Электронные цепи и микросхемотехника

Рис. 32. Условное обозначение операционного усилителя

В области низких частот выходное напряжение находится в той же фазе, что и разность входных напряжений:

Вход, к которому приложено напряжение , называется неинвертирующим и на схеме операционного усилителя обозначается знаком «плюс». Вход с напряжением называется инвертирующим и обозначается на схеме знаком «минус».

Чтобы обеспечить возможность работы операционного усилителя как с положительными, так и с отрицательными входными сигналами, следует использовать двуполярное питающее напряжение. Для этого необходимо предусмотреть два источника постоянного напряжения, которые, как это показано на рис. 32, подключаются к соответствующим внешним выводам операционного усилителя. Как правило, стандартные операционные усилители в интегральном исполнении работают с напряжениями питания ±15 В. На принципиальных схемах устройств обычно выводы питания условно не изображают. В действительности идеальных операционных усилителей не существует. Для того чтобы можно было оценить, насколько тот или иной операционный усилитель близок к идеалу, используются следующие технические характеристики.

Дифференциальный коэффициент усиления операционного усилителя

Дифференциальный коэффициент усиления операционного усилителя

(8.1)

имеет конечную величину, которая лежит в пределах от 10⁴ до 10⁷. Он называется также собственным коэффициентом усиления операционного усилителя при отсутствии обратной связи.

На рис. 33 показана типовая зависимость выходного напряжения усилителя от . В диапазоне << оно зависит от почти линейно. Этот диапазон выходного напряжения называется областью усиления. В области насыщения с ростом соответствующего увеличения не происходит.



Рис. 33. Выходное напряжение ОУ как функция разности входных напряжений (пунктиром показана характеристика, снятая без компенсации напряжения смещения нулевой точки).

Максимальные значения выходного напряжения и не достигают соответствующих положительного и отрицательного напряжений питания. В зависимости от типа ОУ минимальная разница между выходным напряжением и напряжением питания может лежать в пределах от 0,5 до 3 В. При работе операционного усилителя с напряжением питания ±15 В типовой диапазон области усиления по выходному напряжению составляет ±12 В. Существуют также специализированные ОУ с величиной выходных напряжений, практически равной напряжению питания [4].

Напряжение смещения нуля

Передаточная характеристика идеального операционного усилителя должна проходить через нулевую точку. Однако, как показано на рис. 33 штриховой линией, для реальных операционных усилителей эта характеристика несколько сдвинута. Таким образом, для того чтобы сделать выходное напряжение равным нулю, необходимо подать на вход операционного усилителя некоторую разность напряжений. Эта разность напряжений называется напряжением смещения нуля . Оно составляет обычно от нескольких микровольт до нескольких милливольт и во многих случаях может не приниматься во внимание. Когда же этой величиной пренебречь нельзя, она может быть сведена к нулю с помощью ряда схемных решений [2,3], с этой целью во многих интегральных операционных усилителях предусмотрены специальные выводы коррекции нуля.

После устранения напряжения смещения нуля остаются только его возможные изменения в зависимости от времени, температуры и напряжения питания:

В этой формуле различают следующие составляющие дрейфа:

· - температурный дрейф, обычно от 3 до 10 мкВ/К;

· - временной дрейф, который может достигать нескольких микровольт за месяц;

· - дрейф, обусловленный изменением суммарного напряжения питания.

Составляющая характеризуется влиянием отклонения напряжения питания от номинального значения на величину смещения нулевой точки и составляет обычно 10-100 мкВ/В. Поэтому если требуется минимизировать эту составляющую дрейфа, необходимо обеспечить напряжение питания с точностью до нескольких милливольт.

В дальнейшем изложении будет предполагаться, что напряжение смещения нуля скомпенсировано и равно нулю. Тогда из формулы (8.1) следует:

(8.2)

Таким образом, в пределах динамического диапазона выходное напряжение операционного усилителя пропорционально разности входных напряжений. Если на неинвертирующий и инвертирующий входы подать одно и то же напряжение , то не изменит нулевого значения. В соответствии с выражением (8.2) выходное напряжение также должно остаться равным нулю. Однако, как уже говорилось ранее, для реальных дифференциальных усилителей это не вполне соответствует действительности, т.е. коэффициент усиления синфазного сигнала не строго равен нулю. Как видно
из рис. 34, при некоторых достаточно больших значениях входного синфазного сигнала он резко возрастает.

Рис. 34. Выходное напряжение операционного усилителя как функция синфазного входного сигнала

Используемый диапазон выходного напряжения называется областью ослабления синфазного сигнала. Как правило, ее границы (по модулю) на 2 В ниже соответственно положительного и отрицательного уровней напряжения питания. Неидеальность операционного усилителя характеризуется параметром, называемым коэффициентом ослабления синфазного сигнала . Его типовые значения составляют 10⁴ч10⁵. Коэффициент усиления дифференциального сигнала по определению всегда положителен. Этого, однако, нельзя сказать о коэффициенте усиления синфазного сигнала . Он может принимать как положительные, так и отрицательные значения. В справочных таблицах обычно приводятся абсолютные значения величины . В формулах же величина используется с учетом ее фактического знака. Разумеется, если разработчика интересует только отличие данного усилителя от идеального, которое характеризуется определенным значением величины , то ее знак не играет никакой роли.

Для идеального операционного усилителя , и . Это означает, что теоретически, для того чтобы получить любое конечное значение выходного напряжения , необходимо приложить бесконечно малое напряжение .

Амплитудно-частотная характеристика

Операционный усилитель, предназначенный для универсального использования, из соображений устойчивости должен иметь такую же частотную характеристику, как и фильтр нижних частот первого порядка, причем это требование должно выполняться по меньшей мере вплоть до частоты, при которой . Для выполнения этого требования схема операционного усилителя должна содержать фильтр нижних частот с очень низкой частотой среза. На рис. 35 представлена типичная частотная характеристика дифференциального коэффициента усиления такого «частотно-скорректированного» операционного усилителя.

Рис. 35. Типовая частотная характеристика дифференциального коэффициента усиления ОУ

В комплексной записи дифференциальный коэффициент усиления такого усилителя выражается следующей формулой:

Здесь - предельное значение на нижних частотах. Выше частоты , соответствующей границе полосы пропускания на уровне 3 дБ, модуль коэффициента усиления обратно пропорционален частоте.

Таким образом, в этом диапазоне частот выполняется соотношение

На частоте модуль дифференциального коэффициента усиления . Как следует из приведённого выше выражения, частота равна произведению коэффициента усиления на ширину полосы.

Входное сопротивление

Реальные операционные усилители имеют конечную величину входного сопротивления. Различают входное сопротивление для дифференциального сигнала и входное сопротивление для синфазного сигнала. Их действие иллюстрируется схемой замещения входного каскада операционного усилителя, представленной на рис. 36.

Рис. 36. Схема замещения для дифференциального и синфазного входных сопротивлений и начального входного тока ОУ

У операционных усилителей с биполярными транзисторами на входах входное сопротивление для дифференциального сигнала составляет несколько мегом, а входное сопротивление для синфазного сигнала - несколько гигаом. Входные токи, определяемые этими сопротивлениями, имеют величину порядка нескольких наноампер. Существенно большие значения имеют постоянные токи, протекающие через входы операционного усилителя. Входной ток при отсутствии сигнала определяется по формуле

,

а входной ток смещения как

.

Для стандартных операционных усилителей на биполярных транзисторах начальный входной ток лежит в пределах от 20 до 200 нА, а для операционных усилителей с входными каскадами, выполненными на полевых транзисторах, он составляет всего несколько наноампер.

Конструктивное исполнение

Типовая цоколёвка операционных усилителей с различными корпусами представлена на рис. 37. Подобные схемы включения имеют большинство операционных усилителей многих производителей.

Рис. 37. Типовая цоколёвка операционного усилителя (вид сверху)

1 - вывод балансировки, 2 - инвертирующий вход, 3 - неинвертирующий вход, 4 - отрицательное напряжение питания, 5 - вывод балансировки, 6 - выход, 7 - положительное напряжение питания, 8 - свободный выход

9. Схема неинвертирующего усилителя на ОУ и её особенности

Если в качестве цепи обратной связи использовать простейший делитель напряжения и производить операцию вычитания напряжений с помощью дифференциальных входов операционного усилителя, то получится изображенная на рис. 38 базовая схема охваченного обратной связью неинвертирующего усилителя. Коэффициент обратной связи = .

Рис. 38. Схема неинвертирующего усилителя

При допущении идеальности характеристик операционного усилителя коэффициент усиления определяется формулой [2]

(9.1)

Важным особым случаем неинвертирующего усилителя является схема, в которой , т.е. и . Схема такого усилителя изображена на рис. 39. Из формулы (9.1) получаем коэффициент усиления для этой схемы, равный 1. Подобная схема включения операционного усилителя называется повторителем напряжения.

Рис. 39. Схема повторителя напряжения

Данная схема широко используется в качестве преобразователя сопротивления. Существенным преимуществом такой схемы является то, что разница между выходным и входным напряжениями составляет всего несколько милливольт.

Влияние напряжения смещения может быть исследовано по схеме замещения, представленной на рис. 40.

Рис. 40. Схема замещения с учетом влияния напряжения смещения

Видно, что в схеме на рис. 40 напряжение смещения оказывается приложенным последовательно с входным напряжением. Таким образом, как и входное напряжение, оно будет усиливаться в А раз.

Благодаря наличию отрицательной обратной связи входное сопротивление схемы возрастает. Анализируя работу схемы, можно определить, что входное сопротивление неинвертирующего усилителя приблизительно равно входному сопротивлению для синфазного сигнала (рис. 36) [2].

Эта величина даже для операционных усилителей с биполярными транзисторами на входах превышает 10⁹ Ом.

Выходное сопротивление схемы из-за наличия отрицательной обратной связи уменьшается. Так, если выходное сопротивление операционного усилителя, не охваченного обратной связью, равно (для реальных ОУ эта величина лежит в пределах от нескольких сотен Ом до нескольких кОм), то при наличии обратной связи его величина составит [2]

.

При величине коэффициента усиления ОУ = 10⁵…10⁷ выходное сопротивление реальных схем имеет величину от нескольких десятых до нескольких сотых долей Ом.

10. Инвертирующий усилитель на ОУ

Еще один способ включения обратной связи состоит в том, что неинвертирующий вход операционного усилителя заземляется, а входной сигнал подается так, как показано на рис. 41.

Рис. 41. Схема инвертирующего усилителя на ОУ

Исследуя работу схемы для случая идеального ОУ можно определить её выходное напряжение [2]:

Знак минус в формуле означает, что фаза выходного напряжения противоположна фазе входного напряжения. Поэтому данная схема является инвертирующим усилителем.

Принцип действия отрицательной обратной связи в данной схеме можно сформулировать следующим образом: в пределах линейной области операционный усилитель обеспечивает такую величину выходного напряжения, что напряжение на его неинвертирующем входе . Таким образом, неинвертирующий вход в данной схеме аналогичен точке нулевого потенциала, поэтому его называют также точкой виртуальной массы, или виртуальным нулём.

Входное сопротивление схемы инвертирующего усилителя имеет существенно меньшую величину, чем собственное входное сопротивление операционного усилителя.

Его величина практически равна значению сопротивления резистора , поскольку потенциал инвертирующего входа

= 0,

т.е. с точки зрения источника входного сигнала схема неинвертирующего усилителя эквивалентна сопротивлению , соединенному с общим проводом.

11. Операционные схемы на ОУ

Операционные схемы предназначены для выполнения различных математических операций с входными аналоговыми сигналами (суммирование, вычитание, интегрирование, дифференцирование, умножение, деление, нелинейное преобразование и т.п.).

В настоящее время в большинстве случаев математические операции выполняются цифровыми схемами, однако существует целый ряд случаев, когда применение аналоговых схем более предпочтительно. Рассмотрим наиболее распространённые случаи применения операционных схем на ОУ.

Схема инвертирующего сумматора

Для суммирования нескольких напряжений можно применить операционный усилитель в инвертирующем включении. Входные напряжения через добавочные резисторы подаются на неинвертирующий вход усилителя (рис. 42).

Рис. 42. Схема инвертирующего сумматора

Поскольку эта точка является виртуальным нулем, то на основании первого закона Кирхгофа для узла, к которому подключен неинвертирующий вход ОУ можно получить следующее соотношение для выходного напряжения схемы:

.

Инвертирующий сумматор может быть также использован как усилитель с широким диапазоном изменения нулевой точки. Для этого на один из входов схемы подают постоянное напряжение.

Схема вычитания (дифференциальный усилитель)

На рис. 43 приведена схема вычитания сигналов, широко используемая в качестве приёмника цифровых и аналоговых сигналов, передаваемых по длинным линиям связи.

Рис. 43. Схема вычитания на операционном усилителе

Если проанализировать работу схемы, то при условии б_N = б_P = б можно получить связь между входными и выходным напряжениями [2]:

.

Таким образом, данная схема представляет собой дифференциальный усилитель, у которого величина коэффициента усиления для дифференциального сигнала определяется параметрами внешних резисторов.

Если отношения сопротивлений на входах р и n отличаются от величины б, то напряжение на выходе рассматриваемой схемы не будет точно пропорционально разности входных сигналов, а будет определяться соотношением

Коэффициент ослабления синфазного сигнала схемы соответственно
равен

При неточном выполнении условия равенства коэффициентов усиления, т. е. при б_N = б - Ѕ?б и б_P = б - Ѕ?б, пренебрегая членами более высокого порядка, получим приближенную формулу для вычисления коэффициента G:

(11.1)

Из этого выражения следует, что при постоянном значении б коэффициент ослабления синфазного сигнала обратно пропорционален относительной погрешности, обусловленной неточностью задания соотношений резисторов в схеме. Если эта погрешность равна нулю, то G = ?, что справедливо лишь для идеальных операционных усилителей. Для достижения максимального значения коэффициента G в реальной схеме следует проводить точную подстройку резистора R_P, чтобы скомпенсировать погрешность установки коэффициента усиления ?б, обусловленную параметрами используемого операционного усилителя.

Рассмотрим числовой пример расчета схемы вычитания сигналов. Пусть необходимо реализовать вычитание двух напряжений порядка 10 В, разность между которыми не превышает 100 мВ. Разность между напряжениями на выходе схемы вычитания должна быть усилена до 5 В. При этом абсолютная ошибка не должна превышать 1%. В этом случае коэффициент усиления разностного сигнала A_D будет равен 50. Абсолютная ошибка на выходе должна быть меньше 5 В·1% = 50 мВ. Рассмотрим наиболее благоприятный случай, когда усиление синфазного сигнала обусловлено только одним источником погрешностей. В этом случае должно выполняться условие

A_D ? 50 мВ/10 В = 5·10^-3, откуда следует, что

G ? 50 /5·10^-3 = 10⁴ = 80 дБ.

Из выражения (11.1) следует, что, применяя схему вычитания, которая приведена на рис. 43, необходимо обеспечить погрешность установки коэффициентов передачи не более ?б/б = 0,5 %. В настоящее время промышленностью выпускаются интегральные дифференциальные усилители с возможностью регулирования величины коэффициента усиления, имеющие значение коэффициента ослабления синфазного сигнала более 100 дБ [4]. Такие усилители называют инструментальными.

Инвертирующий интегратор

Интегратор на рис. 44 построен на основе инвертирующего усилителя, в котором резистор обратной связи заменен конденсатором С.



Рис. 44. Инвертирующий интегратор

В этом случае выходное напряжение описывается выражением

где Q₀ - величина заряда, которая была на конденсаторе к моменту начала интегрирования (t = 0). Учитывая, что I_C = - U_e/R, можно записать

.

Постоянный член определяет начальное условие интегрирования:
= . С помощью специальных мер можно реализовать любые начальные условия.

Если входное напряжение U_e постоянно, то изменение выходного сигнала описывается формулой

т. е. выходной сигнал линейно возрастает со временем. Поэтому рассмотренная схема оказывается пригодной для формирования пилообразного напряжения.

При использовании реального операционного усилителя следует учитывать входной ток I_B при отсутствии сигнала и смещение нуля усилителя (наличие напряжения U₀), поскольку влияние этих параметров увеличивается со временем. При установке нулевого входного напряжения U_e через конденсатор будет течь ток, обусловленный наличием указанных источников погрешностей:

Вследствие этого будет изменяться выходное напряжение:

Например, при токе , равном 1 мкА, выходное напряжение будет увеличиваться на 1 В каждую секунду, если = 1мкФ. Из приведённого выше уравнения следует, что при заданной постоянной времени вклад входного тока при отсутствии сигнала будет тем меньше, чем большее значение емкости используется в интеграторе. Вклад остается постоянным. Однако величина емкости конденсатора не может быть выбрана произвольно большой. Поэтому значение его емкости следует выбирать так, чтобы влияние не превысило влияние . Для этого необходимо, чтобы выполнялось условие

<

Если нужно с помощью конденсатора емкостью 1 мкФ получить постоянную интегрирования , равную 1 с, то необходимо использовать операционный усилитель, напряжение которого не должно превышать 1 мВ, а входной ток при отсутствии сигнала должен быть не более

Операционный усилитель с биполярными транзисторами на входе, как правило, имеет более высокое значение тока при отсутствии сигнала. Поэтому остается единственный выход: компенсировать этот ток, введя в схему дополнительный резистор (рис. 45) [2].

Рис. 45. Интегратор с компенсацией входного тока ОУ

Величина сопротивления должна быть того же порядка, что и сопротивление . Падение напряжения на этом сопротивлении будет равно . Если , то вследствие того что , через сопротивление R будет течь ток:

При этом ток через конденсатор будет равен нулю. Теперь остается скомпенсировать таким же образом небольшой сдвиг входных токов, соответствующий сдвигу входного напряжения, с помощью незначительного изменения сопротивления . Нескомпенсированным остается лишь дрейф сдвига входных токов, который для операционных усилителей на биполярных транзисторах может быть достаточно большим. Поэтому лучше всего применить операционный усилитель с полевыми транзисторами на входе, для которого входной ток при отсутствии сигнала настолько мал, что нет необходимости в компенсации.

Еще один источник погрешности интегратора - ток утечки конденсатора обратной связи. У электролитических конденсаторов ток утечки порядка микроампер, поэтому их использование в интеграторах недопустимо. Так, в схемах интеграторов применяются только высококачественные неэлектролитические конденсаторы с малыми токами утечки.

12. Генератор синусоидального напряжения на ОУ

При испытаниях и настройке электронной аппаратуры часто возникает необходимость иметь источник синусоидального напряжения, обладающий малым (менее 0,05 %) уровнем нелинейных искажений.

На низких и средних частотах хорошим источником синусоидальных колебаний с малым уровнем искажений служит мостовой генератор Вина
(рис. 46, а) [3].

Рис. 46. Мостовые генераторы Вина с малыми искажениями

Принцип работы схемы заключается в том, чтобы создать усилитель с обратной связью, имеющий сдвиг фазы 180° на частоте выходного сигнала, а затем отрегулировать петлевое усиление таким образом, чтобы возникли автоколебания с частотой

f = 1/рRC.

Для одинаковых значений R и С коэффициент усиления по напряжению выходного сигнала по отношению к сигналу на неинвертирующем входе ОУ должен быть точно равен +3,0. При меньшем усилении колебания затухают, при большем - выходной сигнал будет достигать насыщения.

Искажение будет малым, пока амплитуда колебаний не выходит за пределы линейного участка характеристики усилителя, т. е. не следует допускать колебаний полного размаха до уровней ограничения ОУ.

В схеме на рис. 46, а в качестве элемента обратной связи с переменным сопротивлением используется лампа накаливания. При повышении уровня выходного сигнала нить лампы нагревается, уменьшая коэффициент усиления неинвертирующего усилителя.

Искажения гармонического сигнала в показанной схеме для диапазона звуковых частот (выше 1 кГц) не превышают 0,003 % [3]. В схеме рис. 46, б амплитудный детектор, состоящий из диодов и RС-цепи, регулирует усиление по переменному току, меняя сопротивление канала полевого транзистора, который при малых напряжениях ведет себя как нелинейное сопротивление.

Следует отметить, что используется большая постоянная времени (2 с); для исключения искажений это существенно, поскольку быстродействующая обратная связь исказила бы форму генерируемого синусоидального сигнала, пытаясь регулировать его амплитуду в пределах одного периода.

13. Компаратор и триггер Шмитта

Представленная на рис. 47 схема инвертирующего компаратора предназначена для сравнения двух входных напряжений.



Рис. 47. Компаратор

Схема выполнена на базе операционного усилителя без обратной связи. Его выходное напряжение составляет

Передаточная характеристика такого компаратора изображена на
рис. 48. Благодаря высокому коэффициенту усиления схема переключается при очень малой величине разности напряжений , поэтому она пригодна для сравнения двух напряжений с высокой точностью.

Рис. 48. Передаточная характеристика компаратора

При смене знака разности входных потенциалов выходное напряжение не может мгновенно перейти из одного уровня насыщения к другому, так как величина скорости нарастания операционного усилителя ограничена. Например, для стандартного частотно-скорректированного операционного усилителя она составляет около 1 В/мкс. Таким образом, переход с уровня -12 В на уровень +12 В длится 24 мкс. Вследствие конечного времени восстановления операционного усилителя при его выходе из состояния насыщения задержка переключения компаратора еще увеличивается [2].

Так как в рассматриваемой схеме операционный усилитель не охвачен обратной связью и не нуждается в частотной коррекции, скорость нарастания увеличивается и время восстановления уменьшается по меньшей мере в 20 раз.

Существенно меньших значений времени задержки можно добиться, если использовать специализированные интегральные компараторы. Они предназначены для работы без обратной связи и имеют особо малые значения времени восстановления. Коэффициент усиления, а следовательно, и точность установки порога срабатывания этих ИС несколько меньше, чем у стандартных операционных усилителей. Выход такого усилителя связан, как правило, со встроенным преобразователем уровня сигнала, благодаря которому такой компаратор может непосредственно соединяться со входами цифровых схем. Компаратор LM 339 фирмы National имеет, например, выход с открытым коллектором, а его время задержки составляет около 500 нс. Компаратор NE 521 фирмы Signetics имеет стандартный ТТЛ-выход и время задержки около 8 нc.

Триггер Шмитта функционально является компаратором, уровни включения и выключения которого не совпадают, как у обычного компаратора, а различаются на величину, называемую гистерезисом переключения ?U_e.

Схема триггера Шмитта, представлена на рис. 49, гистерезис переключения достигается тем, что компаратор охватывается положительной обратной связью через делитель напряжения , .

Рис. 49. Инвертирующий триггер Шмитта

Если к инвертирующему входу приложено большое отрицательное напряжение , то выходное напряжение компаратора составит . На неинвертирующем входе потенциал будет составлять

U_{P макс} = U_{а макс}•R₁/(R₁+R₂).

При повышении входного напряжения U_e величина выходного напряжения U_a сначала не меняется. Но как только U_e достигает значения
U_{P макс}, выходное напряжение начинает падать, а вместе с ним снижается и потенциал на неинвертирующем входе U_P. Благодаря действию этой положительной обратной связи, U_а скачком падает до величины U_{а мин}, а потенциал U_P принимает значение

U_{P мин} = U_{а мин}•R₁/(R₁+R₂).

Разность напряжений между входами будет достаточно большой отрицательной величиной, и достигнутое состояние - стабильным. Теперь выходное напряжение изменится опять до значения U_{а макс} только тогда, когда входное напряжение достигнет значения U_{P мин}. Напряжения U_{P макс} и U_{P мин} представляют собой соответственно верхний (U_{е выкл} = U_{P макс}) и нижний (U_{е вкл} = U_{P мин}) пороги срабатывания триггера Шмита. Передаточная характеристика, соответствующая схеме триггера Шмитта, представлена на рис. 50.

Рис. 50. Передаточная характеристика инвертирующего триггера Шмитта

Рис. 51 иллюстрирует одну из важнейших областей применения триггера Шмитта. Он используется для преобразования входного напряжения произвольной формы в прямоугольное напряжение с заданным временем установления, не зависящим от формы входного напряжения.

Рис. 51. Диаграмма работы инвертирующего триггера Шмитта

14. Мультивибратор на операционном усилителе

Мультивибратор, изображенный на рис. 52, состоит из инвертирующего триггера Шмитта, охваченного обратной связью с помощью фильтра нижних частот [T].

Временная диаграмма работы схемы представлена рис. 53. При включении питания схемы выходное напряжение U_a случайным образом устанавливается равным одному из предельных значений (на рисунке оно равно U_макс).

Конденсатор С начинает заряжаться, когда потенциал на неинвертирующем входе ОУ достигает порога срабатывания триггера Шмита U_{е выкл}, схема переключается, и ее выходное напряжение скачком принимает противоположное предельное значение -U_макс. При этом конденсатор С будет перезаряжаться и потенциал на неинвертирующем входе начинает изменяться в противоположную сторону, пока не достигнет другого порога срабатывания U_{е вкл}. Схема переключается в первоначальное состояние.

Анализируя работу схемы мультивибратора, можно определить длительность выходного импульса t₁:



Период колебаний мультивибратора, таким образом, будет равен

При период колебаний составляет

Библиографический список

1. Аксенов А. И. Элементы схем бытовой радиоаппаратуры. Конденсаторы. Резисторы / А. И. Аксенов, А.В. Нефедов. - М.: Радио и связь, 1995. - 272 с.

2. Титце У. Полупроводниковая схемотехника: [пер. с нем.] / У. Титце, К. Шенк. - М.: ДОДЭКА XXI век, 2008. - Т.1. - 832 с.

3. Хоровиц П. Искусство схемотехники: [пер. с англ.] / П. Хоровиц, У. Хилл. - М.: Мир, 1986. - Т .1. - 413 с.

4. Операционные усилители и компараторы: справочник. - 2 изд., испр. и доп. - М.: ДОДЭКА XXI век, 2002. - Т.12. - 560 с.

5. Лаврентьев Б.Ф. Аналоговая и цифровая электроника: учеб. пособие / Б.Ф. Лаврентьев. - Йошкар-Ола: МарГТУ, 2000. - 155 с.

Размещено на Allbest.ru

...