Интегральные схемы компенсационных стабилизаторов

Размещено на http://www.allbest.ru/

Лекция 18

1. Интегральные схемы компенсационных стабилизаторов

Применение операционных усилителей в схемах стабилизаторов не совсем оправданно, поскольку большинство уникальных свойств ОУ оказываются невостребованными. Поэтому промышленно выпускаются специальные микросхемы компенсационных стабилизаторов постоянного напряжения, например серий 275, 142, 1183, 1195, 5006 - 5010. Параметры некоторых из этих микросхем приведены в табл. 4.1 ( - максимальный ток нагрузки, который может обеспечить стабилизатор; ТКН - температурный коэффициент выходного напряжения стабилизатора).

Таблица 4.1

стабилизатор перегрузка напряжение усилитель

В качестве примера на рис. 4.9 и 4.10 приведены упрощенные схемы интегральных стабилизаторов типа 275ЕН1…275ЕН6 (рис. 4.9) и 142ЕН1, 142ЕН2 (рис. 4.10). В схеме на рис. 4.9 регулирующий элемент состоит из транзисторов , образующих сдвоенный эмиттерный повторитель, который отличается большим коэффициентом усиления по току и большим входным сопротивлением, что повышает коэффициент усиления по напряжению каскада на транзисторе . Повышению усиления этого каскада способствует также применение в качестве его динамической нагрузки генератора тока, выполненного на элементах (схема такого генератора тока описана в подразд. 4.2). Поскольку указанный генератор тока обладает большим дифференциальным сопротивлением не только со стороны коллектора транзистора , но и со стороны объединенного узла выводов элементов , непосредственная передача на выход стабилизатора небольшая, т.е. обеспечивается низкое значение в формуле (4.4). Усилительный каскад на транзисторе является вторым каскадом усилителя рассогласования, входным каскадом которого служит дифференциальный балансный каскад, выполненный на элементах , . Резистивный делитель обеспечивает, как обычно, при заданном равенство напряжений на входах балансного каскада, но не только - он обеспечивает также примерное равенство температурных коэффициентов напряжений , что необходимо, поскольку используется простейший параметрический стабилизатор () без термокомпенсации. В вязи с этим, в отличие от упрощенной схемы резистивного делителя, показанной на рис. 4.9, реальная схема этого делителя состоит из четырех резисторов и двух диодов, соединенных таким образом, чтобы при соответствующих сопротивлениях резисторов и токах диодов получить достаточно низкий температурный коэффициент напряжения . Схемы стабилизаторов ЕН1…ЕН6 серии 275 различаются меду собой значениями сопротивлений указанного резистивного делителя и исполнением параметрического стабилизатора.

Схема защиты от перегрузки выполнена на транзисторе и резисторе : при увеличении тока нагрузки сверх допустимого предела падение напряжения на резисторе (примерно ) открывает транзистор , в результате чего база транзистора оказывается зашунтированной открытым транзистором , что исключает рост базовых и эмиттерных токов транзисторов и , фиксируя их на безопасном (для транзистора ) уровне. Работу схемы стабилизатора в режиме стабилизации выходного напряжения можно описать следующим образом: при увеличении напряжения увеличится и напряжение , а практически не изменится, это приведет к увеличении тока коллектора транзистора и соответствующему росту падения напряжения на резисторе (), в результате ток коллектора транзистора увеличится, а напряжение на его коллекторе уменьшится, уменьшится также ток эмиттера транзистора , что будет противоречить исходной посылке об увеличении . Схемы стабилизаторов серии 275 с другими номерами разработок (ЕН7…ЕН16) могут отличаться от рассмотренных как типом используемых транзисторов (в стабилизаторах отрицательного сопротивления), так и схемой входного дифференциального каскада усилителя рассогласования.

В схеме рис. 4.10, как и в схеме рис. 4.9, регулирующий элемент выполнен в виде сдвоенного эмиттерного повторителя на транзисторах и , причем роль эмиттерной нагрузки транзистора (кроме входного сопротивления следующего каскада на ) играет коллекторный переход транзистора (в отличие от резистора в схеме рис. 4.9); аналогичны у этих стабилизаторов и схемы защиты от перегрузки ( и ). Усилитель рассогласования в схеме рис. 4.10 - однокаскадный и представляет собой балансный каскад () с динамической нагрузкой в виде генератора тока на МДП-транзисторе , что не только увеличивает коэффициент усиления усилителя, но и ослабляет непосредственную передачу на выход стабилизатора. Основное отличие схемы рис. 4.10 от схемы рис. 4.9 заключается в том, что источник опорного напряжения питается от нестабилизированного входного напряжения , поэтому применен параметрический стабилизатор с малым значением коэффициента нестабильности по напряжению, так как в такой схеме компенсационного стабилизатора не может быть меньше источника опорного напряжения. Собственно сам параметрический стабилизатор состоит из интегрального стабилитрона на напряжение В (см. рис. 4.5,б) и генератора тока на основе транзистора , а эмиттерный повторитель на основе транзистора (для напряжения ) и резистивный делитель напряжения , служат для понижения опорного напряжения:

. (4.5)

В выражении (4.5) - это напряжение между базой и эмиттером транзистора , а - напряжение на транзисторе (в диодном включении), предназначенном для термостабилизации напряжения . При изменении температуры изменяются все напряжения в выражении (4.5), а оно само для приращений напряжений принимает вид

,

откуда можно получить соотношение для расчета резистивного делителя:

. (4.6)

Полагая, что повышение температуры произошло на один градус ( ), и потребовав , из соотношения (4.6) получим , на основании чего из (4.5) определим величину опорного напряжения: В.

Питание источника опорного напряжения от входного, а не выходного напряжения позволяет расширить диапазон регулировки выходного напряжения в сторону его малых значений за счет только соответствующего выбора сопротивлений резисторов и , которые являются внешними элементами по отношению к микросхеме стабилизатора.

Интегральные стабилизаторы серии 142 с другими номерами разработок могут значительно отличаться от 142ЕН1 (142ЕН2) не только схемотехникой усилителя рассогласования и источника опорного напряжения, но и функциональными возможностями, в частности количеством коммутируемых внешних выводов, наличием тепловой защиты или защиты регулирующего элемента от большого падения на нем напряжения.

2. Импульсные стабилизаторы напряжения

Рассмотренные ранее стабилизаторы являются стабилизаторами непрерывного действия, у которых транзисторы регулирующего элемента работают в активном режиме, в связи с чем коэффициент полезного действия таких стабилизаторов невысок, так как на регулирующем элементе теряется значительная мощность, особенно при большом перепаде между входным и выходным напряжениями стабилизатора. Чтобы уменьшить потери мощности на регулирующем элементе, его транзисторы переводят в ключевой режим работы, характеризующийся двумя состояниями: включено (режим насыщения транзистора) и выключено (режим отсечки). В режиме насыщения падение напряжения на регулирующем элементе невелико (< 1 В), а в режиме отсечки ток через регулирующий элемент практически отсутствует, поэтому потеря мощности на регулирующем элементе, работающем в ключевом режиме, оказывается небольшой.

Поскольку через регулирующий элемент в течение определенного времени ток не протекает, для непрерывного питания нагрузки в схему стабилизатора вводятся аналоговые элементы памяти - дроссель L и конденсатор C (рис. 4.11). Схема рис. 4.11,а функционирует следующим образом. При подаче напряжения источником опорного напряжения ИОН формируется напряжение , которое поступает на неинвертирующий вход дифференциального усилителя ДУ, в то время как на его инвертирующем входе (в силу инерционности элементов L и C), поэтому на выходе ДУ, питающегося от , устанавливается высокое напряжение , близкое к . Под действием этого напряжения транзистор полностью откроется, и через него, а также дроссель L потечет ток, заряжая конденсатор C, в результате чего напряжение , а значит, и начнут увеличиваться. Когда напряжение станет несколько больше напряжения , выходное напряжение ДУ уменьшится почти до нуля, что вызовет запирание транзистора , но ток, протекающий через дроссель L, не прекратится (поскольку под действием напряжения самоиндукции откроется демпфирующий диод ), продолжая питать нагрузку стабилизатора ( способствует надежному запиранию транзистора ). В это же время в нагрузку поступает также энергия, запасенная конденсатором C, поэтому напряжение на конденсаторе и напряжение начнут снижаться, и когда станет несколько меньше , на выходе ДУ установится высокое напряжение , которое введет транзистор в режим насыщения, в результате чего диод закроется, а через дроссель L потечет ток от источника , питая нагрузку и заряжая конденсатор C - начинается новый цикл заряда-разряда конденсатора. Учитывая, что падение напряжения между коллектором и эмиттером транзистора , работающего в режиме насыщения, примерно равно падению напряжения на демпфирующем диоде в период его открытого состояния, т.е. , выражение коэффициента полезного действия импульсного стабилизатора можно записать в таком виде:

,

откуда видно, что КПД импульсного стабилизатора не зависит от и значительно больше КПД стабилизаторов непрерывного действия (при не слишком малых ).

Так как дифференциальный усилитель в схеме рис. 4.11,а работает в режиме переключения, обеспечивая только два уровня выходного напряжения - высокое и низкое, то вместо ДУ целесообразнее использовать устройство, специально предназначенное для работы в таком режиме - компаратор (см. подразд. 6.2). Уровень пульсаций выходного напряжения, которые неизбежны в импульсных стабилизаторах, зависит от чувствительности ДУ (компаратора), т.е. от его коэффициента усиления, а также напряжения и токов смещения, определяемых аналогично соответствующим параметрам операционного усилителя (см. подразд. 2.6). Подавление пульсаций до приемлемого уровня производится за счет соответствующего выбора параметров элементов L и C. Чтобы не использовать элементы больших номиналов, частоту переключения f у стабилизаторов выбирают достаточно большой (кГц), что достигается путем соответствующего задания величины индуктивности дросселя:

( - минимальное сопротивление нагрузки, на которую работает стабилизатор), при этом допустимый уровень пульсаций выходного напряжения устанавливается соответствующим выбором емкости конденсатора C:

.

В схеме рис. 4.11,а в процессе регулирования выходного напряжения изменяется не только длительность включенного состояния транзистора , но и частота переключения, т.е. частота пульсаций выходного напряжения, что, учитывая еще и сильную зависимость f от , создает определенные трудности при выборе параметров элементов L и C. В этом смысле схема рис. 4.11,б предпочтительнее, поскольку здесь частота f переключения транзистора постоянна и задается генератором с управляемой длительностью импульсов ГУДИ (генератором прямоугольных импульсов с широтно-импульсной модуляцией - ШИМ; см. подразд. 6.5). Амплитуда прямоугольных импульсов на выходе ГУДИ должна быть достаточной, чтобы перевести транзистор в режим насыщения. Усиленное дифференциальным усилителем ДУ напряжение рассогласования управляет длительностью импульсов таким образом, чтобы уменьшить величину возникшего в процессе работы рассогласования между напряжениями и , в частности, если , то длительность импульса (время открытого состояния ) уменьшается, если же , то, наоборот, увеличивается. Значения индуктивности дросселя L и емкости конденсатора C, как и в схеме рис. 4.11,а, должны быть достаточно большими, чтобы обеспечить питание нагрузки в течение времени , когда транзистор регулирующего элемента закрыт (предполагается, что , где - период импульсной последовательности):

.

Схема защиты импульсного стабилизатора от перегрузки приведена на рис. 4.12, где ИСН - импульсный стабилизатор напряжения; Т - RS-триггер (RS-триггер питается в общем случае от отдельного маломощного стабилизатора напряжения - на рис. 4.12 цепи питания триггера не показаны); - датчик перегрузки импульсного стабилизатора; - цепь запуска; - цепь управления (резистивные делители и служат для понижения напряжения до стандартного уровня входных напряжений RS-триггера). Схема защиты работает следующим образом. При включении напряжения ток через резистор в первый момент времени равен нулю (поскольку ток дросселя L равен нулю), поэтому транзистор закрыт, и напряжение на R-входе триггера , но в то же время положительный перепад напряжения через разделительный конденсатор передается на S-вход триггера, в результате чего на его выходе устанавливается высокое напряжение . Это напряжение поступает на стробирующий вход (Стр) компаратора схемы импульсного стабилизатора, разрешая нормальную работу и компаратора, и в целом стабилизатора (предполагается, что компаратор используется и в схеме рис. 4.11,а - вместо ДУ, и в схеме рис. 4.11,б - на выходе ГУДИ). Конденсатор быстро зарядится, и напряжение на S-входе станет равным нулю - триггер перейдет в режим хранения ( - высокое), разрешая дальнейшее функционирование импульсного стабилизатора. Если ток стабилизатора превысит допустимый уровень, то падение напряжения на резисторе увеличится настолько, что откроется транзистор , вследствие чего напряжение повысится, и на выходе триггера установится низкое напряжение , которое принудительно переведет компаратор в состояние, при котором на его выходе будет низкое напряжение - транзистор регулирующего элемента закроется, и стабилизатор прекратит функционировать (хотя при этом напряжение станет равным нулю, напряжение на выходе триггера не изменится, поскольку он перейдет в режим хранения предыдущего состояния). Если в стабилизаторе используется компаратор, требующий для своего запуска по стробирующему входу низкого напряжения, то напряжение снимается с инвертирующего выхода RS-триггера.

Размещено на Allbest.ru