Разновидности генераторов сигналов

Размещено на http://www.allbest.ru/

Вступление

Генераторы сигналов различных типов и назначений широко используются в медицинском приборостроении. Это могут быть устройства воздействия на биообъект с терапевтической целью, блоки зондирования внутренних структур организма, узлы управления работой медицинской аппаратуры и т.д.

Схемотехнически электронные генераторы представляют собой усилители, охватываемые положительной обратной связью. Усилители могут быть построены на дискретных элементах, на базе таймеров, цифровых интегральных схем и на операционных усилителях.



1. Генераторы синусоидальных (гармонических) сигналов

Генераторы гармонических колебаний преобразуют энергию источника постоянного тока (источника питания) в энергию колебаний синусоидальной формы. Основными элементами генераторов являются резисторы, конденсаторы и активные элементы для частоты до сотен килогерц. Для более высоких частот применяют катушки индуктивности. Активный элемент в генераторах принципиально необходим для восполнения потерь энергии в пассивной цепи, которая чаще всего имеет второй порядок. Обычно генератор гармонических колебаний описывается характеристическим уравнением

а₂р² + а_хр + а₀ = 0 (1.1)

где, р -- оператор Лапласа,

а - коэффициенты характеристического уравнения.

Необходимое условие существования автоколебаний требует выполнения неравенства: ?0, а частота автоколебаний определяется выражением

.

Колебания будут устойчивыми, когда амплитудная характеристика активного элемента имеет область насыщения. Схема популярного генератора с мостом Вина приведена на рис. 1.1.



Рисунок 1.1 - Типовые схемы генераторов синусоидальных колебаний

При R₃/>/+ в устройстве возникают автоколебания с частотой

(1.2)

Обычно в мосте Вина обеспечивают выполнение равенства , =С₂=С. Тогда частота автоколебаний определяется выражением

f₀=1/(RC).

Автоколебания возникают при условии, что коэффициент усиления усилителя, составленного из ОУ и резисторов R3 и R4, больше трех. Это условие обеспечивается выполнением неравенства

R₃/R4>2.

Установившиеся автоколебания в замкнутой цепи возможны только при условии точного равенства единице коэффициента петлевого усилителя на частоте f₀, но для возникновения автоколебаний нужно, чтобы вначале коэффициент петлевого сопротивления был больше единицы.

После возникновения автоколебаний их амплитуда стабилизируется на том уровне, когда коэффициент петлевого усиления будет равен единице. Для реализации эффекта изменения петлевого коэффициента усиления в цепи обратной связи используют нелинейные элементы.

Получение гармонических колебаний с малыми искажениями обеспечивается использованием инерционно-нелинейных цепей отрицательной обратной связи ОУ. Нужный характер нелинейности создается тогда, когда с ростом амплитуды сигнала уменьшается сопротивление R₃ или увеличивается сопротивление R₄. Поэтому вместо резистора R3 можно включить миниатюрный полупроводниковый терморезистор либо вместо R4 использовать металлический терморезистор или лампочку накаливания.

Схема RС-генератора с так называемой лестничной потенциально-токовой RС-цепью приведена на рис. 1.1. Частотно-симая цепь содержит элементы С1, С2, СЗ, RI, R2. Частота автоколебаний этого генератора определяется по формуле

(1.3)

Для возникновения автоколебаний необходимо выполнение условия

(+С₂)/ С₃+R₂(С₂+С₃)/С₃, (1.4)

С₃=С₁С₂С₃/(С₁С₂+С₁С₃+С₂С₃).

Если C₁=C₂=C₃ и R₁=R₂=R₃, то частота автоколебаний определяется как

?₀= (1.5)



то автоколебания возникают при выполнении условия R₃>12R.

Диоды VD 1 и VD2 обеспечивают нелинейность петлевого усиления и служат для стабилизации амплитуды колебаний. При малой амплитуде сигнала диоды закрыты и коэффициент петлевого усиления гораздо больше единицы. Это обеспечивает быстрое возбуждение генератора. Затем амплитуда колебаний стабилизируется на таком уровне, при котором сопротивление диода совместно с R₃ обусловливает единичное петлевое усиление при основной гармоники сигнала.

На рис. 1.1 приведены основные схемы генераторов, разновидностей которых известно достаточно большое количество.

Управляют амплитудой и частотой генераторов путем изменения величины соответствующих резисторов и емкостей, для чего могут быть использованы переменные резисторы и емкости, а также полевые транзисторы, фоторезисторы, терморезисторы и т.д.

2. Аналоговые генераторы прямоугольных импульсов

Наиболее простые генераторы импульсов (мультивибраторы) обычно строят, охватывая ОУ цепями положительной и отрицательной обратной связи (ПОС и ООС), причем действие ПОС должна опережать действие ООС. В этом случае цепь ПОС обеспечивает лавинообразный переход мультивибратора из одного состояния в другое, а цепь ООС совместно с ПОС ограничивает время пребывания устройства в каждом из состояний.

Один из вариантов построения такого мультивибратор показан на рис. 3.2, о [14, с. 312]. Цепь ПОС в этой схеме вы полнена на элементах R1, R2, а цепь ООС содержит пассивный интегратор С и R3. Коэффициент передачи по петле ПОС в этой схеме определяется по формуле

?_п=R₁(R₁+R₂).



Временна Z диаграмма работы этого мультивибратора представлена в рис. 1.2.

Поскольку коэффициент передачи по ПОС определяете выражением

?_п=R₁(R₁+R₂),

то на не инвертирующий вход поочередно подается положительное (U₊) или отрицательное (U_-) выходное напряжение величиной ?U₊ или ?U_.

Выходным сигналом положительной полярности через резистор R3 конденсатор С заряжается, а выходным сигналом отрицательной полярности разряжается. Когда напряжение на заряжающемся конденсаторе U_c(t) достигает и затем начинает превышать величину ?U₊ , то на инвертирующем входе потенциал становится более положи лен, чем на не инвертирующем, и ОУ лавинообразно по своем выходу переходит в отрицательную область, формируя сигнал U_-. Конденсатор С через резистор R3 выходным напряжение начинает разряжаться до величины ?U_-, после чего начинает преобладать напряжение на не инвертирующем входе по отношению к инвертирующему, и ОУ переходит в область положительного выходного напряжения U₊.

Рисунок 2.1 - Типовые схемы мультивибраторов на ОУ

Длительность импульсов генератора можно найти, пользуясь выражением для напряжения на конденсаторе в процессе его перезаряда:

U_c(t) = U_с|_t>?+(U_C |_t=0 - U_с|_t>?), (2.1)

где, U_с|_t>? - напряжение на конденсаторе, которое должно остановиться при t, стремящемся к бесконечности;

U_c|_t=о - напряжение на конденсаторе в момент начала процесса перезаряда;

т - постоянная времени цепи перезаряда.

Для интервала времени [t₀;t₁] для схемы, представленной и на рис. 2.1, а, на основании формулы (2.1) получаем

U_с(t) = U₊+(?_пU_--U₊). (2.1)

В момент времени t₁ справедливо соотношение

U_c(t₁) = ?_пU₊ (2.3)

Совместное решение уравнений (2.3) и (2.4) позволяет определить длительность импульса положительной полярности [t₀;t₁]

t₊=R₃ C In[(U₊ + ?U_-)/( U₊ - ?_пU₊)] (2.4)

Для интервала [t₁;t₂] выражение (2.4) преобразуется:

U_c(t)= - U_-+( ?U₊-U_-)

Считая, что процесс перезаряда начинается со времени t, определим продолжительность отрицательного импульса:

t- = R₃C ln[(U_- +? _пU₊)/( U_- -? _пU_-)]. (2.5)

Период повторения импульсов определяется отношением

T=t₁+t₂. (2.6)

Скважность импульсов определяется отношением

Q=T/t₁. (2.7)

При симметричном напряжении питания ОУ |U₊|=|U_-|, тогда справедливо соотношение

t₁=t₂=R₃ In(1+2R₁ /R₂ ); T=2t₁; Q=2.

В мультивибраторе, собранном по схеме рис. 1.2, цепи ПОС выполнена как дифференцирующая (элементы Cl, R1, R3, а цепь ООС образована резистивным делителем R2-R1. Для этой схемы ?_п=R₃/(R₃+R₄), a ?₀=R₁/(R₁+R₂). Введем постоянную времени, определяемую по формуле:

?=С(R ₃ + R₄). (2.8)

Тогда справедливо выражение

Т=2? ln[2/(?п/?₀)-1]. (2.9)

Данный мультивибратор (см. рис. 2.1) работоспособен при ?п?₀,то есть должно выполняться соотношение R3/R4>R1/R2. Нестабильность длительности генерируемых колебаний в рассматриваемых схемах определяется нестабильностью источников питания. Для реализации мультивибраторов генерирующих импульсы с различной скважностью, используются дельные цепи перезаряда ёмкости от напряжений U₊ и U_-. Пример такого мультивибратора приведен на рис. 2.1.

Разделение цепей производится диодами VD1 и VD2. При формировании сигнала U₊ конденсатор С заряжается через диод VD 1 и резистор R3 с постоянной времени R₃C, при этом диод VD2 заперт. Конденсатор С заряжается до момента времени t₁, когда напряжения на обоих входах ОУ станут равны, и на выходе усилителя сформируется сигнал U_-. Если пренебречь влиянием падения напряжения на открытом диоде VD 1, то, подставляя в выражение постоянную времени R₃C и учитывая, что |U₊|=|U_-|, получим

t₊ = R₃C ln(l +2(R₃/R₂)).

Когда на выходе ОУ сформировано напряжение U_-, диод VD1 запирается, а конденсатор С перезаряжается через открытый диод VD2 и резистор R4, при этом

t_-=R₄CIn(1+2(R₁/R₂));

T=(R₃+R₄)C ln(l+2(R₁/R₂));

Q=1+(R₃/R₄).

Регулируя соотношения между R3 и R4, можно изменять сжатость, а изменяя сопротивление резисторов R1 или R2, можно управлять периодом или частотой следования импульса. Диапазон регулировки Т лежит в интервале 10...10 ^-6 с, a Q регулируется от 100 до 0,01. Относительная погрешность частоты следования сигналов зависит от стабильности напряжений питания, воздействия внешних факторов (особенно температуры) и колеблется от 0,5 до 1 %.

Расчёт параметров элементов мультивибраторов рекомендуется производить по следующей схеме.

Исходными данными для расчёта являются: длительность импульса t_и для симметричного мультивибратора;- t _и1 и t _и2 - для асимметричного мультивибратора.

Обычно задают величину «Х» обеспечивающую безопасный режим работы входных цепей, поскольку превышение дифференциального входного напряжения, равного для схем рис. 2.1. г |U_H|= |U_И |, может привести к пробою р-n-переходов входных транзисторов ОУ. Величина К? для приведённых схем определяется соотношением R1/R2/ Дальнейший расчет включает следующие шаги:

1) задаются величиной С, исходя из того, что более дли тельные процессы обеспечиваются большими величинами емкости;

2) задаются сопротивлением R1 и относительно него рассчитывают сопротивление R₂, причём учитывается нагрузочную способность ОУ, которая требует выполнения неравенств R₂+Ri»R _{H min}, a R₂=R ₂/К?;

3) рассчитывают величину

R₃=t_и1/[C In(1+2 (R₁/R₂))];

4) дополнительно для несимметричного мультивибратор рассчитывают величину R4 по формуле

R₄=t_и2/[CIn(1+2(R₁/R₂))].

Ждущие мультивибраторы, или одно вибраторы - это генераторы прямоугольных импульсов заданной длительности, которые формируются в ответ на запускающий импульс произвольной длительности. Такие генераторы несложно получить на автоколебательных, если последние затормозить в каком-либо устойчивом состоянии и снабдить цепью запуска, выводящей их в другое состояние на заданное время.

Схема одно вибратора, которая получена модификацией схемы мультивибратора (см. рис. 2.1), приведена на рис. 2.2.

В этой схеме заторможенный режим обеспечивается диод VDI, а цепь запуска выполнена на элементах С2, R4, VD2. Ждущий режим одно вибратора обеспечивается тем, что при формировании на выходе ОУ положительного напряжения U₊ диод VD 1 отпирается и конденсатор заряжен до небольшого положительного напряжения, равного падению напряжения на открытом диоде, то есть U_с=U_ДО. Это напряжение меньше, чем то напряжение, которое формируется на не инвертирующем входе через делители R2, R1 от выходного напряжения U₊.Таким образом, одно вибратор сохраняет на выходе положительный потенциал U₊ (рис. 2.2).

Рисунок 2.2 - Нетиповая схема одно вибратора

При появлении заднего фронта запускающего импульса, дифференцирующегося цепью C2-R4, появляется отрицательный «всплеск», который через открытый диод VD2 поступает на не инвертирующий вход ОУ. Этот потенциал больше потенциала на инвертирующем входе, в результате чего на выходе ОУ формируется отрицательный потенциал U, который запирает диод VD1, а конденсатор С1 через R3 начинает заряжаться от выходного напряжения U. Когда напряжения на обоих входах выровняются, одно вибратор возвратится в ждущий режим. При этом время импульса t_и определяется по формуле (2.7), то есть будет справедливо (без учёта падения напряжения на VD 1) соотношение t_иR₃Cln(l + (R₁/R₂)), или с учетом падения напряжения наVD1 более точно t_и = R₃С In[1 + (R₁ / R₂ ))(1 -- (U _д1 /U_-)].

Расчёт параметров ждущих мультивибраторов рекомендуется производить по той же схеме, что и автоколебательных мультивибраторов, а для дифференцирующей цепочки рекомендуется

С₂=100 пФ, R₄=10 кОм.

Управляемые мультивибраторы - это мультивибраторы, в которых с помощью входного напряжения осуществляется управление параметрами автоколебаний. Схема, которая позволяет включать или выключать режим генерации с помощью входного напряжения, приведена на рис. 2.3. Если U_BX<0, то схема находится в состоянии отрицательного ограничения, диод VD при этом закрыт. Когда входное напряжение положительно, выходное напряжение становится положительным, диод VD открывается, включая цепь ООС, что переводит схему в режим автоколебаний. Условием возникновения автоколебаний является превышение глубины ПОС над глубиной ООС, что достигается выполнением условия R₃/R₄>R₁\R₂.

Рисунок 2.3 - Типовые схемы мультивибраторов и временной селекции

Если в устройстве (см. рис. 2.3) заменить полярность диода, то оно будет генерировать импульсы при U_BX < 0. Если на таком устройстве исключить диод из цепи (ООС), то автоколебания будут существовать, пока выходное напряжение находится в границах линейного участка амплитудной характеристики ОУ:

U_вых = U_Bх(1 + R₂ / R₁).

В противном случае на выходе ОУ устанавливается положительное напряжение (при U_вх > 0) отрицательное (при U_вх< 0).

Схема, в которой с помощью входного напряжения осуществляется управление частотой автоколебаний, приведен рис. 2.3. Здесь заряд конденсатора осуществляется от входного сигнал . В исходном состоянии ОУ находится в положительном ограничении, диод VD закрыт. Когда под воздействием входного сигнала напряжение на инвертирующем входе достигает напряжения, задаваемого на не инвертирующем входе ПОС, ОУ перейдет в состояние U, диод VD откроется и произойдёт разряд С через R2, а схема возвращается в исходное состояние U+ и т.д.

Таким образом, длительность заряда определяется величина U_вх. Если сделать длительность разряда С достаточно малым, то частота колебаний будет в основном определяться величиной U_BX. Для этого требуется, чтобы U_BX/R₁ «|U_вых|/R₂, где напряжение устойчивого состояния ОУ. Автоколебания в этой схеме осуществляются при выполнении условий

U_вх> |U _вых |Rз /(R ₃ +R₄) и U_вх <|U_ВЫХ|R₁ /R₂.

Эта схема представляет собой простейший преобразование «напряжение - частота» (ПНЧ), со схемотехникой которых более подробно можно ознакомиться в работе [3, с. 196-200].

Рассмотрим пример использования ждущих мультивибраторов для реализации схемы временной селекции Т-зубца в электрокардиосигнале (см. рис. 2.3). Эта схема используется электронном выделителе Т-зубца для его блокировки, когда в электрокардиосигнале Т-зубец по амплитуде превышает R-зубец, что может привести, например, к ложному определению R-R-интервалов. Временной селектор Т-зубца вырабатывает блокирующие импульсы, длительность которых является функцией R-R- интервала. Ждущий мультивибратор МВ1 формирует импульс постоянной длительности ? = 80... 100 мс. Мультивибратор МВ2 выбран по схеме управляемого ждущего мультивибратора, длительность импульса которого пропорциональна длительности R- интервала (0,25RR). Мультивибратор МВ1 запускается от схемы выделения R-зубца, например, компаратором R-зубца. По переднему фронту импульса, вырабатываемого МВ1, триггер (Тг) устанавливается в состояние единицы (рис. 2.4).

От заднего фронта сигнала с МВ1 запускается мультивибратор МВ2, который формирует импульс длительностью 0,25RR предыдущего периода. Задний фронт импульса с МВ2 возвращает триггер в исходное состояние. Таким образом, на выходе формируется сигнал U_вых, длительность которого определяется как сумма длительностей импульсов с МВ1 и МВ2, то ?+0,25RR.

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рисунок 2.4 - Временные программы работы временного селектора

Аналоговые генераторы прямоугольных импульсов находят свое применение для формирования импульсов воздействия в терапевтических аппаратах, в схемах управления, измерения и т.д.

3. Интегральные таймеры и генераторы на их основе

Для формирования импульсов заданной длительности скважности можно использовать специальные интегральные схемы - таймеры. Функциональная схема одного из популярных таймеров КР1006ВИ1 (зарубежные аналоги SE555, NE555) приведена на рис. 3.1. В эту схему входят два компаратора А1 и А2 триггер Тг, резистивный делитель R1-R3, выходные транзисторные каскады.

Рисунок 3.1 - Структурная электрическая схема таймера

Напряжение питания таймера U _n⁺ может изменяться в пределах +5...+15 В. Делитель напряжения подает на нижний компаратор А2 напряжение U_H=U_n⁺/3, а на верхний компаратор А1 U_H=2U_n /3. Таким образом, если на клемме 2 таймера напряжение станет меньше U_в, на триггер поступит сигнал установки границу. Если на вход таймера 6 будет подано напряжение выше U_в, компаратор А1 выработает сигнал установки в нуль триггера (Тг). Кроме этого для Тг имеется дополнительный выбор установки в нуль (контакт 4). Если на вход 4 подать напряжение меньше 0,4 В (логический ноль для цифровых микроом), то независимо от состояния компараторов триггер устанавливается в состояние «0» (высокий потенциал на инверсном выше триггера). Высоким потенциалом на инверсном выходе триггера открывается транзистор VT3, подавая на выход 7 таймера низкий потенциал, то есть нулевой сигнал со входа 4 таймера имеет высший управляющий приоритет. Этот сигнал является таймера сигналом разрешения Е:если Е=1, то работа таймера разрешена, если Е=0, триггер таймера находится в состоянии «0».

Вторым по старшинству является сигнал U₂, подаваемый на вывод 2. Этот сигнал является инверсным для установки Тг состояние «1», вне зависимости от сигнала со входа 6. Самый младший приоритет у непрерывного сигнала U₆, подаваемого на вход 6. Этот сигнал при Е= 1, U₂>U_Н и U₆>U_В устанавливает триггер в состояние «О».

Выходной каскад триггера, построенный на транзисторе VTI и VT2, обеспечивает ток до 100 МА, то есть такой ток может обеспечивать управление цепями средней мощности вплоть до релейных схем.

В таймере имеется вход, позволяющий управлять опорными напряжениями компараторов (контакт 5). Если он не используется, рекомендуется заземлять его через шунтирующий конденсатор С_ш~10 нФ. Временные параметры импульсов, формируемых генераторами, собираемыми на основе таймеров, зависят от изменения напряжения питания и температуры и определяются внешними по отношению к интегральному компаратору элементами.

Схема построения автоколебательного мультивибратор таймере КР1006ВИ1 изображена на рис. 3.7, а. В данной схеме используется времязадающая цепь на резисторах RI--R2 и конденсаторе С_в. Конденсатор С_ш шунтирует вход 5. Временная диаграммы работы таймера в режиме мультивибратора показаны на рис. 3.7, 6. После включения напряжения питания конденсатор С_в начнет заряжаться от источника через резисторы R1 и R2. Но сначала напряжение на нем невелико, а напряжение на входе компаратора А2 (см. рис. 3.1) не превышает величину U _П /3. Триггер установлен в состояние «0», транзистор VT1 открыт, напряжение U₃ равно единице. Для определения напряжения на емкости С_в воспользуемся формулой (3.2). Для интервала времени 0tt₀

U_c(t) = U_П( l-),

Где ?₁ =(R ₁+R₂) C_в; U _П - напряжение питания.

В момент времени, когда U_Cв(t)=U _П /3, компаратор А2 снижает сигнал установки в нуль триггера, но своего состояния он не меняет. В момент времени t₀, когда U_CB(t)=2U _П /3, срабатывает компаратор А1, устанавливая триггер в состояние «О», транзистор VT1 закрывается, a VT2 открывается, на выходе 3 устанавливается состояние «О». Открывается также транзистор VT3, который подключает почти к «земле» выход 7 таймера, в результате чего через сопротивление R2 и открытый переход VТ ёмкость С_в начнёт разряжаться. Учитывая совместно два уравнения

для момента времени t₀ можно получить:

t₀= ?₁In3 1,1 (R₁+R₂) C_в.

Для интервала времени [t₀; t₁], когда конденсатор разряжается через R2, без учёта падения напряжения на открытом транзисторе VT3, на основании выражения (3.1) можно записать

U_Cв(t) = (2U_n/3)e^-t/?2, (3.1)

где ?₂ - постоянная времени разряда; ?₂=R₂С_в.

Когда напряжение Uc _в (t) падает до величины U _П /3 через компаратор А2, триггер вновь переключается в состояние «1» VT2 и VT3 закроются, VT1 откроется, напряжение на выход переключается на высокий уровень (логическая единица). Конденсатор С_в вновь начнет заряжаться до U_Cв(t) = 2 U_n/3 и т.д. До момента времени t ₁ справедливо равенство U_CB(t)=U_П/3 , откуда учитывая выражение (3.1), получаем

t₁ =?₂ In 2 = 0,693R₂C_в. (3.2)

Для интервала [t₁; t₂] c учетом выражения (3.2) можно написать

U_C2(t) = U_П+(U _П /3-U_П)e^-t/?2. (3.3)

Для времени t₂-U_CB(t)=2U_П/3, поэтому с учетом выражения (3.3) можно записать

t₂ = ?₁ In 2 = 0,693(R₁ +R₂)С_В. (3.4)

На основании выражений (3.2) и (3.3) получаем

Т = 0,693 C_B(R₁ +2R₂); Q = 2 + (R_l /R₂).

Для получения импульсов меандра нужно выполнить условие R ₁ = 0, но тогда при открывании VT3 через него пойдёт большой ток и он сгорит, потому рекомендуют выбирать R₁ 1 кОм.

Для получения меандра можно применять другие схемы, в которых используют, например, методы разделения цепей заряда и разряда времязадающей емкости. Схема с раздельным управлением зарядом-разрядом времязадающей емкости, с последовательно включенными переменными резисторами, обеспечивающими регулировку длительности и периода следования импульсов, показана на рис. 3.2. В этой схеме С_в заряжается через R1, R2 и открытый диод VD 1, а разряжается через открытый диод VD2 и резистор R3.

Схема одно вибратора на таймере представлена на рис. 3.2.

Цепь запуска состоит из элементов R3, СЗ и VD, времязадающая цепь R_B-C_B. В ждущем режиме на выходе таймера формируется низкий потенциал (см. рис. 3.2). Исходно на входе S таймера (вход 2) резистором R3 поддерживается напряжение U₂>U _П /3,тригеp (см. рис. 3.1) в нуле, транзистор VT3 открыт, вывод 7 таймера имеет потенциал «земли», емкость С_в разряжена. Если на вход S подать отрицательный запускающий импульс так, что и по истечение некоторого времени будет обеспечиваться выполнение соотношения U₂<U _П /3, то триггер таймера перейдет в единичное состояние, транзистор VT3 закроется и конденсатор С_в станет заряжаться от U_П через R_B. Когда конденсатор С_в зарядится до величины 2U _П /3, триггер возвратится в нулевое состояние и таймер вновь окажется в исходном состоянии. Длительность импульса на выходе таймера может быть рассчитана как

t_u=R_BC_B InЗ=1,1 R_BC_B.

Запуск одно вибратора может осуществляться непосредственно подачей сигнала на вход S или перепадом 1/0 на входе дифференцирующей цепи. Вход 4 может использоваться для прерывания процесса формирования импульса. На вход 5 может быть подано управляющее напряжение U_y от источника с малым выходным сопротивлением (например, с выхода ОУ), таким образом можно управлять длительностью формируемого импульса в соответствии с формулой

t_и=R_вC_вIn [ U_y)]. (3.5)

Входной ток компаратора А1 составляет примерно 0,1 мкА, ток закрытого транзистора VT₃ равен 0,5 мкА. Этими токами определяется наибольшее допустимое сопротивление резистора R. Рекомендуемые значения R_в в пределах 1 кОм...10МОм. Наименьшая возможная длительность t_и определяется параметра таймера и равна приблизительно 10 мкс.

Рассмотренный тип таймера относится к разновидности однотактных схем. В вариантах, когда требуется получить большую длительность импульса, измеряемую часами, применяют многотактные таймеры. Вариант блок-схемы многотактного таймера приведен на рис. 3.2.

Рисунок 3.2 - Блок-схема многотактного таймера

В этой схеме импульс, формируемый однотактным таймером с параметрами, заданными цепью R-С, попадает на двоичный счетчик, на выходе которого формируется сигнал, «затянутый» на время, определяемое его коэффициентом пересчета.

Согласованная работа элементов таймера обеспечивается схемой управления, которая в исходное состояние переводи сигналом «Сброс». Включение таймера осуществляется сигналом «Пуск».

В различных конструкциях многотактных таймеров интервал времени может задаваться программно по коду, устанавливаемому перемычками или со стороны ПЭВМ, а может жестко определяться внутренней структурой счетчика.



4. Генераторы линейно изменяющегося напряжения

По форме генерируемых сигналов генераторы линейно и меняющегося напряжения (ГЛИН) разделяются на генераторы пилообразного напряжения (ГПН) и генераторы напряжении треугольной формы. Способ получения линейно изменяющегося напряжения основан на заряде (разряде) конденсатора постоянным током, а отличия в схемотехнике ГЛИН относятся к различным способам построения источников постоянного тока. На рис. 4.1, а показан график работы реального ГЛИН, а на рис. 4.1, - график формирования погрешности работы ГЛИН.

Рисунок 4.1 - Графики работы и формирования погрешностей работы ГЛИН

Относительная погрешность работы ГПН определяется выражением

? _ПН=|?U_max/(U_{вых.кон.} - U_{вых.нач.})| (4.1)

где ?U_max = max |U_ид - U_{вых.нач}|; U_ид - мгновенное значение выходного напряжения, соответствующее идеальному выходному сигналу;

Uреал - мгновенное значение реального выходного напряжения;

U_{вых.кон.} , U_{вых.нач} - напряжения соответственно в конце и начале цикла формирования линейно изменяющегося напряжения

t_пр - время прямого хода ГПН;

t_в - время восстановления.

Одна из широко используемых схем ГПН строится на основе генератора с компенсирующей ООС (рис. 4.2). В этой схеме для задания начальных условий разряда конденсатора используется ключ на полевом транзисторе, управляющее напряжение на который подается от генератора прямоугольных импульсов. Формирование линейно изменяющегося напряжения осуществляется при закрытом транзисторе. При размыкании ключа конденсатор заряжается от входного напряжения. Удобно выбрать U_вх = const =U₀. Для этой схемы без учета малых параметров можно записать

U_вых.(t) = -KU₀ [1-e^-t/(1+k)RC]

Другая запись для выходного напряжения для этой схемы

U_вых(t) = - = + U_{вых нач} (4.2)

Остаточное напряжение на конденсаторе U_{вых нач} при замкнутом ключе может быть найдено из выражения

U_{вых нач} = /(R₀ + R_доб ) U_вх /R₁ , (4.3)

где R₀ - сопротивление открытого транзистора;

R доб - добавочное сопротивление, ограничивающее ток через транзистор.



Рисунок 4.2 - Типовые схемы ГПН

Для полного разряда конденсатора необходимо добиться выполнения условия (R₀+R_доб)C«t_B, где /_в - время, в течение которого транзистор открыт.

Генератор пилообразного напряжения характеризуется скоростью изменения выходного напряжения V. Для рассматриваемой схемы U_вых= -U_Bх/RC. Из этого выражения видно, что скорость нарастания можно регулировать изменением U_Вх.

Рассчитывать такие параметры ОУ, как напряжение смещения нуля е_см, входные токи i ⁺_вх и i ^-_вх, и пренебречь факторами второго порядка малости, можно определить вызванное этими параметрами изменение выходного напряжения ГПН, то есть погрешность от воздействия этих факторов

U_погр = U_вых = t (i ⁺_вхR₁ /R - i -_вх - e_см/R)/C.

Схема, приведенная на рис. 4.2, из-за конечности реализует выпуклую форму выходного напряжения. Используя не инвертирующий вход усилителя (организуя ПОС), можно значительно повысить линейность работы ГПН за счет организации источника тока с достаточно хорошими характеристиками. Такая схема приведена на рис. 4.2. Для этого генератор выбираем U_BXl=const и U_Bx2=const. На его выходе при R1=R4=R= R2⁼R3 при запертом транзисторе VT в линейном режиме работы ОУ формируется выходное напряжение

U_Bых=2t(U_вх2-U_вх1)/RC + U_{вых нач}. (4.4)

Напряжение U_{вых нач} является выходным напряжением ГПН, когда транзистор VT открыт. При выполнении условия R₀ +R_доб R ₄ имеет место соотношение

Uвых. нач ⁼ -Uвх1R2/R1 . (4.5)

Из соотношений (4.4) и (4.5) видно, что в генераторе мoгут устанавливаться как величины U_вых и U, так и величина U_{вых.нач.}

Достаточно хорошая линейность при построении ГПН обеспечивается при использовании таймера (см. рис. 4.2). В этой схеме генератор тока собран на транзисторе VT и резисторе R1 ...R3. Таймер включен в режим ждущего мультивибратора (с рис. 4.1). При поступлении запускающего импульса на второй вход таймера, конденсатор С_в начнет заряжаться от генератора тока, собранного на транзисторе VT. Напряжение на конденсаторе линейно нарастает до величины 2U _П /3, после чего одно вибратор возвращается в ждущий режим. Напряжение U_вых снимается непосредственно с конденсатора С_в, поэтому необходимо, чтобы следующий каскад обладал большим входным сопротивлением.

Рекомендуется следующий порядок расчета ГПН. Для схемы рис. 4.2, исходными данными являются: t_np - время прямого хода, в течение которого формируется линейно изменяющееся напряжение; |U _{вых.кон.}| - напряжение в конце цикла формирования линейно изменяющегося напряжения; U_вх - постоянное напряжение, подаваемое на вход ГПН.

Алгоритм расчета состоит из следующих этапов:

1. рассчитывается сопротивление R_доб таким образом, чтобы при разряде конденсатора ток через МОП-транзистор не превысил предельно допустимый. Это условие обеспечивается при выполнении неравенства



R_доб | - R_0,

где Iс max - максимальный ток стока транзистора;

2. сопротивление R₂ рассчитывается из условия

R₂»R_доб+R₀ и R _{0 max}

где Е_П - напряжение положительного источника питания.

Последнее условие не позволяет перегрузить ОУ по току;

3. из уравнения (3.21) при заданном t_пр определяют емкость конденсатора

С=-U_вх t_пр /(R₂U_{вых кон} ),

для выбранного С уточняется сопротивление

R₂ = -U_Bxt_np/(CU_{Bых кон});

4. определяется минимальное время, в течение которого может быть открыт транзистор (длительность отрицательного импульса на затворе транзистора)

T-t_np=t_и^- =n(R₀+R_дo6)C (и = 3...5);

5. проверяется выполнение неравенства Ri_вх е_см, приняв i ⁺_вх и i ^-_вх Если оно выполняется, то принимается R ₁ =О, если не выполняется, то R ₁ =R₂;



6. вычисляются максимальное и минимальное входные напряжения, при которых ОУ не входит в насыщение, по формуле

U_{вх min} = -U_выxRC / t_np и U_{BX max} = -U ^-_выхR₂C /t_np.

Для схемы, представленной на рис. 4.2, исходными данными являются: t_пр , [U_{вых кон}], U _вх1 , U _вх2, U _{вх нач} - напряжение вначале цикла формирования линейно изменяющегося напряжения. Последовательность расчета схемы следующая:

1) конденсатор С и резистор R_доб можно рассчитать аналогично методике, приведенной выше;

2) находятся сопротивления R₁=R₄=R по формуле (4.4) при условии, что t=t_пp и U_вых=U_{вых кон}:

R= ;

3) рассчитывается сопротивление R₂ по формуле

R₂ = -RU_{вых нач} /U_вх1 ;

можно принять R3=R2;

4) проверяется выполнение условия R₃||R₄<R_H, где R_H - минимальное сопротивление нагрузки. Если оно выполняется, расчет заканчивается; если не выполняется, то емкость уменьшается в R_H/(R₃||R₄) раза и расчет элементов схемы повторяется.

В отличие от ГПН в генераторах треугольных импульсов заряд, и разряд конденсатора производится постоянным током, за счет чего достигается линейный рост и спад напряжения, большинстве случаев для создания такого режима работы на вход интегратора подаются разно полярные прямоугольные импульсы. Поддержание требуемых характеристик сигнала достигается введением ООС.

Локальная ООС охватывает интегратор обратной связью по постоянному току, компенсируя постоянное смещение на выходе генератор. Улучшение характеристик линейности выходного сигнала обеспечивается за счет ООС2, которая воздействует на скважность импульсов, подаваемых на вход интегратора. Простейшая схема ГТИ приведена на рис. 3.10. Эта схема представляет собой интегратор, охваченный глубокой ООС по постоянному току. ООС поддерживает близким к нулю среднее входное напряжение и построена на Т-образной цепочке R_ос1 R_oc2 . На вход интегратора поступают разно полярные прямоугольные импульсы типа меандра с параметрами U_упр^- , U_упр⁺, t⁺ и t^- .

Рисунок 4.3- Типовые схемы треугольных импульсов

Исходными данными для расчёта являются параметры и управляющее напряжение (например Расчет такого генератора состоит из следующих этапов:

1) сопротивление резисторов R2 и R1 и емкость определяется по тем же соображениям, что и для схемы ГПН.

2) амплитуды выходных напряжений рассчитываются по формуле

U_{вых max} = -U_{вых min} = t _пр (U⁺_упр - U^-_упр )/2R ₂C (4.6)

3) сопротивления R_oc1 =R_oc2 = R_oc определяются из условия 10R₂ R_oc R_и; выполнение этого неравенства обеспечивает удовлетворительную стабилизацию по постоянному току и исключает перегрузку ОУ по току;

4) емкость цепи ООС рассчитывается по формуле

С_ос = 2t_пр /R_и

Более высокое качество треугольных импульсов получается в схемах с общей ООС (рис. 4.3). Усилитель А1 с резисторами Rl, R2, R5 служит пороговым устройством с гистерезисом, вырабатывающим прямоугольные импульсы. Второй ОУ - А2 с элементами R3, R4, С представляет собой интегратор. Когда на выходе А1 формируется напряжение отрицательной полярности на выходе интегратора генерируется возрастающая часть сигнала треугольной формы. Часть этого сигнала через R5 поступает на не инвертирующий вход ОУ А1 и компенсирует часть сигнала, поступающего с его же выхода через R1 и R2. При равенстве сигналов со стороны R5 и RI на входе А1 этот ОУ переключается в состояние положительного выходного напряжения, в результате чего на выходе интегратора начинает формироваться спад отрицательного сигнала треугольной формы. Амплитуда выходного сигнала А2 регулируется резистором R2, с помощью которого изменяется отношение R₅/(R₁+R₂). Частота следования импульсов определяется постоянной времени интегратора (R₃+R₄)C и регулируется сопротивлением R₃.

При высоких требованиях к линейности не рекомендуется превышать частоту следования треугольных импульсов в 10 из-за ограничений на характеристики ОУ. Для больших частот рекомендуют выбирать высокочастотные ОУ или использовать таймеры.



5. Функциональные генераторы

Для формирования управляемых сигналов различной формы, а также для формирования синусоидальных сигналов при минимальных искажениях, особенно в области низких и инфра низких частот, используют так называемые функциональные генераторы (рис. 5.1).

Рисунок 5.1 - Блок-схема функционального генератора

На этом рисунке триггер Шмидта с интегратором формируем прямоугольные и треугольные импульсы, а формирователь синусоидального сигнала - гармонический сигнал.

Схемотехника построения генераторов прямоугольных и треугольных импульсов была рассмотрена выше.

Вариант принципиальной схемы цепочки триггер Шмидта интегратор, охваченный общей обратной связью, показан на рис 5.2.

Рисунок 5.2 - Электрическая схема формирования прямоугольных и треугольных импульсов



В этой схеме на операционном усилителе А1 собран триггер Шмидта, а на А2 - генератор треугольных импульсов. Когда выходное напряжение интегратора достигает порога срабатывания триггера, напряжение на его выходе U_П скачком меняет свой знак. Вследствие этого напряжение на выходе генератора начинает изменяться в противоположную сторону пока не достигнет другого порога срабатывания триггера. Изменяя постоянную интегрирования RC, можно перестраивать частоту формируемого напряжения в широком диапазоне. Амплитуда треугольно напряжения U_? зависит только от установки уровня срабатывания триггера Шмидта, который определяется выражением

U_П=U_НR₁/R₂, (5.1)

где U_H - напряжение насыщения операционного усилителя.

Период колебания импульсов этой схемы определяется выражением

Т = (4R ₃CR₁)/R₂. (5.2)

...