соответствовать следующим требованиям:

1. MOSFET-транзисторы и IGBT - это приборы, управляемые напряжением, однако для увеличения входного напряжения до оптимального уровня (12..15 В) необходимо обеспечить в цепь затвора соответствующий заряд.

2. Динамические характеристики переключения определяются скоростью перезаряда входных конденсаторов транзистора. Минимальные времена обеспечиваются в режиме перезаряда постоянным динамическим током.

3. Для ограничения скорости нарастания тока в режиме малых нагрузок и уменьшения динамических помех необходимо использовать последовательное сопротивление в цепях затвора.

4. Для защиты силовых транзисторов от динамических сигналов выходных напряжений следует использовать отрицательное смещение в цепи затвора в закрытом состоянии ключа (от -2,5 до -15 В).

Выпускаемые драйверы позволяют реализовать работу силовых транзисторов с изолированным затвором в оптимальном режиме.

Номенклатура выпускаемых драйверов очень обширна (сотни ампер в силовом ключе типа БТ или MOSFET). В своём большинстве драйверы требуют подключения двух источников питания (один с большим напряжением - для отпирания ключа, другой с меньшим напряжением - для удержания ключа в запертом состоянии). Фирмой Semikron выпускается драйвер для управления силового ключа типа IGBT на ток до 400 А. В структуре используется трансформаторная развязка, что позволило за счёт импульсного преобразователя обеспечить питанием выходные узлы драйвера (не нужны внешние источники питания), а питание организовать на стороне информационного сигнала. Кроме того, драйвер может обеспечить защиту IGBT от токовой перегрузки, передавать информацию о токовой перегрузке в управляющую часть преобразователя, о нарушении напряжения питания драйвера.

Выходной узел драйвера с величинами вырабатываемых напряжений и подключённым силовым ключом типа IGBT приведён на рис. 78.

Некоторые типовые варианты подключения БТ с индуктивной нагрузкой показаны на рис. 79, где внимание акцентировано на уменьшение времени запирания транзистора. Диод в схеме, подключаемый к переходу база-коллектор, - это диод Шоттки для предотвращения работы ключа в насыщенном состоянии (нелинейная обратная связь; см. пункт 4 для БТ).

Рис. 78. Выходной узел драйвера с подключённым IGBT-транзистором

Рис. 79. Варианты режимов запирания биполярного транзистора: фиксированным током (а), фиксированным смещением (б), с помощью фиксированного дросселя (в)

Для ключей на БТ схемотехнически идёт борьба за увеличение скорости переключения (открывание и запирание), а для MOSFET-ключей идёт борьба в противоположном направлении - уменьшить скорость переключения (см. пример влияния паразитной индуктивности монтажа и эффект быстрого запирания ключа). Стандартные схемотехнические решения - это подключение малой величины резистора в цепь затвора (ассиметрию между и можно уменьшить при разделении каналов управления при и подключении к выходам исток-сток транзистора RC-цепи (Snubber circuit - снаббер), которая ограничивает скорость при включении и выключении).

Рис. 80. Варианты ограничения скорости переключения транзистора: при включении (а), при выключении (б), при разделении каналов управления (в), подключение снаббера (г)

Снаббер позволяет получить большую величину задержки на переключение, чем изменением резистора в цепи затвора (R имеет ограничение для нормальной работы транзистора). Часто в схемах используют как сопротивление R в затворе, так и снаббер (расчёт R и снаббера проводят в книге Б.К. Семёнова «Силовая электроника»).

5.2.2 Драйверы тиристоров

Основные особенности драйверов тиристоров рассмотрим на примере запираемого ключа GTO как наиболее сложного по управлению.

Предельная переключаемая мощность двухоперационного тиристора достигается только тогда, когда правильно задан режим его работы как по анодной цепи, так и по цепи управления. Требуемые параметры управления должен обеспечивать драйвер, структурная схема которого представлена на рис. 81.

В многовентильных преобразователях, а также с целью повышения помехозащищённости логических цепей, драйвер использует оптронную или трансформаторную развязку, аналогичную применяемой для транзисторных ключей. Сигнал от информационной цепи преобразуется в узле согласования и поступает в выходной блок драйвера, который выполняется в виде двух отдельных схем: для формирования импульса управления на включение и более сложной части, формирующей импульс выключения. Схема, формирующая импульс отпирания, должна обеспечить формирующий входной импульс тока с необходимой амплитудой и фронтом нарастания (см. рис. 71). Для устранения эффекта выключения отдельных ячеек внутренней структуры из-за относительно высоких токов удержания на всём этапе проводимости ключа рекомендуется поддержание небольшой величины положительного тока управления (на рис. 71- «токовый хвост»).

Требования к схеме запирающего сигнала сводятся к следующему:

1. Данный канал должен вырабатывать достаточно большую амплитуду тока выключения, которая определяется током нагрузки и коэффициентом запирания силового ключа. Для мощных GTO анодный ток выключения достигает нескольких сотен ампер, что требует использования ключевого транзистора с соответствующей токовой нагрузкой. Как правило, используют параллельную сборку мощных МДП-транзисторов с малой величиной сопротивления открытого канала.

Рис. 81. Структурная схема драйвера двухоперационного тиристора (GTO)

2. Для экономичного выключения GTO источник запирающего напряжения должен иметь внутреннее сопротивление меньше входного сопротивления силового ключа, которое перед выключением составляет порядка 0,02..0,2 Ом.

3. Канал запирания должен вырабатывать на завершающем этапе выключения обратное напряжение смещения, близкое к пробивному напряжению катодного перехода GTO, которое составляет 10..15 В.

4. Для увеличения стойкости тиристора к скачкам анодного напряжения на всём интервале закрытого состояния необходимо обеспечить небольшое отрицательное смещение (-2,5..-5 В).

Перечисленным требованиям отвечает схема выходного узла драйвера, представленная на рис. 82.

Включение GTO осуществляется при отпирании верхней параллельной пары МДП-ключей через последовательную RC-цепь от положительного источника +12 В. Контур протекания запирающего тока образуется при включении нижней сборки МДП-транзисторов (на схеме показан как отдельный ключ). Скорость изменения запирающего тока определяется собственной индуктивностью контура запирания (выделен жирной линией), которая специально оптимизируется для каждого отдельного типа тиристора и указывается в справочных данных.

Рис. 82. Схема выходного узла драйвера двухоперационного тиристора

При использовании драйверов для различных типов тиристоров, отличающихся характеристиками цепи управления, необходимо учитывать следующие факторы, вытекающие из особенностей работы GTO:

...