Метод підвищення структурно-інформаційної зв’язності мобільних безпроводових сенсорних мереж

Размещено на http://www.allbest.ru/

Міністерство освіти і науки України

Національний технічний університет України

“Київський політехнічний інститут”

Інститут телекомунікаційних систем

Кафедра телекомунікацій

Автореферат

до дисертації освітньо-кваліфікаційного рівня “магістр”

зі спеціальності 8.05090303 «Технології та засоби телекомунікацій»

на тему: Метод підвищення структурно-інформаційної зв'язності мобільних безпроводових сенсорних мереж

Студент групи ТЗ-71м

Ковшик

Анастасія Геннадіївна

Керівник магістерської дисертації

д.т.н., проф. Лисенко О.І.

Київ 2013



Вступ

Безпроводові сенсорні мережі (БСМ) отримали великий розвиток в останній час. Такі мережі можуть зв'язати воєдино глобальні комп'ютерні мережі та фізичний світ. Концепція безпроводових сенсорних мереж привертає увагу багатьох вчених, дослідницьких інститутів і комерційних організацій, що забезпечило великий потік наукових робіт з даної тематики. Інтерес до вивчення таких систем обумовлений широкими можливостями застосування сенсорних мереж. Безпроводові сенсорні мережі, зокрема, можуть використовуватися для передбачення відмови обладнання в аерокосмічних системах та автоматизації будівель. Через здатність до самоорганізації, автономності та високої відмовостійкості такі мережі активно застосовуються в системах безпеки і військових додатках. Успішне застосування БСМ в медицині для моніторингу здоров'я пов'язане з розробкою біологічних сенсорів, сумісних з інтегральними схемами сенсорних вузлів. Але найбільше поширення бездротові сенсорні мережі отримали в області моніторингу довкілля та живих істот.

Впровадження БСМ дозволяє реалізувати єдиний інформаційний простір на будь-якому об'єкті, контрольованому за допомогою системи спеціалізованих сенсорних датчиків, таких як: датчики температури, тиску, вологості, вібрацій, освітленості, рівня радіації, електромагнітного випромінювання і т.д.

У числі основних функціональних і експлуатаційних переваг БСС слід виділити:

- можливість самонастроювання і самовідновлення мережі;

- масштабованість мереж з щільним розміщенням вузлів у просторі (від десятків до тисяч пристроїв);

- високі показники надійності та відмовостійкості за рахунок комунікаційної надмірності і наявності безлічі альтернативних маршрутів доставки даних;

- низька вартість і малі маса-габаритні показники вузлів;

- стійкість до модифікації топології мережі та змін характеристик середовища поширення радіохвиль;

- здатність вузлів спільно обробляти отримані дані і приймати рішення на базі розподілених алгоритмів;

- можливість швидкого і при необхідності прихованого розгортання мережі.

До вузлів, що входять до складу сенсорних мереж пред'являються досить жорсткі і специфічні вимоги. Насамперед, це тривале функціонування від автономного джерела живлення, широкі мережеві можливості, включаючи самоорганізацію, динамічну аутентифікацію, гнучкі механізми маршрутизації і т.п. І при всьому цьому кожен подібний вузол повинен мати вкрай низьку вартість і володіти мінімально можливими розмірами.

У сенсорних мережах виникає цілий ряд нових проблем, вивченню яких приділяється велика увага [43-44]. До вузлів, що входять до складу сенсорних мереж пред'являються досить жорсткі і специфічні вимоги. Насамперед, це тривале функціонування від автономного джерела живлення, широкі мережеві можливості, включаючи самоорганізацію, динамічну аутентифікацію, гнучкі механізми маршрутизації і т.п. І при всьому цьому кожен подібний вузол повинен мати вкрай низьку вартість і володіти мінімально можливими розмірами. Однією з таких проблем є проблема низької структурно-інформаційної зв'язності.Структурна надійність сучасних мереж визначається наявністю або відсутністю справного шляху в заданому напрямку [12, 13]. Однак, наявність справного шляху ще не гарантує негайного встановлення з'єднання, оскільки елементи шляху можуть бути зайняті іншими абонентами для передачі або приймання інформації. Отже актуальною задачею у руслі створення ефективних телекомунікаційних технологій є оцінка надійності безпроводових сенсорних мереж із урахуванням їх структурних і інформаційних характеристик.

Одним із шляхів підвищення структурної надійності (зв'язності) мобільних безпроводових сенсорних мереж (МБСМ) є застосування безпілотних літальних апаратів (БЛА) у якості додаткових вузлів [14].

Таким чином метою даної роботи є визначення та підвищеннязв'язності безпроводових сенсорних мереж на основі безпілотних літальних апаратів.

Досягнення цієї мети передбачає постановку і вирішення наступних завдань.

1. Аналіз функціонування БСМ на основі БЛА.

2. Визначення зв'язності БСМ.

3. Розробка функціонально-математичної моделі БСМ на основі БЛА.

4. Розробка методу та методики підвищення зв'язності БСМ на основі оптимального управління топологією мережі БЛА.

5. Програмна реалізація запропонованого методу.

Таким чином, об'єктом дослідження є процес функціонування безпроводових сенсорних мереж на основі безпілотних літальних апаратів.

Предмет дослідження - методи оптимального управління топологією мережі безпілотних літальних апаратів.

Методи дослідження ґрунтуються на положеннях чисельних методів, теорії ймовірностей, математичної статистики, обчислюваної геометрії, теорії графів, теорії телекомунікаційних мереж, методів оптимізації, фізико-теоретичних основ радіозв'язку. При моделюванні та розробці програм використовувались наступні мови програмування та програмні продукти: MATLAB/Simulink, MAPLE.



Розділ 1. E-діапазонна технологія безпроводового зв'язку

мобільний сенсорний радіомережа

1.1 Історія поширення E-діапазонного зв'язку

Електронні групи розподілу у 71-76 ГГц і 81-86 ГГц для фіксованих послуг були засновані Міжнародним союзом електрозв'язку (МСЕ) майже 30 років тому в 1979 ВАРК-79 Всесвітньої конференції радіозв'язку. Однак не так багато комерційного інтересу було показано в смугах до кінця 90-х років, коли FCC's офіс техніки і технології опублікував дослідження про використання діапазону міліметрових хвиль. Ця доповідь робить висновок, що розробники систем можуть скористатися властивостями поширення, які проявляються в діапазоні міліметрової частоти для розробки сервісів. Вікна в спектрі особливо придатні для застосування для систем, що вимагають всіх погодних операцій або для системи короткого діапазону точка- точка. На ВКР-00 Всесвітньої конференції радіозв'язку 2000 ITU делегати обговорили можливості високої щільності послуг фіксованого звязку на високих частотах. Протягом цього часу, кілька подій мали трапитися, що викликало інтерес до Е-діпазону безпроводового зв'язку. По-перше, технологія розвинулися до моменту, де компоненти працюючі в хвилях міліметрового діапазону можуть бути комерційно сфабрикованими. По-друге, застій в широкому використанні мікрохвильового діапазону (від 6 до 38 ГГц) дав старт конструкторам до розгляду альтернативної смуги частот. Нарешті, для швидкості мульти-мегабіт і навіть гігабіт на секунду необхідне нове покоління зв'язку і мультимедійні послуги, необхідні нові парадигми для безпроводової передачі. Після петицію в галузі безпроводового зв'язку, FCC випустила повідомлення про пропоновану норму в 2002, що призвело до відкриття смуг відповідно до чинної частини 101 фіксованої служби правил точка-точка в 2003.

Схема"світло ліцензування" була введена в 2005 році і першим комерційним Е-діапазон був встановлений радіостанціями незабаром після цього. У 2005 році Європейська конференція пошти і електрозв'язку ( КEПЕ ) випустила план загальноєвропейської групи схожою на Американську. У 2006 році, Європейського інститут стандартизації електрозв'язку (EЕСІ ) випустив технічні норми для обладнання, що працює в діапазоні 5 71-76 і 81-86 ГГц. Вони були послідовними з європейськими правила, щоб дозволити комерційно використовувати в Європі електронний діапазон безпроводового обладнання у майбутньому.

Багато частин світу тепер слідують прикладу США і Європи, і відкривають Е-діапазон частоти для високої пропускної здатності безпроводового зв'язку точка-точка, що дозволяє передачу гігабітних швидкостей в міліметрових діапазонах довжин хвиль.

1.2 Поширення та розподіл частоти Е-діпазонного безпроводового зв'язку

Розподіл електронної смуги частот складається з двох неструктурований смуг 71-76 ГГц і 81-86 ГГц

Цей розподіл має важливе значення з двох основних причин. По-перше, поєднання 10 ГГц спектру значно більше ніж будь-який інший розподіл частот. Разом це більше ніж в 50 разів більше, ніж весь спектр, виділений в США для всіх поколінь, технологій і особливостей послуг мобільного зв'язку, і набагато більше, ніж всі широко використовувані смуги СВЧ зв'язку. Наявність такої великої ділянки спектра дозволяє реалізувати нове покоління безпроводової передачі. По-друге, розподіл електронної групи, розділений на два парних канала в 5 ГГц каналів, що не є додатково розділеними, як і у випадку при нижніх частотах НВЧ діапазонів. У США кожен шматок FCC переносить в канал мікрохвильового діапазону не більше 50 МГц. Розмір цьогой каналу в кінцевому рахунку обмежує кількість даних, які можуть бути стиснуті в канал. Для розподілу E-діпазонного спектра досить передавати гігабіт даних (1 Гбіт або GigE) з простою схемою модуляції, такою як BPSK. З більш спектрально ефективною модуляцією може бути реалізований повний комплект швидкості передачі даних 10 Гбіт (OC- 192, STM- 64 або 10GigE). Оскільки немає необхідності стискати дані в малочастотні канали, системи можуть бути реалізовані з відносно простою архітектурою. Радіо обладнання може скористатися модемами з низьким порядком модуляції, нелінійними підсилювачами, діплексером з низькою вартістю, приймачами прямого перетворення, і багато іншими відносно не складними безпроводовими блоками, зменшуючи вартість системи і складність, в той час як підвищується надійності та ефективності роботи.

Поширення безпроводового звязку на Е-діпазонних частотах добре зрозумілі. Характеристики лише трохи відрізняється від тих, які широко використовуваних низькою частотою мікрохвильовою піччю смуги, що дозволяє реалізувати дальність передачі в багато миль.

Атмосферне загасання радіохвиль змінюється значно з частотою.

Його мінливість була добре зхарактеризована і показано на рис.1.1.

Рис. 1.1 Атмосферне та молекулярне поширення



У мікрохвильовому частотному діапазоні частоти є до 38 ГГц, ослаблення за рахунок впливу атмосфери на рівні моря знаходиться на низькому рівні 0,3 дБ/км або менше. Невеликий пік видно на 23 ГГц, а потім великий пік при 60 ГГц, що відповідає поглинанню пари води і молекул кисню відповідно. Цей ефект в 60 ГГц особливий, коли поглинання збільшується до 15 дБ/км, що значно обмежує дальність радіопередачі для цієї частоти. Вище 100 ГГц, виникають безліч інших молекулярної ефектів поглинання, що обмежує ефективність радіопередачі. Чітке атмосферне вікно може бути в спектрі близько від 70 ГГц до 100 ГГц. У цій області відбувається низьке атмосферне загасання близько 0,5 дБ / км, близька до популярної мікрохвильової частоти і дуже сприятлива для радіопередачі. З цієї причини, Е-діапазонна безпроводова система може передавати високий швидкісний сигнал передачі даних через багато миль.

Фізичні властивості високої частоти радіопередачі в присутності різних погодних умов добре зрозумілі. З перевірених моделей по всьому світу погодні характеристики, що призводять до послаблення зв'язку можуть стати зрозумілими, відстань зв'язку в декілька миль навколо земної кулі впевнено може бути реалізована.

Як і в будь-якій радіопередачі приблизно вищою 10 ГГц, ослаблення в дощі розмістить природні обмеження на відстані зв'язку. Як показано на рис.1.3, передача хвиль міліметрового діапазону може відчувати значні дощові загасання при дощу. " Важкі " опади у розмірі 25 мм/год (1 " на годину) дає трохи більше 10 дБ / км затухання на Е -діапазоні частот.



Рис. 1.2 Дощові затухання міліметрових та мікрохвильових хвиль

Це затухання збільшується до 30 дБ/км для 100 мм/год (4 " на годину) при " тропічному "дощі. Ці значення ослаблення використовуються для планування звязку при визначенні максимальної довжини лінії здатної подолати дощ.

Глобальні моделі при дощі були вивчені і охарактеризовані протягом багатьох років. ITU та інші органи публікують моделі, отримані з десятиліть досліджень передачі даних при дощі зі всього світу. Моделі доступні для прогнозування інтенсивності дощу і річної кількості опадів на цих інтенсивностях і дозволяють інженерам створити радіозв'язок навіть при найгіршій погоді, або для отримання прийнятного рівня затухання при відключенні на більш довгі відстані.

Однією з переваг Е-діапазону безпроводового зв'язку є те, що по суті він не залежить від туману і хмар. Густий туман з видимістю 50 м (150 футів) має щільність близько 0,1 г/м3, який створює дуже мале загасання 0,4 дБ/км частоти Е-діапазону. Це можна вважати відсутністю загасання через туман і хмари, який є набагато меншим, ніж довжина хвилі радіосигналу (приблизно 4 мм або одна шоста частина дюйма). Таким чином, мінімальне розсіювання з туману і крихітної частинки води відбувається.

Порівняйте цю ситуацію для вільного простору оптичних систем ( FSO ), висока швидкість передачі даних альтернатива Е-діпазоному безпроводового зв'язку. Оптичний сигнал FSO має довжину хвилі такого ж порядку як частинки туману і хмари, загасання порядку 200 дБ/км можна випробувати для сильного туману в тракті передачі FSO.

Подібно туману і хмарам, безпроводові сигнали електронної групи є не розбіглися від частинок набагато менше, ніж 4 мм в тракті передачі. Ця властивість робить будь-яку невелику повітряну частинку по суті невидимою для Е-діапазонної безпроводової системи.

1.2 Технічні характеристик E - діапазонного безпроводового звязку

Є цілий ряд додаткових фізичних та нормативно-технічних характеристик, які додають привабливість електронній групі в якості корисного спектру для безпроводової комунікації.

По-перше, підсилення антени збільшується з частотою.

Таким чином, можна реалізувати великі переваги від відносно маленької антени на частотах Е-діапазону.

Рис 1.3 показує, зміну підсилення для 1 фут (30 см) з параболічною антеною.

Рис. 1.3 Ефективність частоти на коефіцієнт посилення антени для 1 фут (30 см) параболічної антени

У популярному загальному несучому діапазоні 18 ГГц, антена має близько 32,5 дБі підсилення. В Е-діапазоні еквівалентний розмір антени має від 44 до 45 дБі підсилення. Таким чином, в ідеальних умовах, 24 дБ поліпшення грані звязку прирівнюється до чотирьох разів поліпшення відстані зв'язку. Альтернативне порівняння полягає в тому, що 4 футна антена на 18 ГГц має той же коефіцієнт посилення як 1 футна антена в електронній групи, з явною зниженою вартістю, простотою установки та плануванням і зонуванням переваг.По-друге, в США FCC дозволяє радіозвязку Е-діапазону працювати до 3 Вт вихідної потужності. Це значно вище, ніж доступна на іншому діапазоні міліметрових хвиль (наприклад, 25 дБ вище, ніж 10 мВт обмежена при 60 ГГц). Також 5 ГГц широкі Е-діапазонні канали включають радіо для передачі даних високою швидкістю передачі з низьким рівневою схеми модуляції (наприклад, FSK або BPSK модуляція може легко дозволити 2 Гбіт швидкості передачі даних в 5 ГГц каналів). Вихідна потужність в системі є відносно високою, як модуляції низького порядку схема ставить мінімальні вимоги лінійності до потужності підсилювача передавача (PA) і, таким чином, PA може бути запущена близько до його максимальної розрахункової потужності.

Висока швидкість передачі даних SDH радіорелейних (до речі пропонуючи менше ніж одна шоста швидкості передачі даних електронного радіодіапазону) повинен використовувати 128 або більшу модуляцію для стиснення даних в невеликий мегагерцевий широкий канал.

Тут лінійність підсилювача потужності має першорядне значення, і підсилювачі повинні значно відступати, дроселюючи вихідну потужність для багатьох децибел нижче виходів номінальних.

Щоб продемонструвати, як ця технологія працює на практиці, рис 1.5 показує продуктивність ММЗ 125 радіо для різних дощових регіонів по всьому світу. Можна бачити, що в такому місті, як Нью- Йорк (дощ область K ), звязок 2 милі може забезпечити доступність погоди 99,99 %, за оцінками вниз на 50 хвилин на рік. Для сухого клімату, таких як Каїр Єгипет, навіть 16 км звязку буде досить міцним, щоб досягти краще, ніж 99,9 % доступності погоди.

Рис. 1.4 Доступні дощові регіони ITU

1. Діапазон частоти 71-76 і 81-86 ГГц є глобально доступним для ультра- високої потужності точка- точка комунікації, що забезпечують швидкість передачі даних Gigabit Ethernet 1 Гбіт і за його межами. Економічність архітектури були реалізовані, що дозволить наявність операторського класу на відстані милі і далі.

2. Діапазони 71-76 і 81-86 ГГц ( широко відомі як " е-діапазон " ) дозволені по всьому світу для ультра високої продуктивності зв'язку точка- точка

3. E-смуговий безпроводові системи пропонують повний комплект підключення Gigabit Ethernet зі швидкістю передачі даних 1 Гбіт і економічно ефективною архітектурою, з наявністю операторського класу на відстані в милі ( 1,6 км) і за його межами.

Розділ 2. Мультигігабітна безпроводова Е-діапазонна технологія

2.1 Актуальність Е-діпазонної технології

Попит на дуже високу швидкість безпроводового зв'язку зростає зі збільшенням комп'ютера та швидкості волокна.

Gigabit Ethernet ( GbE ) став стандартним протоколом для провідної передачі даних і використання 10 Gigabit Ethernet (10GbE) стрімко зростає. У той час як відомі оптоволоконні передавальні пристрої можуть забезпечити швидкість передачі даних мультигігабіт на секунду, але витрати на інфраструктуру і час розгортання може бути непосильними для деяких додатків. Швидким розгортанням, низьку вартість безпроводового зв'язку можуть здійснити волоконні мережі, які утворюють розрив. Multi- гігабітні безпроводові додатки включають транспортну мережу та розподілені антенні системи для 3G/4G мобільної інфраструктури, зв'язок підприємства, дані дистанційного зберігання і безпроводові персональні мережі малого радіусу дії (WPAN). Широке ліцензування спектру близько 60 ГГц виділено в більшості країн по всьому світу. У той час як основне дослідження фокусується на розвитку споживчого рівня швидкості передачі даних мультигігабітних малої дальності WPAN для споживача додатків рівня, комерційний зв'язок точка- точка в діапазоні 60 ГГц зі швидкістю передачі даних до 1,25 Гбіт також доступні від декількох виробників. Проте, високі втрати поширення через поглинання кисню в цій смузі і нормативні вимоги обмежили дальність зв'язку у відкритому просторі. Розподіл E-діапазонного спектру (71 - 76 і 81-86 ГГц) в США, Європі, Росії та Австралії надає можливість для зв'язку прямої видимості (LOS) з більшим діапазоном і високою швидкістю передачі даних, ідеально підходить для замінного волокна і додатків транзитних з'єднань. Поточний E-діапазонний комерційний безпроводовий зв'язок точки до точки обмежені швидкістю до 1,25 Гбіт і використовує прості методи модуляції як амплітудна маніпуляція (ASK) або двійкова фазова маніпуляція ( BPSK ) з спектральною ефективністю нижче 1 біт/с/Гц.

Було запропоновано частотній області багатоканальний спосіб мультиплексування з поліпшеною спектральною ефективністю, розроблено систему з 12 Гбіт в E-діапазоні, і побудувано чотирьохканальний 6 Гбітний демонстратор концепції. З 8PSK( Фазова маніпуляція ), ми домоглися спектральної ефективності 2,4 біт/с/Гц. За нашою інформацією, це найвища спектральна ефективність, яка досягається на сьогоднішній день для зв'язку міліметрового діапазон з продемонстрованою швидкості передачі даних 6 Гбіт. Запропонований спосіб можна застосовувати до систем, де смуга пропускання радіоканалу перевищує ширину спектра Найквіста асоційованого A/D і D/A перетворювачем. Аналого-цифрові ( A/D ) і цифро-аналогові (D/A ) перетворювачі не можуть працювати при швидкості мульти-гігабіт на секунду, ми використовуємо ряд цифрових каналів, що працює на більш низькій частоті дискретизації. Для однієї модуляції несучої, пропононується техніка мультиплексування каналів в частотній області без потреби в захисних смугах, що поєднує в собі основні -зростаючі - косинусоїдні цифрові фільтри (RRC) з ліквідації псевдонімів даних і розслабленим АЧХ лінійно-фазових аналогових смуг пропускання фільтрів для блокування тільки небажаних реакцій Найквіста. Цей метод дозволяє забезпечити можливість прилягання суміжних каналів один до одного і робить ефективним використання безпроводового спектру. У той час як спочатку розроблена система використовувала перетворювачі зі швидкістю дискретизації 2 Гбіт, в даний час доступні A/D і D/A можуть працювати зі швидкістю дискретизації до 5 Гбіт скорочення числа підканалів на коефіцієнт 2.

Спрощена блок-схема системи, яка використовує спектрально ефективну цифрову модуляцію показана на рис. 2.1.



Рис. 2.1 Узагальнена блок-схема системи

Система включає в себе цифровий інтерфейс, цифровий модем, модуль проміжної частоти (ПЧ) і широкосмуговий передній кінець міліметрових хвиль, який має секції передачі і прийому, високу спрямованість антени. У передавачі (Tx) вхідний цифровий потік даних демультиплексується в N цифрові канали. Кожен цифровий канал (пропускна здатність BWo) породжує поле програмований користувачем вихідний масив (FPGA) і високошвидкісний перетворювач D / A. У поєднанні ПЧ сигнал із смугою пропускання, рівної N.BWo перетворюється вгорі в мм хвилі несучої частоти,які посилаються і передаються по шляху прямої видимості.

У приймачі (Rx), прийнятий сигнал перетвориться з пониженням частоти від міліметрових хвиль несучої частоти в ПЧ і демультиплексується в частотній області в N підканалів, тоді оцифровується високошвидкісними аналого-цифрових перетворювачами (A/D) і декодується FPGA, який реалізує узгодженні RRC фільтрів в N цифрові канали, які де потрібно можуть бути мультиплексовані в один цифровий потік.

Трансивер міліметрового діапазону використовує гетеродинні архітектуриз суб-гармоніками пертворювача частоти. Реалізація субгармонік гетеродин (LO) дозволяє знизити складність і вартість прийомника.

У той час як суб-гармоніки змішування несуть невеликий штраф у кілька дБ при перетворенні приросту або динамічного діапазону, вона забезпечує перевагу притаманну придушенням фундаментальних і парних гармонік LO і понижуючого перетворення LO шуму. Широкосмуговий мм - хвильові трансивери являються прийнятними для таких систем зі смугою частоти в 71-86 ГГц і використовують загальне джерело LO для повного дуплексу системи.

Синхронізація функція конверт, що випливають з вибірки по RTZ D/A має перший нуль в 2·Fs. При обраній швидкості передачі символів 0,25 Fs, аналоговий сигнал даних в бажаній зоні Найквіста є група обмежувана 0,25·Fs·( 1 + а ), за межами цієї смуги потужність сигналу практично дорівнює нулю. Усічення імпульсу відповіді означає, що є тільки низька залишкова потужність за межами зони Найквіста. Для пропонованої системи, практична досяжність SINR обмежується низкою факторів. Вони включають в себе LO фазовий шум, обмежений лінійністю підсилювачів потужності (PA), міжканальними перешкодами, обмежений відношенням сигнал-шум і спотворенням (SINAD) високошвидкісних перетворювачів більш широкими смугами попередньо компенсованих каналів. Максимальна швидкість передачі даних є продуктом зі смуги пропускання BW і спектральної ефективності

E = k / ( 1 + а )

де k є кількість біт на символ, і а - це перевищена пропускна здатність (чи відсічений фактор) з RRC фільтрів. SINR потрібно для забезпечення BER більшого порядку багаторівневої цифрової модуляції. Таким чином SINR вище 36 дБ потрібно для k >= 8. У той час як фаза шума генератора зростає з частотою, комерційно доступна фазове автопідстроювання частоти джерела DRO підходять для рівня мультимодуляції.

Таким чином, фазовий шум інтегрується по пропускній здатності каналу який нижчий - 46 дБ для 39-42 ГГц тестів осцилляторів в дослідних зразках. Цей рівень є достатнім для модуляцій з k<= 8 (наприклад, включаючи 256 QAM ). Вимірюваний SINAD для комерційного 2 GSPS D/A дорівнює 50 дБ для ідеального аналогового каналу. Це було далі скорочено до близько 40 дБ для типового фізичного каналу SINAD для A/D було рівною приблизно 35 дБ.

Наближена оцінка, яка включає вищезгадані цифри, шум низькошумного підсилювача, лінійність ПА і залишкова міжканальна інтерференція в практично досяжний сигнал-шум або перешкод співвідношення SINR близько 32 дБ на передаючій частоті 71-86 ГГц.

Тому максимальне реалістичним порядок модуляції буде до k<= 6 (наприклад, 64 QAM ) з Е <=4,8 біт / с / Гц для типового скочування факторf 0,25. Це приводить до висновку, що описанf вище система конфігурація може бути використанf для безпроводового зв'язку зі спектральним ефективністю в межах від 2,4 до 4,8 біт / с / Гц для 8 -PSK до 64-QAM модуляції для передачі від 12 до 24 Гбіт протягом 5 ГГц безпроводової смуги пропускання і до 48 Гбіт більше 10 ГГц пропускної здатності. Адаптивна модуляція і відповідні методи корекції помилок може бути використаний для роботи над довших шляхаг за зниженими ставками даних.

2.2 Міліметрове поширення і дальність зв'язку

Використання відому формулу передачі Frii's, тим доступна комунікаційна дальність Р [ км] може бути визначена як корінь нелінійного рівняння PT -A·R + GT + GR-10·log (kTB)- NF - SINR - - L0 - Lm -92.45- 20·log(R) -20·log (f)) = 0, де PT передається потужність в dBW, питоме атмосферне загасання в дБ км, GT і GR ефективний виграш приймальної і передавальної антен в dBi, k - Постійна Больцмана, Т температура в ,В - пропускна здатність приймача в Гц, NF - коефіцієнт шуму приймача в дБ, де SINR є сигналом до перешкод і шуму в дБ потрібні для достовірного BER модуляційного метода, L0 включає вказанні антенні втрати й інші очікувані втрати в дБ, Lm є мінімальним заданої межі звязку в дБ, і f є частота в ГГц. Останні три члена визначають втрати звязку LOS у вільному просторі.

У зв'язку з короткою довжиною хвилі в мм -хвильових частотах, високий коефіцієнт підсилення антени з невеликим фізичним розмірам може бути зручно використовувати для збільшення дальності зв'язку та зменшення перешкод з іншими системами. Загасання атмосферних газів в певній радіочастоті залежить від радіо напрям шляху, поляризації і атмосферних умов таких як барометричний тиск і температура (обидва Функції висоті), вологість і щільність краплі води в хмарах або тумані.

Питоме загасання [ дБ / км]розраховується для горизонтального шляху в нижній тропосфері на зразкових атмосферних умовах над рівнем моря і висоті h 3 і 12 км, використовуючи рекомендації ITU МСЕ наведена на рис.

Рис. 2.2 Питоме загасання (при відсутності опадів) для обраних атмосферних умов для діапазону частот 10 - 100 ГГц.

Умови « середнього стандартної вологості " і "високої вологість " відповідають середньому світовому стандарту та ліьній атмосфері в середніх широтах з щільністю водяної пари 7.5 і 14.35 г/м3 відповідно. Щільність краплі води в хмар і тумані вибирається з 0,05 г/м3 для легких хмар або туману (300 м видимості) і 0,5 г/м3 для важких хмар або сильного туману ( 50 м видимість ).

Добре відомо, що за винятком групи 60 ГГц( 56-64 ГГц, де поширення радіохвиль здійснюється резонансним поглинанням атмосферного кисню), питоме загасання зростає пропорційно водяній парі і щільності крапель. При відсутності опадів, помірний конкретні затухання на E-групі (нижче 3 дБ / км) робить цю групу пригодною для середньої і великої дальності як наземних, так і шляху підвищеною тропосфери. У той час як втрати на шляху нижчі за найменшу частоту, немає необхідного потоку розподілу спектра на частотах нижче 56 ГГц з миттєвою РФ смугою пропускання, необхідною для швидкості передачі даних в декількох гігабіта.

Основним фактором, який обмежує доступний діапазон зв'язку в мм -хвильових частот є зникнення дощу.Для ілюстративний цілей, конкретні ослаблення дощу Ar розраховується в відповідності до рекомендацій ITU-R показаних на рис.2.3.

У той час як ослаблення Ar перевищує 10 дБ / км для сильного дощу, ймовірність таких сильних дощів значно нижче 0,01 % в середньому за рік для більшості розташувань (за винятком тропічної зони). Розрахункова дальність зв'язку для зразкової конфігурації лінії зв'язку видимості оснащена однаковими антенами фіксованого променя (що має круглий діаметр 0.36m діафрагми) наведена на рис. 4 для операційної частоти від 10 до 100 ГГц.

Для простоти і в порівнянні з раніше представленими результати, ми використовуємо еталонний зв'язок точка - точка з специфікацією еквівалентною одному каналу 1,5 Гбіт звязку [ 3 ], за винятком несучої частоти, розміру антени і переданої потужності.

Ми припустили, що передавач використовує один комерційний підсилювач потужності MMIC.

Як видно з рис. 4 дані були розраховані на дуже широкому діапазоні частот, ми використовували лінійне наближення [ 9 ] для вихідної потужності і отримали шум на основі специфікації комерційно доступоною MMICs. Грань зв'язку Lm на 3 дБ при бітових помилках нижче 10-7 для 8PSK. Рис. 4 показує, що дальність зв'язку доступна для обраного сценарію звязку істотно не змінюється від 10 до 100 ГГц ( за винятком групи 60 ГГц) при сприятливих атмосферних умовах.

Рис. 2.3 Розрахункова дальність зв'язку для зразкового зв'язку з 0.36m Діаметр фіксованою направлених антен в діапазоні несучої частоти від 10 до 100 ГГц

Отже, частота може бути збільшена для використання переваги широкої смуги пропускання і менше втручатися для досягнення більш високої швидкість передачі даних на більш розумній передбаченій відстані зв'язку.

Дальність зв'язку для системи, описаної в Розділі II у враховуючи кількість опадів показана на рис. 5.

Мінімальний діапазон був оцінюється для BER не більше. Використовувана тут модель поширення включає в себе понижуючий коефіцієнт довжини шляху по ITU-R.P.530-10, яка рекомендується для обліку ефективний розмір капель дощу при заданій інтенсивності дощу і довжині шляху( у вигляді дощу, зокрема інтенсивної дощу,що не поширюється однорідно ).

За найскромнішими оцінками ( з операційною частотою обраною в верхньому E - діапазоні ( 81 - 86 ГГц), 50 % ефективністю антени, і вихідною потужністю 17 дБм доступною з комерційною MMIC ) доступний діапазон зв'язку перевищує 2 км відносно дощу до 100 мм / год.

Діапазон може бути збільшений за допомогою рівня потужності передачі до нормативної межі 33 дБм.

Ймовірне середнє значення опадів протягом року може бути отримане з рекомендацій ITU_R для кожного конкретного місця.

Рис. 2.4 Адаптивні антенні решітки для майбутнього безпроводового зв'язку

Дальність зв'язку ланки Е-діапазону в порівнянні з дощовими ставки падають.

Протягом більш ніж за 99,9 % від середньої року, дуже висока швидкістю передачі даних понад 8 - 12 км стало можливим в більшості районах.

Так як інтенсивні періоди дощу дуже короткі ( зазвичай 0,001-0,01 %) для більшості районів за винятком тропічних районів, потрібний діапазон може підтримуватися протягом цих періоди, використовуючи адаптивну модуляцію із зменшеним швидкості даних, як показано на малюнку 5.

Просторова потужність, яка об'єднує масиви в мм -хвильові частоти

З розвитком цифрових методів обробки сигналів, адаптивна антенна решітка стає невід'ємною частиною системи безпроводового зв'язку [ 9, 10 ] Використання адаптивної антенної решітки для далекого міліметрового діапазону спеціальної комунікаційних мереж ad hос особливо важливо через підвищення втрат у вільному просторі і зниження рівня практично досяжної вихідної потужность.

Ad - Hoc або мобільної мережі, що спирається на високих антенній виграш також вимагає сканування променя.

Промінь антени можуть бути доведена до бажаному напрямку з

формуванням необхідного променя.

Пасивні ФАР зазвичай страждають від втрат в об'єднанні мереж, які дуже високі на MM- хвильових частотах.

Активні масиви з вбудованим потужними підсилювачами і елементами антени ефективні в узгодженій просторовій потужності, збільшення загальної випромінюваної потужності пропорційно кількості підсилювачів потужності N.

Переваги просторової потужності стають яснішими ясніше в мм -хвильових частотах через відносно низьку потужності і велику лінійність підсилювачів високої потужності в цих смугах частот.

Один із способів вирішення цієї проблеми є використання корпоративної влади об'єднання кількох підсилювачів потужності паралельно до тих пір, поки додаткові втрати у схемі об'єднання менше додаткового підсилення кожного додаткового підсилювача потужності [ 11 ]. Електрична діафрагма і ефективний коефіцієнт посилення антени пропорційні N, ефективна ізотропна випромінювана потужність ( ЕІВП ) збільшується пропорційно.

Де отримати термінал оснащений однаковим антеною решіткою, ефективним SNR, що збільшується пропорційно або більше ( за рахунок скорочення шуму ефективного приймача залежно від ступеня кореляція ).

На міліметрового діапазону частот, фазовий промінь стає керованим практично для цього типу передачі масиву оскільки розмір високою масиву EIRP залишається помірним.

Це може бути показано, що для масиву в 1000 елементів відносна ширина смуги частот перевищує 7 % на сканування кутів в межах ± 45 °. Це дозволяє керувати фазовим променем по всіх 5 ГГц широких RF каналів, доступних в інтернет- групі.

Проілюструємо переваги адаптивного масиву над фіксованим промінем антени на простому прикладі.

З посиланням специфікація зв'язку використовуваного на рис. 4 ми замінили фіксований промінь антени з квадратною решіткою потужності, що поєднує масив.

Розрахункова дальність зв'язку для однорангової зв'язку E -діапазону

оснащена однаковими адаптивна квадратними решітками масивів

N =

елементи на обидвах передачах і прийому радіочастотних терміналів аведені на рис. 6 для практичного кута сканування від ± 20 ° ± 45 °, і зразковими умовами розповсюдження. Практична ефективність для антенних решіток міліметрового діапазону передбачається з з = 0,5.Для ясності несуча частота зафіксована на 73 ГГц (у нижній E -групі). Рис. 6 показує, що в середньостроковій і довгостроковій комунікаціїдосяжний діапазон для малого і масивів середнього розміру.

Для обраних параметрів звязку, невелика потужність об'єднаних масивів з n= 16, N = 256 елеменів ( лінійний розмір тільки 35 мм) перевершує потужність в порівнянні з набагато більший ( 200 мм) фіксованим променем антени.

Малий розмір антенної решітка робить його дуже привабливим для застосування, де термінали, встановлені на рухомій платформі (наприклад, наземний і повітряний засіб пересування ).

В. Відхилення

Так як антенні елементи повинні бути розташовані близько один до одного (менше ніж половина довжини хвилі), щоб запобігти дифракційних максимумів, практична реалізація таких антенних решіток являє собою виклик з причини вкрай невеликого простору, що обмежує частоти в мм -хвиль (близько 2 мм в E- діапазоні ).

Передня частина RF компонентів, таких як малошумні підсилювачі ( або потужності підсилювача), перетворювачі частоти, гетеродин ( LO ), також в якості проміжної частоти ( ПЧ ) або основна смуга частоти схеми в ланцюгу аналогового сигналу повинні бути щільно упаковані позаду антенних елементів.

При нинішній технології інтегральної схеми мм хвиль, практична реалізація такої антени масиву залишається складною. Проте, останнім часом прогрес в CMOS і технології SiGe для міліметрового діапазону [ 12 ] і передові багатокристальні інтеграції модуля технології [ 13 ] показали, що це стає досяжним в найближчому майбутньому.

Хоча чистий цифровий формувач променя дозволяє запустити виробництво вихідних сигналів з максимальною SINR,, легко калібровану лінію і генерацію багатьох діаграм спрямованості антен одночасно, це непрактично для великих широкосмугових масивів і це пов'язано з двома основними причинами.

По-перше, це занадто дорого, так як вартість цифрових даних обробки зростає пропорційно ширині смуги і, принаймні, лінійно з числом елементів.

По-друге, простір обмежує в E- діапазоні зробити це дуже важко реалізувати.

Таким чином, потрібно сформувати деяку ступінь аналога(RF, LO or IF).

Це знижує вартість цифрової електроніки в ту кількість число раз, яке рівне кількості елементів пучка, сформованого аналоговим методом, а також зменшує кількість з'єднань на задній стороні антенної решітки.

Таким чином, площа 4 на 4 суб-масиву з IF формуванням променя

реалізованих в E- діапазоні близько 100 .

Ряд аналогового суб-масивів можна керувати за допомогою цифрової діаграми спрямованості для формування масиву гібриду антени.

Ми розробили методи адаптивного формування променя для таких гібридних масивів і побудували невеликий прототип E -системи діапазону зв'язку, який реалізує адаптивна антенна решітка. Основний функціональна блоком прототипу є чотирьохканальний подвійний перетворений приймаючий модуль РФ інтегрованийз лінійним кінцем керованої антеною решітки.

Обидва модулі використовувати суб- гармонійні частотні перетворювачі, раніше відображені в [ 7, 8 ]. Фаза і величина управління для кожного каналу здійснюється на при використанні 6 -бітового фазовращателя і аттенюатора.Обидва модулі прийому і передачі використовують частоту базової смуги 1 - 2 ГГц, що дозволяє повторне використовувати цифрові модеми зареєстрованих раніше в [3].

Результати випробувань для прийому та передачі модулів були зареєстровані в [ 14 ].



Розділ 3. МультиГігабітний звязок

3.1 ADC технології

Розповсюдження безпроводових локальних мереж (WLAN) і мобільних мереж за останнє десятиліття, що набуло великого масштабу, пов'язане з архітектурою цифрового прийому і підвержує закон Плеча Мура для низького рівня потужності. Невід'ємним компонентом такої архітектури приймача є аналого-цифровий перетворювач (ADC), який перетворює отриманий сигнал в цифровий формат, зазвичай з точністю 8-12 біт. Такі операції, як синхронізації, вирівнювання, демодуляції і декодування виконюються у цифровому вигляді, що значно посилює гнучкість користування. Бажано масштабувати цей приклад "в основному цифровий" в мультигігабітні швидкості, для того, щоб масовий ринок мультигігабітних мереж WLAN і безпроводових персональних мережі (WPANs) основувався на великих обсягах неліцензованої смуги пропускання і був доступним для понадширокосмугового зв'язку (UWB - 3.1-10.6 ГГц в США ) і міліметрових хвиль зв'язку (57-64 ГГц в США ). Вузьким місцем у такому масштабуванню стає АЦП: високошвидкісний, високоточний АЦП або відсутній, або є занадто дорогим і потужновитратним. Існують два підходи, що вирішують цю проблему.

Перший підхід означає просто використанню АЦП з набагато меншою точністю (наприклад, 1-4 біт), ніж на практиці. Цей підхід може бути добре підібраний до додатків потребуючих меншого динамічного діапазону, наприклад, передача по лінії прямої видимості (LOS) та маленькі сузір'я. Прикладом може служити зв'язок малої дальності LoS з ноутбука на портативні прилади як показано на рис. 1.1, де ми могли б побажати зменшення вартості і енергоспоживання з портативного приймача, можливо, за рахунок збільшення потужність передачі і складності на ноутбуці.

Рис. 3.1 WPAN сценарій

Другий підхід відповідає використанню тимчасового чергування (TI) ADCs, в якому ряд низької швидкості, високої точності АЦП працюють паралельно, синтезуючи високу швидкость та високу точність АЦП. Цей підхід зазвичай застосовуються, і добре поєднується з настройками, де потрібен більший динамічний діапазон. Прикладом може служити довший діапазон передачі ноутбук до ноутбука, що показано на рис 1.1, де, можливо, бажано використовувати великі сузір'я, можливо, канал з багатьма входами і багатьма виходами (MIMO). Проте, невідповідність між компонентами " суб-АЦП ", якщо залишити без компенсації, в кінцевому рахунку, обмежує комунікаційну продуктивність і ключовим питанням є чи невідповідність може бути оцінена і компенсується ефективним при масштабуванні номеру суб-АЦП.

Невідповідність між суб-АЦП призводить до інтерференції між піднесучими і дискусії двох методів полегшення цієї перешкоди, які забезпечують краще відношення складність-продуктивність, ніж невідповідність компенсаційні схеми, розроблених для загальних застосувань TI-АЦП.

Системний інженер проектування DSP-орієнтованих трансиверних архітектур зазвичай приймає наступний двоетапний підхід:

* Розробка системи припускає, що АЦП в приймачі має ідеальний кінець (тобто, він має нескінченну точність).

* Виконання тестів для отримання незначних алгоритмічних хитростей, необхідних для досягнення кінцевої точності (як правило, 8-12 бітів).

Ця парадигма для розробки та реалізації грунтується на припущенні, що продуктивність з 8-12 біт квантування по суті повторює те, що з нескінченною точністю. Проте, для різко квантованих систем (1-4 біт), парадигма явно ламається, обов'язкове повне переосмислення розробки системи.

З цією метою, нашим першим кроком буде характеризувати фундаментальні обмеження зв'язку, введені з використанням низької точності АЦП.

Крім своєї принципового значення, модель AWGN каналу також утворює відмінну апроксимацію лінія видимості 60 ГГц "навів-і-зняв, де використання спрямованих антен (можливо фіксованого променя) один на кінець може різко скоротитися на багатопроменевості. При цьому наш аналіз, ми припускаємо ідеальну синхронізацію несучої (немає частоти або зсуву фази між вхідним носіями хвилі і локального гетеродином в приймачі), а також ідеальну тимчасову синхронізацію між передавачем і приймачем.

3.1 Теорія А. Шеннона для ідеального AWGN канал

При нашому припущенні ідеальної синхронізації несучої, ми розділили синфазну (I) і квадратурну (Q) компоненти, і тільки обмежилися реальною смугою AWGN каналу. Ми розглядаємо лінійну модуляцію, з символьною швидкістю зразків Найквіста квантовані з використанням низької точності АЦП. Це призводить до наступної дискретизації часу без пам'яті квантованого AWGN каналу:



Y = Q (X + N) ( 1.1)

Y являє квантованим вихідним сигналом, Х являє собою переданий символ, та N є AWGN.

Рис. 3.2 Ємність з 2-бітним квантування

Був проведен аналіз потенціалу теорії Шеннона для цього каналу, який включав оптимізацію над вибором вхідної модуляції, а також над вибором порогів квантування. Результати обнадіюють: ємносні втрати по відношенню до неквантованної передачі є близько 10-15% при помірному відношенні сигнал-шум (SNR, і рівномірній амплітуді модуляції імпульсу (PAM) з вибраними граничними квантователями для максимальної правдоподібності (ML) рішенням полос (наприклад, вибрані на пів-дорозі між точками сузір'я) близька до оптимальної.

Тепер ми можемо звернути нашу увагу на спробу досягти цих теоретико-нформаційних обмежень для мульти-гігабітних систем. Враховуючи, що турбоподібні коди наближені до потужності Шеннона зараз недоступні для широкого кола діапазонів і каналів, ключовим питанням є не вибір коду, а чи можемо ми розробити приймач з алгоритмом синхронізації і синхронізації несучої з використанням низької точності АЦП. Далі будемо приділяти обробку синхронізацію несучої, яке ми вважаємо більш складною проблемою.

Чи можемо ми оцінити і виправити зміни фази для таких маленьких темпів, коли приймач працює з низьким рівнем точності АЦП, особливо в пакетовані системі, в якій ц може змінюватися через трансивери ?

Це може вимагати аналогової компенсація зсуву, використовуючи зворотний зв'язок генеруємий після ADC DSP, як показано на рис 3.3

Рис. 3.3 Фаза квантування 8-сектора

Таке явна корекція приваблива тим, що дозволяє нам використовувати наші результати останнього пункту, і використовувати близьку до оптимальної і елегантну стратегію єдиної PAM з ML квантователях на обох каналах I і Q.

Наприклад, якщо ми обмежуємо собі 3-біт розрядних точний АЦП на каналах I і Q, потім сузір'я 64-QAM з порогів АЦП встановити в здійснити виявлення ML, що призведе лише близько до 10-15% втрат в порівнянні з системним використанням нескінченної точністю квантователя.

Ми залишаємо розробку чіткої фазокоректуючої архітектури в якості важливого відкритого питання, і границя подальшого обговорення для альтернативного підходу замість явного деротаціі, ми можемо використовувати некогерентну або диференційно когерентних основу демодуляційної бази моделювання як невідому, але постійну протягом ряду символів. Класична диференціальна модуляція і демодуляції використовується блок з двох символів, але його продуктивність можуть бути значно покращенена (особливо для великих сузір'їв), розглядаючи великі блоки, принаймні для неквантованних спостережень.

Чи блок некогерентного підходу, який призводить до неявного зсуву оцінки і корекції, продуктивна для сильно квантованих спостережень?

1 ) Блок некогерентного квантованого зв'язку:

Блок некогерентного каналу моделюється наступним чином:

(3.2)

де { , } є символами i-го блоку, { Ni[ n]} є складним AWGN, є невідомою фазою для i-го блоку, моделюється як форма на [ 0, 2П ], і Q(·) є квантованим.

Для того, щоб ще більше спростити приймач розробки, ми розглянемо, чи може прийнятні характеристики бути отримані за рахунок усунення необхідності для автоматичного регулювання контролю ( AGC ). Зокрема, лінійно об'єднання I і Q компонентів в аналоговій області а потім 1-розрядного АЦП (який не вимагає АРУ), ми можемо реалізувати тільки фазове квантування. Прикладом може служити фаза квантователь 8-сектор, де ми використовуємо чотири 1-бітові АЦП, два для I і Q, і два для лінійних комбінацій I+ Q і IQ відповідний повороту фаз П/4.

Інтуїтивно, ми очікуємо, тільки фазове квантування добре працюватиме з фазовим зрушенням перепонкою( PSK ) сузір'я, але є потенційні пастки, які ми проілюструємо далі для QPSK і квантування фази 8-сектора.

Тут повідомляється некодовану продуктивність максимальної правдоподібності (ML ) блоку демодуляції. Для QPSK з 8- квантування фази зявляються певні симетрії, які мають важкі наслідки. Зокрема, це унеможливлює чітке розходження між ефектами від невідомої фази зсуву і фазової модуляції. В результаті, завжди є два МЛ рішення протягом конкретного виходу при збільшенні SNR збільшується ймовірність цих виходів зменшується, але досить повільно, що призводить до зниження продуктивності. Один з можливих способів зламати небажаного симетрію є використовувати згладжування. Це може бути зроблено або в приймачі за допомогою аналоговий попередніх множників стежачи за кордонами квантування, або еквівалентно в передавачі по згладжування QPSK сузіря від одного символу до наступного.

Рис 3.4 зображує схему передачі згладжування, в якому сузір'я QPSK на другому символі (показаний на вигляді ромба) редагується по - П / 8 із сузір'я на першому символі.

Рис. 3.4 Стандарт PSK

Ретельний аналіз показує, що використання такої схеми згладжування-QPSK з 8-секторами квантування усуває неоднозначність в оцінці ML.

Також наведено продуктивність з неквантованним блоком демодуляції. Для 8-сектора квантування, згладжування результатів в істотному поліпшує продуктивність, але збільшення блоку є значні отримані вимоги.

З частотою помилок символу, 8 - сектора квантування з L=8 призводить до втрати приблизно 4 дБ у порівнянні з неквантованним спостереженням. З іншого боку, з 12 секторами квантування втрата знижується приблизно на 2 дБ, і згладжування немає. Ці попередні результати показують, що, в той час коли необхідна більш точна та інноваційна оцінка, АЦП з низьким рівнем точності може бути реальним варіантом для більшої частини цифрових архітектур надпростого звязку LoS.

Рис. 3.5 Ідеальна TI-АЦП з 4 суб-АЦП

Рис.3.5 показує TI-АЦП з 4 суб-АЦП, що чергуються в часі. В цілому, ми вважаємо L суб-АЦП з метою масштабування L до значення уповільнення суб-АЦП вниз дозволяє використовувати більш енергоефективний конвеєр або послідовне наближення архітектури, в порівнянні з флеш архітектурою, необхідної для безпосереднього здійснення з високою швидкістю АЦП.

Тепер, ефективна компенсація неузгодженості між суб-АЦП стає ключем для уникання продуктивності в системі зв'язку. Загальні схеми компенсації невідповідність використовувати довгі еквалайзери і вимагають великого обсягу обчислень. Наша мета полягає у вивченні яка найбільш ефективна компенсаційна схема може бути розроблена експлуатуючи специфічну структуру сигналів зв'язку. Проілюструємо це на прикладі системи OFDM.

Системна модель:

Для наближення першого порядку, невідповідність між паралельнbvb гілками передбачається посилення, термінами і напругами зсуву невідповідності. Позначаючи аналоговий вхід АЦП як r(t), цифровий вихід TI-ADC з суб-АЦП є:

(3.3)

коли номінальна частота дискретизації без невідповідність позначається як . Приклад виведення r [M] виходить з суб-АЦП з індексом mmodL, де modL вказує залишок від ділення на L. Коефіцієнт посилення, терміни і напруги зсуву неузгодженості суб ADC, з номером m, позначаються як . Припускаючи високочастотний вихід, ми нехтуємо шумом квантування q[m]. Ми також нехтуємо напругою зсувом невідповідності в нашому аналізі у зв'язку з їх простим додаванням і сигнальною незалежною структурою. Як системи зв'язку, розглянемо DSP-орієнтованих OFDM трансивер.

Модель широкого користування:

ТІ-АЦП невідповідності приведе до перешкод серед поднесущих OFDM.

Загалом, все піднесущі накладуються одна на одну, але коли L, число суб-АЦП ділить M, кількість піднесущих, кожна піднесуща несе перешкоди і заважає, саме L-1 іншим піднесущих. Тому припустимо, що L ділить M, і в цьому випадку піднесущі падатимуть в K =M/L непересічних перешкод групи розміру L, так що компенсація неузгодженості може бути застосована окремо для кожної групи. Для групи перешкод,, отримуємо модель таку багатокористувальну модель:



(3.4)

де через отриманий OFDM кадр після FFT через Rj, адитивний шум- а вектор сигнал відповідає символу I через здійснюється на I і Ui.

Тепер ми можемо застосувати стандартні багатокористувальні методи виявлення для демодуляції символів всередині групи перешкод. Зокрема, сигнальні вектори {Ui} є майже ортогональними при помірних рівнях невідповідності, детектор має гарну працездатність, що забезпечує за мінімальний шум підвищення. Інтерферанційна група добре підходить для малих та помірних значень L, але розмір еквалайзер лінійний з L. Таким чином, коли застосовується велика кількість суб-АЦП потрібно звернутися до альтернативних підходів (рис 3.7).

Модель часового помножувача частоти

У наших спробах отримати невідповідності компенсаційні схеми масштабованої для великих L, ми прийшли до цікавої представлення для TI-АЦП з посилення і синхронізації невідповідності.

Наступне наближене співвідношення має місце між вектор частоти символів домену B і вектором зразком тимчасовій області р.

де вектор посилення каналу позначається H, поелементно множення на вектор шуму позначається як n. Елементи матриці МxМ наведені

...