Радиостанция индивидуального пользования с квазидуплексным режимом работы

Размещено на http://www.allbest.ru/

Министерство общего и профессионального образования Российской Федерации

Самарский государственный аэрокосмический университет имени академика С.П. Королева

Кафедра радиотехники

Радиостанция индивидуального пользования с квазидуплексным режимом работы

Пояснительная записка к дипломному проекту

Дипломник А.Е. Кремнёв

Руководитель проекта В.А. Днищенко

Консультанты: Ю.Ф. Швецов, О.В. Алейников, О.А. Сенина

Рецензент В.Т. Котельников

Самара 2001

Реферат

приемник диапазон дуплексный радиостанция

Дипломный проект.

РАДИОСТАНЦИЯ ДУПЛЕКСНАЯ, ВРЕМЕННОЕ РАЗДЕЛЕНИЕ, МОДУЛЯЦИЯ, КВАРЦЕВЫЙ АВТОГЕНЕРАТОР, АКТИВНАЯ ДЛИТЕЛЬНОСТЬ, МИКРОПРОЦЕССОР.

Разработана дуплексная радиостанция СВ (гражданского) диапазона для личных целей. Произведена трассировка печатной платы приемника и разработан сборочный чертеж платы. Разработана конструкция радиостанции.

Обоснована целесообразность применения временного способа разделения канала и выбора частотной модуляции.

Экономический эффект у потребителя от внедрения радиостанции составил 4654 рублей.

Содержание

Введение

1. Разработка принципа уплотнения канала

1.1 Общие сведения о многоканальной связи

1.2 Многоканальные системы связи с частотным разделением каналов

1.3 Многоканальные системы связи с временным разделением каналов

1.4 Многоканальные системы связи с фазовым разделением каналов

2. Выбор способа разделения каналов

2.1 Анализ частотного разделения каналов

2.2 Анализ фазового разделения каналов

2.3 Анализ временного разделения каналов

3. Выбор типа модуляции

3.1 Общие сведения и назначение модуляции

3.2 Фазовая и частотная модуляция

3.3 Амплитудная модуляция и ее разновидности

3.4 Сравнительная характеристика видов модуляции и способы приема сообщений

4. Разработка технических требований к каналу передачи

4.1 Постановка задачи

4.2 Выбор и анализ необходимой полосы частот телефонного сообщения

4.3 Разработка принципа временной синхронизации

4.4 Анализ спектра излучаемого сигнала и выбор индекса модуляции

4.4.1 Анализ спектра излучаемого сигнала

4.4.2 Выбор величины индекса частотной модуляции и значения девиации частоты

5. Разработка структурной схемы радиоканала

6. Разработка функциональной схемы радиостанции

6.1 Разработка структурной схемы радиостанции

6.2 Проектирование функциональной схемы устройства временной синхронизации

6.2.1 Требования, предъявляемые к устройству временной синхронизации

6.2.2 Разработка принципа автоматического слежения за расстоянием

6.2.3 Разработка методов восстановления синхронизации

6.2.4 Разработка принципа инициализации УВС при поступлении команды «ВЫЗОВ»

6.2.5 Описание функциональной схемы УВС

6.2.6 Разработка алгоритма программы для микропроцессора

6.3 Проектирование функциональной схемы устройства персонального вызова

6.3.1 Требования, предъявляемые к устройству персонального вызова

6.3.2 Описание работы функциональной схемы УПВ

6.4 Проектирование функциональной схемы передатчика

6.4.1 Требования, предъявляемые к передатчику радиостанции

6.4.2 Описание функциональной схемы передатчика радиостанции

6.5 Проектирование функциональной схемы приемника

6.5.1 Требования, предъявляемые к приемнику радиостанции

6.5.2 Выбор интегральной микросхемы приемного тракта

6.5.3 Описание функциональной схемы приемника радиостанции

6.6 Проектирование функциональной схемы антенного переключателя

7. Расчет принципиальной схемы приемника радиостанции

7.1 Расчет входной цепи

7.1.1 Требования, предъявляемые к входной цепи приемника

7.1.2 Выбор несущей частоты и определение зеркального

канала

7.1.3 Проектирование трансформатора сопротивлений с 450 Ом на 50 Ом

7.1.4 Проектирование звена ФВЧ для достижения избирательности по зеркальному каналу

7.1.5 Проектирование полной принципиальной схемы входной цепи

7.2 Расчет фильтрующего LC контура на частоту 455 кГц с полосой пропускания 75 кГц

7.2.1 Требования, предъявляемые к LC фильтру

7.2.2 Анализ зависимости полосы пропускания контура от его добротности и расчет LC контура

7.3 Расчет усилителя мощности

7.4 Расчет селективного электронного реле (СЭР)

7.5 Выбор типа пьезокерамического фильтра

7.6 Расчет буферного каскада

7.7 Расчет фильтра низких частот

7.8 Синтез полной принципиальной схемы приемника

8. Технико-экономическое обоснование целесообразности разработки радиостанции

8.1 Анализ существующих аналогов

8.2 Обоснование частного технического решения

8.3 Расчет себестоимости нового изделия

8.4 Расчет цены нового изделия

8.5 Оценка технического уровня проектируемого устройства

8.6 Определение экономической эффективности у потребителя

8.7 Расчет стоимости ОКР

8.7 Определение экономической эффективности у производителя

9. Безопасность жизнедеятельности. Обоснование безопасных условий труда при эксплуатации радиостанции

10. Конструкторско-технологическая часть

10.1 Конструкторско-технологический анализ

10.1.1 Анализ принципиальной схемы

10.1.2 Анализ элементной базы

10.2 Описание конструкции и выбор материала

10.3 Расчет печатной платы приемника

Заключение

Список использованных источников

Приложение

Введение

Всего существуют три типа режима работы передачи информации: симплексный, полудуплексный, дуплексный. Симплексный режим - это когда говоришь ты и тебя слышат на другом конце провода и на другом конце провода не могут ответить тебе. Пример симплексного режима - пейджинговая связь. Полудуплексный режим работы - наиболее распространен среди спортсменов коротковолников, пилотов летательных аппаратов, владельцев СВ-радиостанций и т.д. Главной особенностью этого режима - наличие кнопки «Приём / Передача». Люди не привыкшие к полудуплексному режиму испытывают большие трудности при пользовании СВ-радиостанциями. Дуплексный режим работы биологически самый приемлемый для осуществления связи между двумя людьми. Для обеспечение дуплексного режима работы необходимо передать два источника сообщения (абонент 1 и абонент 2) по одному каналу. Это приводит к повышению стоимости беспроводных дуплексных систем, из-за применения технологий сжатия канала связи и как следствие, применение сложного электронного оборудования. Яркий пример тому - сотовая связь или домашний радиотелефон. Цель дипломного проекта построить недорогую радиостанцию индивидуального пользования с дуплексным режимом работы.

1. Разработка принципа уплотнения канала

1.1 Общие сведения о многоканальной связи

Упрощенная структурная схема многоканальной связи приведена на рисунке 1.

Рисунок 1 - Структурная схема многоканальной системы связи

Первичные сигналы _k (t), подлежащие передачи от N источников информации, могут обладать одинаковыми характеристиками. Поэтому на передающей стороне производится их преобразование с помощью преобразователей Mk, в результате чего каждый из канальных информационных сигналов Sk(t) приобретает определенный признак, который используется на приемной стороне для разделения сигналов по соответствующим каналам. Это преобразование в общем виде можно представить выражением /1/

S_k(t)=Mk{_k (t)}, (1)

где Mk - оператор преобразователя k-ого канала.

Преобразование может заключаться в частотных, фазовых, временных и других изменениях первичного сигнала. В устройстве суммирования (УС) производится сложение сигналов, в результате чего получается групповой сигнал вида

, (2)

где N - количество каналов в многоканальной системе связи. Для передачи этого сигнала в передающем устройстве (ПРД) осуществляется его дополнительное преобразование в зависимости от физической природы линии связи (ЛС). Например, для радиолинии на выходе передатчика необходимо сформировать радиосигнал, удобный для передачи из радиоканалу, для проводной ЛС -- достаточно с помощью ПРД усилить групповой сигнал по мощности и т. д. В приемнике (ПРМ) производится преобразование линейного сигнала в групповой сигнал S'(t), а затем с помощью устройства разделения (УР) осуществляется распределение сигналов S_k'(t) по соответствующим каналам и их преобразование с помощью демодуляторов D_k в первичный сигнал _k(t), который в определенной степени может отличаться от исходного сигнала _k(t) из-за действия помех в многоканальной линии связи. Для обеспечения дуплексной связи необходимо в общем случае иметь двойной комплект устройств, приведенных на рисунке 1.

Многоканальные системы связи отличаются друг от друга методом разделения каналов (сигналов). Известно большое разнообразие этих методов, однако на практике наибольшее распространение получили многоканальные системы связи с линейным разделением сигналов, в которых реализуются принципы частотного, временного или фазового разделения сигналов.

1.2 Многоканальные системы связи с частотным разделением каналов

В многоканальных системах с частотным разделением каналов канальные сигналы отличаются друг от друга положением своих спектров на оси частот. Для формирования таких сигналов используется модуляция ортогональных переносчиков _k(t)=A₀ cos(2 f_k t+ _k ) в канальных модуляторах М_k (рисунок 2). Принцип образования группового сигнала S (t) можно пояснить с помощью спектральных диаграмм, изображенных на рисунке 2. Обычно многоканальная система связи с частотным разделением каналов используются для передачи аналоговых сигналов. При этом наиболее часто в индивидуальных каналах применяется однополосная модуляция с соответственно подобранными частотами ( f₁, f₂, f₃ ), которые создаются генератором Г.

Рисунок 2 - Структурная схема системы связи с частотным разделением каналов и принцип формирования группового сигнала.

Такой способ модуляции обеспечивает минимальную полосу частот группового сигнала S (t). Подавление несущих достигается в модуляторах М_k, которые, как правило, строятся по балансной схеме, а выделение одной боковой полосы осуществляется с помощью полосовых фильтров ПФ_k.

На приемной стороне сигналы разделяются полосовыми фильтрами ПФ_k, затем производится их детектирование в канальных демодуляторах Д_k. Опорные колебания создаются с помощью генератора Г. На выходе демодуляторов включены фильтры нижних частот ФНЧ, которые подавляют побочные колебания, возникающие в процессе детектирования. В результате указанных преобразований на выходе каналов получаются соответствующие первичные сигналы _k(t), которые в связи с наличием в системе помех могут в определенной степени отличаться от передаваемых сигналов _k(t).

Реальные сигналы, подлежащие передаче, имеют неограниченный спектр. Кроме того, в результате преобразования сигналов могут появиться побочные колебания. Для снижения влияния одного канала на другой помимо использования высококачественных полосовых канальных фильтров предусматривается защитный частотный интервал F_ЗАЩ между соседними каналами. Применительно к системам телефонной дуплексной связи F_ЗАЩ - есть ни что иное, как разнос двух несущих колебаний по шкале частот.

1.3 Многоканальные системы связи с временным разделением каналов

В многоканальных системах с временным разделением каналов канальные сигналы передаются в строгой очередности без перекрытия по времени. В качестве переносчиков первичных сигналов _k(t) используются периодические последовательности импульсов _k(t), ортогональные по времени.

Структурная схема многоканальной системы связи с временным разделением каналов приведена на рисунке 3. В передающей части системы на модуляторы каналов М_k подаются информационные сигналы _k(t) и переносчики _k(t). Последние формируются устройством, состоящим из генератора тактовых импульсов (ГТИ) и линии, задержки (ЛЗ). В модуляторах осуществляется один из видов импульсной модуляции переносчиков _k(t), в результате которой формируются канальные сигналы S_k(t). После линейного сложения канальных сигналов образуется групповой сигнал S (t). На рисунке 3 приведен пример формирования группового сигнала для случая амплитудно-импульсной модуляции. В принципе могут использоваться и другие виды модуляции (фазоимпульсная модуляция, широтно-импульсная, импульсно-кодовая модуляция, дельта-модуляция и т. д.).

Рисунок 3 - Структурная схема системы связи с временным разделением каналов и принцип формирования группового сигнала.

Период следования тактовых импульсов для передачи аналоговых сигналов со спектром, ограниченным верхней частотой Fмах должен выбираться на основании теоремы отсчетов (<1/2 Fмах). Для ограничения входных сигналов по верхней граничной частоте используются фильтры нижних частот (ФНЧ).

Групповой сигнал поступает в передатчик ПРД, где осуществляется формирование линейного сигнала (радиосигнала), который по линии связи ЛС передается на приемник ПРМ. В результате определенной обработки на выходе приемника выделяется групповой сигнал S' (t). Распределение сигналов по соответствующим каналам осуществляется с помощью специальных электронных коммутаторов ЭК_K. Коммутатор соответствующего канала отпирается только на время импульса, принадлежащего данному каналу. Это достигается за счет синхронной работы формирователей функций _k(t) на передающей, и приемной сторонах путем передачи в конце каждого периода дискретизации специального синхронизирующего импульса, который образуется на выходе схемы формирования импульса синхронизации (ФИС). Синхронизирующий импульс (или группа импульсов), имея специфические признаки, на приемной стороне выделяется с помощью селектора импульса синхронизации (СИС), поступает в линию задержки приемника и обеспечивает формирование импульсов коммутации каналов _k(t). Канальные сигналы поступают на соответствующие детекторы (Д_K), где преобразуются в первичные сигналы _k(t). В многоканальной системе связи с временным разделением каналов для уменьшения взаимного влияния каналов между собой в групповом сигнале предусматривается защитный интервал _ЗАЩ, между импульсами соседних каналов. Применительно к системам телефонной дуплексной связи защитный интервал _ЗАЩ получается автоматически за счет конечной скорости распространения радиоволн.

1.4 Многоканальные системы связи с фазовым разделением каналов

К классу ортогональных сигналов относятся два гармонических колебания с одинаковыми частотами и начальными фазами, отличающихся друг от друга на /2,

₁(t)=cos t и ₂(t)=cos(t+/2)=sin t (3)

Используя эти колебания в качестве ортогональных переносчиков, можно построить двухканальную систему связи с фазовым разделением каналов. Упрощенная схема такой системы показана на рисунке 4. Гармонические колебания ₁(t) и ₂(t), формируемые с помощью генератора Г и фазовращателя ФВ, поступают па модуляторы М₁ и M₂. В результате модуляции этих колебаний первичными сигналами ₁(t) и ₂(t) образуются канальные сигналы

s₁(t)=₁(t)cos t и s₂(t)=₂(t)sin t (4)

Спектр каждого канального сигнала содержит две боковые полосы относительно несущей частоты . Эти спектры могут перекрываться по частоте, если спектры передаваемых сигналов ₁(t) и ₂(t) находятся в одной частотной области. Это имеет место всегда при передаче по обоим каналам речевых сигналов.

Рисунок 4 - Структурная схема многоканальной системы связи с фазовым разделением каналов

Очевидно, действие сигналов ₁(t) и ₂(t) может совпадать и по времени. Тем не менее, разделение этих сигналов на приемной стороне возможно благодаря взаимной ортогональности переносчиков ₁(t) и ₂(t). После линейного сложения канальных сигналов формируется групповой сигнал,

s=₁(t)cos t+₂(t)sin t (5)

который через тракт передатчика, линии связи, приемника поступает на синхронные детекторы Д₁, Д₂ канальных сигналов. На детекторы также поступают опорные напряжения ₁(t) и ₂(t), которые должны быть синфазны с соответствующими колебаниями, генерируемыми на передающей стороне. В результате детектирования в первом канале получается сигнал

u_Д1=u(t)cos t=₁(t)cos² t+₂(t)sin t cos t=1/2[₁(t)+₁(t)cos2 t+₂(t)sin2 t]. (6)

Видно, что первичный сигнал ₁(t) можно выделить из (6) с помощью фильтра нижних частот ФНЧ, поскольку частота несущего колебания всегда значительно больше максимальной частоты в спектре модулирующего сигнала. Аналогично, выделяется сигнал ₂(t) на выходе второго канала. Влияние каналов друг на друга при правильном выборе параметров системы отсутствует.

B принципе можно построить системы с линейно независимыми, но не ортогональными переносчиками. Однако линейными методами можно разделить только два сигнала, переносчики которых отличаются по фазе. Применение неортогональных переносчиков усложняет устройства разделения и снижает помехоустойчивость системы.

Применение фазового разделения каналов крайне ограничено в силу того, что этот способ обеспечивает практически устойчивую работу только при двухканальной передаче. Кроме того, трудно обеспечить синфазную работу генераторов несущих колебаний на приемной и передающей стороне. Когерентное детектирование сложно реализовать при неизбежных флюктуациях фазы принимаемых сигналов.

2. Выбор способа разделения каналов

2.1 Анализ частотного разделения каналов

Работа радиостанции в дуплексном режиме невозможна в пределах одного диапазона, так как требуемый разнос частот приемника и передатчика должен составлять не менее 0,1f_НЕС /2/. В связи с этим нужно применять два диапазона, например, СВ-диапазон и любительский двухметровый диапазон 144-146 МГц. Отметим основные недостатки частотного разделения каналов:

использование двух диапазонов частот, что затрудняет настройку антенны с радиостанцией,

невозможность работы в радиосети,

сложность в изготовлении и настройке антенных фильтров,

трудности при быстром развертывании связи.

2.2 Анализ фазового разделения каналов

Работа радиостанции с фазовым разделением значительно затруднена. Это связано с тем, что данный способ хорошо работает, если необходимо передать два источника сообщений из одной геометрической точки в другую, как, например, передача цветоразностных сигналов в западноевропейской системе цветного телевидения PAL. В случае разнесения источников (два абонента, разделенные расстоянием) система с фазовым разделением становится мало пригодна из-за того, что прием и передача должны вестись в одно и тоже время. А это означает, что относительно мощные сигналы передатчика будут попадать в приемный канал, работающий на той же частоте, а это может привести к выходу из строя входного усилителя радиочастоты из строя. Данная проблема может быть решена в диапазоне СВЧ применением качественных циркуляторов с большим переходным ослаблением передатчик - приемник. Исходные данные для проектирования диктуют применение СВ-диапазона. Изготовление циркуляторов в метровом и декаметровом диапазоне волн чрезвычайно затруднительно. Кроме того, трудно обеспечить синфазную работу генераторов несущих колебаний на приемной и передающей стороне. Когерентное детектирование сложно реализовать при неизбежных флюктуациях фазы принимаемых сигналов.

2.3 Анализ временного разделения каналов

Временное разделение решает проблему дуплексной связи в одном диапазоне волн, то есть прием и передача ведутся на одной и той же частоте. Временное разделение не препятствует разнесению в пространстве источников сообщений (абонент 1 и абонент 2). Кроме того, легко реализуется защита входного усилителя радиочастоты приемника от мощных сигналов передатчика, применением антенного переключателя и импульсов бланкирования, то есть запирание приемного канала в момент передачи и блокировка передатчика в моменты приема сигнала. Синхронизация во времени может быть легко реализована эстафетным способом, то есть излучение сигнала не может быть произведено, пока не будет принят сигнал оппонента. То же правило распространяется и на оппонента.

3. Выбор типа модуляции

3.1 Общие сведения и назначение модуляции

Немодулированный радиочастотный (РЧ) сигнал (несущая) сам по себе не несёт никакой информации. Для передачи телефонного сообщения несущую необходимо промодулировать. Модуляция означает изменение параметров РЧ сигнала, амплитуды, частоты, или фазы в такт со звуковым напряжением, развиваемым микрофоном. Чисто угловая модуляция, угловая или фазовая, используется только на УКВ диапазонах, поскольку полоса частот, занимаемая радиостанцией в эфире, получается излишне широкой. На КВ используют однополосную модуляцию, причем однополосный сигнал формируют из амплитудно-модулированного (АМ) сигнала. Рассмотрим особенности известных способов модуляции.

3.2 Фазовая и частотная модуляция

При фазовой модуляции (ФМ) фаза радиочастотного колебания изменяется обычно пропорционально мгновенным значениям модулирующего аналогового сообщения, поэтому полезный ФМ радиосигнал может быть записан в следующем виде:

s(t,--l)=A₀ cos(w₀ t+M_ф l), (7)

где A₀, w_{_} -- априорно известные значения амплитуды и частоты радиосигнала; l(t) -- аналоговое сообщение;

M_ф=s_ф/s_l -- известная крутизна характеристики фазового модулятора;

s_ф = -- среднее квадратическое отклонение фазы, обусловленное модуляцией;

s_l--= -- среднее квадратическое значение сообщения l (t).

ФМ радиосигнал может быть записан иначе

s(t,--l)=A₀ cos(w₀ t+s_ф)=A₀ cos(w₀ t+m_ф lґ) (8)

где lґ= l/s_l------ нормированное сообщение. По аналогии со случаем модуляции синусоидальным сигналом s_ф = m_ф называют индексом фазовой модуляции.

Помехоустойчивость приема ФМ радиосигналов будем характеризовать величиной относительной ошибки фильтрации /1/

(9)

где _ФМ - относительная ошибка фильтрации;

q - отношение сигнал-шум;

Помехоустойчивость приема ФМ радиосигналов определяется отношением q (сигнал--шум) и индексом фазовой модуляции m_ф=?_ф=M_ф?_? представлено рисунке 5.

Рисунок 5 - Зависимость квадрата относительной ошибки фильтрации сообщения от отношения сигнал -- шум при фазовой и частотной модуляциях

Синтезированная схема ФАПЧ практически устойчиво работает при дисперсии фазовой ошибки D_ф^=d--²_фмD_ф < 1 рад². Дисперсию ошибки слежения за фазой принимаемого сигнала D_ф^ = 1 рад² можно принять в качестве демодуляционного порога. При ошибках слежения за фазой D_ф^ >1 рад² наблюдается пороговый эффект, который заключается в резком ухудшении помехоустойчивости приема ФМ радиосигналов из-за появления в ФАП перескоков фазы подстраиваемого генератора на 2--p. Поэтому на рисунке 5 кривые зависимости d--²_фм=ѓ(qm_ф) проведены до точек, в которых D_ф^= 1 рад².

При частотной модуляции (ЧМ) частота колебания изменяется пропорционально мгновенным значениям модулирующего сообщения l(t). Поэтому ЧМ радиосигнал может быть представлен в следующем виде:

s(t,--l)=A₀ cos(w--₀ t+--Y(t)). (10)

Y(t)=M_чl(t)dt (11)

Где A₀, w_{_} -- априорно известные значения амплитуды и частоты несущей;

М_ч = s--_w--/s_l------ крутизна характеристики частотного модулятора;

s = -- среднее квадратическое отклонение частоты, обусловленное модуляцией. Из этого выражения следует, что полная фаза полезного радиосигнала ЧМ слагается из постоянной регулярной составляющей w--₀ t и добавочного члена Y(t), обусловленного модуляцией, априорные сведения о которой характеризуются двумя стохастическими дифференциальными уравнениями первого порядка

, (12)

(13)

Запишем формулу для квадрата относительной ошибки фильтрации /1/

(14)

где m_Ч - индекс частотной модуляции.

На рисунке 5 представлены результаты вычислений по этой формуле для ряда значений m_ч. При заданном q ошибка фильтрации уменьшается с увеличением индекса частотной модуляции, что, однако, приводит к расширению спектра ЧМ радиосигнала.

В работе квазиоптимального приемника ЧМ радиосигналов так же, как и в приемнике ФМ радиосигналов, наблюдается демодуляционный порог. При несинхронном приеме ЧМ радиосигналов их детектирование может производиться с помощью частотного дискриминатора. В этом случае также наблюдается демодуляционный порог, который достигается при больших отношениях сигнал-шум, чем при синхронном приеме.

Если приравнять, выражения для квадрата относительной ошибки фильтрации ЧМ и ФМ сигналов, то можно найти соотношение между m_ф и m_ч, при выполнении которого помехоустойчивость приема фазо- и частотно-модулированных сигналов одинакова. При q> 1 получим

m_ф²=m_ч²/(1+4m_ч) (15)

Можно отметить, что при выполнении этого равенства спектр ЧМ радиосигнала будет значительно шире спектра ФМ радиосигнала.

3.3 Амплитудная модуляция и ее разновидности

При амплитудной модуляции (АМ) амплитуда радиочастотного колебания изменяется в соответствии с передаваемым сообщением, а частота и фаза несущего колебания от сообщения не зависят, но под влиянием дестабилизирующих факторов могут случайным образом изменяться во времени. Поэтому АМ радиосигнал может быть записан в следующем виде:

s(t,--l)=(A₀+М_аl)cos(w₀ t+j(t)) (16)

где М_а=s--_а--/s_l------ крутизна характеристики амплитудного модулятора;

s--_а= М_аs_l---- среднеквадратическое отклонение огибающей от уровня несущей;

j--(t)_------ случайная фаза, рассматриваемая как сопутствующий параметр.

АМ радиосигнал может быть записан иначе

s(t,--l)=(A₀+М_аl)cos(w₀ t+j(t))=А₀(1+m_аlґ)cos(w₀ t+j) (17)

где m_а=s--_а /A₀ -- коэффициент амплитудной модуляции;

lґ= l/s_l - нормированное сообщение.

Запишем выражение для относительной ошибки фильтрации /1/

(18)

График зависимости функции d--²_ам=f(q,m_a) изображен на рисунке 6.



Рисунок 6 - Зависимость квадрата относительной ошибки фильтрации сообщения от отношения сигнал-шум при разных видах амплитудной модуляции.

Из графика следует, что ошибка фильтрации тем меньшее чем больше отношение сигнал-шум и коэффициент амплитудной модуляции m_a. Последнее объясняется тем, что при увеличении m_a возрастает доля мощности передатчика, приходящаяся на информационные боковые полосы спектра АМ радиосигнала.

Радиосигнал с двухполосной модуляцией (ДМ) и подавленным колебанием несущей частоты можно получить из АМ радиосигнала путем подавления в его спектре колебания несущей частоты. Спектр ДМ радиосигнала состоит из двух боковых полос. Сам ДМ радиосигнал может быть записан в следующем виде:

s(t,--l)=М_аlcos(w₀ t+j) (19)

Относительная ошибка фильтрации сообщения l(t) при ДМ определяется формулой /1/

(20)

График зависимости d--²_ДМ =f(q) приведен на рисунке 6. Из него видно, что ДМ обладает более высокой помехоустойчивостью по сравнению с АМ, поскольку при ДМ вся мощность передатчика расходуется только на информационные боковые полосы.

Если в АМ радиосигнале полностью подавить одну из боковых полос, то получим однополосный радиосигнал с полной несущей (АЗН). На практике находят также применение системы однополосной передачи аналоговых сообщений с ослабленной (АЗА) или подавленной (АЗJ) несущей. Радиосигнал с однополосной модуляцией (ОМ) может быть записан в следующем аналитическом виде:

s(t,--l)=--lcos(w₀ t+j)+--msin(w₀ t+j)+B₀cos(w₀ t+j) (21)

где B₀ -- известное постоянное значение амплитуды несущей;

m(t)=Н[l(t)] -- преобразование Гильберта от информационного сообщения (Н -- оператор преобразованя Гильберта). ОМ сигнал представлен в виде суммы двух двухполосных сигналов, у которых составляющие верхних боковых полос взаимно компенсируются. Колебания несущей частоты, входящие в ОМ радиосигнал, необходимы для работы ФАПЧ, которая формирует гармоническое колебание для синхронного приема сигнала.

Относительная ошибка фильтрации определяется формулой /1/

(22)

где m₀ = Р_БОК /Р_НЕС -- коэффициент деления мощности передатчика между боковой полосой и несущей. Помехоустойчивость приема ОМ радиосигналов зависит от коэффициента деления мощности m₀, значения которого определяются флюктуациями частоты и фазы радиосигнала. Применительно к КВ каналам радиосвязи т₀=1..5. В отсутствие несущей (т₀=--Ґ) помехоустойчивость ОМ практически совпадает с помехоустойчивостью ДМ (рисунок 5).

3.4 Сравнительная характеристика видов модуляции и способы приема сообщений

Обобщая и анализируя перечисленные виды модуляции, можно сказать, что наиболее лучшими по критерию mind--²----при относительно низком значении сигнал-шум q являются следующие виды модуляции: ФМ, ЧМ, ДМ, ОМ. При приеме реального ФМ сигнала и ОМ сигнала с ослабленной несущей, модулированных речевым сообщением требуется точно восстановить частоту и фазу несущего колебания для когерентного приема. Восстановление несущей частоты в приемнике может осуществляться с помощью ФАПЧ, по несущей частоте, что очень сложно на частотах конца КВ и УКВ диапазона из-за множества дестабилизирующих факторов. Конечно, можно преобразовать спектр сигнала на более низкую частоту, но тогда система ФАПЧ должна отрабатывать не только нестабильность несущей частоты, но нестабильность частоты и фазы гетеродина приемника. При приеме ДМ и ОМ сигнала с подавленной несущей система ФАПЧ бесполезна, так как в спектре радиосигнала нет гармоники несущей. Однако, восстановление несущей можно производить и автономным методом, с помощью высокостабильного генератора. Структурная схема такого приемника приведена на рисунке 7.

Рисунок 7 - Структурная схема приемника однополосных радиосигналов с автономным восстановлением несущей частоты.

Казалось бы, что приемник прямого преобразования (см. рисунок 7) идеально подходят для приема ДМ, ОМ сигналов. На самом деле это не совсем так. Даже при точной настройке гетеродина приемника на частоту места несущей w--₀ колебания будут иметь произвольный фазовый сдвиг j. Напряжение, например ДМ сигнала и гетеродина приемника можно записать следующим образом: /3/

u_c=s(t)a_ccosw₀ t, (23)

u_г=a_гcos(w₀ t+j). (24)

Смеситель приемника перемножает эти напряжения:

u_cu_г=s(t) a_гa_ccosw₀ t--·cos(w₀ t+j)=Ѕs(t)a_гa_c[cosj+cos(2w₀ t+j)]. (25)

ФНЧ, установленный на выходе смесителя, выделяет сигналы только низких частот, соответствующие первому слагаемому, и отфильтровывает сигнал с удвоенной частотой. Звуковое напряжение оказывается пропорционально косинусу разности фаз напряжений сигнала и гетеродина:

u₀=Ѕs(t)a_гa_ccosj (26).

Оно максимально при j--=0⁰ и j--=180⁰, но обращается в нуль при j=90⁰ и j=270⁰. Физически это явление объясняется тем, что две боковые полосы ДМ радиосигнала преобразуются в смесителе независимо друг от друга и складываются на его выходе. При этом верхняя боковая полоса приобретает фазовый сдвиг минус j, поскольку частота и фаза гетеродина вычитаются из частоты и фаза сигнала (последняя принята за нулевую). Нижняя боковая полоса приобретает фазовый сдвиг +j. При j--=90⁰ и j--=270⁰ низкочастотные колебания от двух боковых полос получаются противофазными и компенсируют друг друга.

Если же частоты гетеродина и подавленной несущей совпадают не точно, то сдвиг фазы j непрерывно изменяется во времени (j=W--t, где W---- растройка частот) и амплитуда звукового сигнала периодически изменяется от максимума до нуля. Принимать ДМ сигнал и прослушивать сообщение становится затруднительно. При малых значений W--от 0.01 до 0.1 Гц оператор будет наблюдать периодическое снижение громкости до полного исчезновения звука, а потом нарастание громкости звука. Процесс повторяется частотой расстройки. При больших расстройках речь становится неразборчивой. Для приема ОМ сигнала на расстройку W----накладывается гораздо менее жесткое требование, чем при ДМ. На рисунке 8 представлены экспериментальные зависимости разборчивости звуков речи от неточности восстановления частоты W.--для ОМ. Из рисунка видно, что при отсутствии помех удовлетворительное качество связи получается даже при неточности восстановления частоты несущей до 100…200 Гц.

Рисунок 8 - Влияние неточности восстановления частоты несущей на разборчивость речи при однополосной модуляции.

При положительных расстройках, когда восстановленная несущая по частоте ближе к боковой полосе, чем истинная, голос становится бубнящим. Наоборот, при отрицательных расстройках голос становится неестественно звонким. Однако ОМ трудно сформировать в передатчике.

Из всего вышесказанного можно сделать вывод, что ФМ, ДМ, ОМ для своей реализации требуют когерентной обработки, т.е. знания на приемной стороне несущей частоты сигнала с точностью до фазы. Причем, ФМ и ОМ с подавленной несущей можно принять только вводя в приемник систему ФАПЧ. Это ведет к увеличению сложности и цены приемника, применяемого в радиостанции. ОМ с подавленной несущей можно принять и с помощью местного гетеродина, однако разница частот гетеродина и несущей не должна быть больше 100 - 200 Гц что в принципе выполнимо при применении кварцевых резонаторов, хотя ОМ сигнал очень трудно сформировать в передатчике радиостанции, что ведет к повышению сложности схемы и цены радиостанции в целом. Эти требования весьма затрудняет применение этих видов модуляции.

Рассмотрим преимущества ЧМ сигнала над АМ сигналом. Подставив в формулу (18) значения m₀=0,8 и q=3 получим ²_АМ=0,591, а в формулу (14) m_ЧМ=1 и q=3 получим ²_ЧМ=0,773 (Выбор . m_ЧМ=1 будет объяснен в следующем разделе). Несмотря на то, что относительная ошибка фильтрации меньше при АМ модуляции надо учесть, что формула (18) была получена при условии применения синхронного детектирования, при котором обеспечивается равенство отношений сигнал-шум на входе и выходе синхронного детектора. Вследствие этого фильтрация сигнала от шума может производиться после синхронного детектирования. В существующих радиоприемных устройствах для детектирования АМ радиосигналов обычно используются детекторы огибающей. При малых отношениях сигнал-шум в них наблюдается эффект подавления слабого сигнала помехой. Поэтому применение синхронного детектора обеспечивает примерно двукратный выигрыш по мощности по сравнению с детектором огибающей. Однако этот выигрыш в помехоустойчивости достигается путем усложнения схемы приемника из-за необходимости применения ФАПЧ. Трудности, возникающие при применении системы ФАПЧ, были описаны выше. Следовательно, реальное значение ²_АМ в 2 и более раз больше.

ЧМ радиосигнал имеет самый широкий спектр из всех перечисленных видов модуляции при равной помехоустойчивости, что является недостатком ЧМ сигнала. Однако, к ЧМ сигналу не имеет место жесткое требование к когерентной обработке при приеме, поэтому ЧМ радиосигнал будет выбран при построении радиостанции в настоящем дипломном проекте.

4. Разработка технических требований к каналу передачи

4.1 Постановка задачи

В данном параграфе становится задача разработать принцип временного уплотнения канала и синхронной работы радиостанций с учетом задержки распространения радиоволны в пространстве.

4.2 Выбор и анализ необходимой полосы частот телефонного сообщения

Качество телефонной связи характеризуется разборчивостью речи. Различают разборчивость звуков, слов и фраз. Разборчивость может определяться экспериментально или расчетным методом. В основу положено экспериментальное определение разборчивости речи путем артикуляционных изменений. В линиях связи разборчивость речи определяется в соответствии с ГОСТом 16600 (требования к разборчивости речи и методы артикуляционных испытаний).

Разборчивость звуков Z определяется в процентах как отношение количества правильно принятых звуков к количеству переданных. Если необходимо, то определяется разборчивость слов W по известной разборчивости звуков с использованием графиков пересчета.

В требованиях на авиационную аппаратуру связи и ее технических данных указывается класс качества телефонной связи, который должен обеспечиваться в определенных условиях. Характеристики классов качества телефонной связи, взятые из ГОСТа 16600, приведены в таблице 1. Авиационные системы телефонной связи должны обеспечивать качество телефонной связи не ниже третьего класса. Система бытовой радиосвязи, рассматриваемая в настоящем дипломном проекте, не относится к системам авиационной и ей легко может быть присвоен третий класс точности.

Таблица 1 - Характеристики классов качества телефонной связи

Класс	Характеристика класса	Z, %	W, %
I	Понимание речи без малейшего напряжения внимания	>91	>98
II	Понимание речи без затруднений	85 - 90	94 - 97
III	Понимание речи с напряжением внимания без переспросов и повторений	78 - 84	89 - 93
IV	Понимание речи с большим напряжением внимания с переспросами и повторениями	61 - 77	70 - 88
V	Срыв связи	<60	<69

Непосредственная передача речевого процесса может осуществляться по аналоговым, импульсным или цифровым каналам связи. В аналоговых каналах связи сигналом является гармоническое колебание, один из параметров которого (амплитуда, частота или фаза) изменяются по закону речевого процесса. Рассмотрим требования, которые предъявляются к каналам связи при передаче речевого процесса.

Основными характеристиками являются частотная и амплитудная характеристики. Как известно, комплексная частотная характеристика распадается на две характеристики: амплитудно-частотную и фазовую. В связи с тем, что слух человека не реагирует на фазу колебаний, ограничения на фазочастотную характеристику телефонного канала не накладывается. От амплитудно-частотной характеристики канала зависит разборчивость канала /1/. На рисунке 9 построены зависимости разборчивости речи от ограничения спектра снизу (кривая 1) и сверху (кривая 2). Анализируя первую кривую, можно заметить, что ограничение спектра снизу до 300 Гц не сказывается на разборчивости речи. Между тем, передача низкочастотных составляющих речевого процесса вызывает некоторые технические затруднения (увеличение емкости переходных конденсаторов схемы и объема трансформаторов). Поэтому установим низшую частоту полосы спектра речевого сообщения

300 Гц. Как видно из кривой 2, ограничение частот канала связи сверху вызывает уменьшение разборчивости речи.



Рисунок 9 - Изменение разборчивости речи при ограничении полосы частот снизу (кривая 1) и сверху (кривая 2)

В настоящее время, принят стандарт на телефонный канал, высшая частота которого установлена равной 3,4 кГц. Встречаются каналы связи старого стандарта с высшей частотой 2,7 кГц. Принимая в внимание, что проектируемый канал связи можно отнести к третьему классу точности, то в нашем случае принимая разборчивость W равной 90 процентов получаем из рисунка, что верхняя частота спектра речевого сообщения равна 2,5 кГц. На основании теоремы Котельникова выбираем частоту дискретизации в два раза больше верхней частоты спектра сигнала плюс 500 Гц для расфилитровки полезного сигнала на приемной стороне. Итак, частоту дискретизации выбираем f_ДИСКР=22,5 кГц+500 Гц=5,5 кГц.

4.3 Разработка принципа временной синхронизации

Для обеспечения синхронной работы радиостанций необходимо выполнить жесткое правило: любая радиостанция может излучить в эфир радиосигнал только после приема сигнала радиостанции оппонента. В этом заключается эстафетный принцип работы дуплексной радиосвязи с временным разделением каналов. При проектировании принципа необходимо учитывать задержку, возникающую при распространении радиоволн от антенне к антенне, так как она становится соизмеримой с временем излучения импульса, причем эта задержка в микросекундах равна:

_З=R/c (27)

где R - расстояние между антеннами в км.

с - скорость света в атмосфере 0,3 км/мкс

Заложенный принцип показан на рисунке 10 и 11 для больших и малых задержках радиосигнала.

Рисунок 10 - Принцип работы в дуплексном режиме с временным разделением каналов при малой задержке сигнала

Рисунок 11 - Принцип работы в дуплексном режиме с временным разделением каналов при большой задержке сигнала

Активный момент времени действия (приема или передачи) условно показан высоким уровнем напряжения. Из рисунка видно, что процесс самосинхронизирующийся и время излучения радиостанции не перекрывается с моментом времени приема (для первой радиостанции на рисунках времена приема заштрихованы одинарной штриховкой, а для второй радиостанции двойной штриховкой). Анализируя эти рисунки, можно заметить, что импульсы, подаваемые на антенный переключатель, представляют собой последовательность прямоугольных импульсов, изображенных на рисунке 12.

Рисунок 12 - Базовый фрагмент периода переключающих импульсов, подаваемых на антенный переключатель

На нем можно выделить время активной передачи (цифра 1), двойное время приема 2_З=2R/c (цифра 2) и время активного приема, которое то же должно быть равно (цифра 3). Очевидно, что при увеличении периода ограничено теоремой Котельникова и, следовательно, период не может быть больше Т=1/f_ДИСКР=1/5500=181,8 мкс. Для удобства подсчета времени задержки, периода следования переключающих импульсов примем, что период не может быть больше 182 мкс, а не 181,8 мкс. Этому значению периода соответствует частота дискретизации равная f_ДИСКР=1/182 мкс=5495,5 Гц. Принимая времена активной передачи и время задержки _З равными, то получим, что время задержки не может быть больше _З<Т/4=182/4=45,5 мкс или, что эквивалентно, расстояние между антеннами не должно быть больше R<с=13,65 км. На больших расстояниях принцип уже не пригоден. На расстояниях больше

13,65 км радиостанция уже не применима. Максимальный радиус действия однотипных радиостанций R=_Зс=13,65 км, что хорошо согласуется с тем, что большую дальность при мощности излучения 3 Вт и чувствительности приемника 1 мкВ практически и не обеспечить. В /4/ приведена формула дальности связи при заданных энергетических параметрах приемника и передатчика с учетом отражения от земной поверхности, применением штыревых антенн и при отсутствии препятствий в пределах радиовидимости дальность действия равна

...