Розвиток теорії та принципів побудови засобів вимірювання з періодичним порівнянням низькочастотних гармонічних сигналів

Размещено на http://www.allbest.ru/

Haціональний університет "Львівська політехніка"

Автореферат

дисертації на здобуття наукового ступеня

доктора технічних наук

05.11.05 - Прилади та методи вимірювання електричних і магнітних величин

Розвиток теорії та принципів побудови засобів вимірювання з періодичним порівнянням низькочастотних гармонічних сигналів

Бучма Ігор Михайлович

Львів 2001

Дисертацією є рукопис

Робота виконана в Національному університеті "Львівська політехніка" Міністерства освіти і науки України.

Науковий консультант - доктор технічних наук, професор Дудикевич Валерій Богданович, завідувач кафедри "Автоматика і телемеханіка" Національного університету "Львівська політехніка"

Офіційні опоненти - доктор технічних наук, професор Скрипник Юрій Олексійович, професор кафедри "Автоматизація та комп'ютерні системи" Київського Національного університету технології і дизайну.

Доктор технічних наук, професор Ніженський Анатолій Данилович, провідний науковий співробітник Інституту електродинаміки НАН України.

Доктор технічних наук, професор Сопрунюк Петро Маркіянович, завідувач відділу електричних вимірювань фізичних величин Фізико-механічного інституту НАН України.

Провідна установа - Державний науково-дослідний інститут "Система" Держстандарту України (м. Львів), відділ розроблення наукових, методичних та технічних основ метрологічного забезпечення ВІС та АСКТП.

Захист відбудеться "21"грудня"2001 р. о 1430 годині на засіданні спеціалізованої вченої ради Д 35.052.08 у Національному університеті "Львівська політехніка" (79013, Львів-13, вул.С. Бандери, 12, ауд. 226 головного корпусу).

З дисертацією можна ознайомитись у бібліотеці Національного університету "Львівська політехніка" (79013, Львів, вул. Професорська, 1).

Автореферат розісланий "5"листопада2001.

Вчений секретар спеціалізованої вченої ради, д.т.н. Луцик Я.Т.

1. Загальна характеристика роботи

електромагнітний індуктивний сенсор

Актуальність проблеми. Пошуки областей (зон), що роблять досліджуване середовище неоднорідним за властивостями, є важливими в багатьох галузях науки і техніки. Так при геофізичній електророзвідці намагаються виявити зони земної кори з підвищеною електропровідністю, бо там можуть залягати поклади поліметалічних руд, а в електромагнітній діагностиці - зони металевих промислових виробів з пониженою електропровідністю, оскільки там можуть бути поверхневі тріщини, пустоти в об'ємі металу, місця інтенсивних корозійних процесів, які погіршують якість виробу.

Неруйнівна дія електромагнітного поля зумовлює його широке використання при дослідженні таких неоднорідних середовищ. Для отримання інформації про параметри цих середовищ найчастіше вимірюють квадратурну або синфазну складові вторинного магнітного поля вихрових струмів фіксованої частоти, що збуджуються первинним магнітним полем (індуктивна електророзвідка, електромагнітна діагностика). Крім цього в електророзвідці вимірюють відношення півосей еліпса поляризації сумарного магнітного поля або різницю амплітуд гармонічних сигналів.

В індуктивній електророзвідці використовуються поля фіксованих частот з діапазону від 20 Гц до 10 кГц, а в електромагнтній діагностиці - від десятків кГц до сотень МГц. Сучасний стан проблем, зокрема у цих галузях, вимагає зниження робочих частот до одиниць і навіть десятих часток герц та забезпечення зведеного порогу чутливості 10-4, дослідження сигналу та його форми від тіл з феромагнітними властивостями, оскільки це дозволить вирішити такі прикладні завдання:

1) підвищення глибинності досліджень в електророзвідці, що вимагає зниження робочих частот до одиниць герц;

2) застосування аероелектророзвідки до пошуку провідних рудних родовищ і тіл з феромагнітними властивостями, що є альтернативою проблемі створення комплексних аерогеофізичних станцій з електророзвідувальним та магнітним каналами;

3) вихрострумове діагнозування та вимірювання товщин сталевих листових конструкцій в діапазоні 512 мм, що вимагає розробки засобів вимірювання, нижні робочі частоти яких складають одиниці частки герц.

Засоби вимірювання згаданих вище параметрів є двовходовими. Такі структури працюють за методами одночасного або різночасного (аперіодичного чи періодичного) порівняння. При цьому часто до операції порівняння необхідні попередні маштабні та функціональні перетворення.

При періодичному порівнянні, що забезпечує найвищу точність, сигнали з певною частотою почергово подаються у вимірювальний канал. При цьому різницева вимірювана величина має вид обвідної амплітуд сигналу. Метод періодичного порівняння, завдяки одноканальності структури засобів вимірювання, може забезпечити зведений поріг чутливості 10-4 і краще, якщо відношення частот порівнюваних сигналів і комутації буде (/)1, тоді як метод одночасного порівняння забезпечує поріг чутливості не кращий, ніж (0,51)10-2.

Проблематично при періодичному порівнянні низькочастотних сигналів (особливо з діапазону 0,1100 Гц) одержати поріг чутливості на рівні 10-4. Тут співвідношення (/)1 не може бути реалізоване через недопустимо низьку швидкодію та вплив низькочастотного флікер-шуму, енергетичний спектр якого росте обернено пропорційно частоті. Тому практично прийнятним може бути співвідношення (/)=12, і лише в окремих випадках більше.

На таких частотах і співвідношеннях в одноканальній структурі виникають специфічні похибки від комбінаційних складових на виході детектора обвідної, перехідних процесів у вузькосмугових елементах в каналі несучої частоти, впливу завад, впливу низькочастотного флікер-шуму в каналі обвідної. Так, наприклад, комбінаційні складові на виході амплітудного (лінійного чи квадратичного) детектора при співвідношенні (/)=2 можуть спричинити появу адитивної похибки, зведене значення якої може складати 4%. Оскільки ця похибка залежить від фазового зсуву між порівнюваними сигналами, який може змінюватися випадковим чином, то вона не може бути скомпенсована.

Крім цього причинами похибок є не ідентичність коефіцієнтів передачі вузлів попереднього (до порівняння) перетворення та не ідентичність основних і паразитних параметрів сенсорів та схем їх ввімкнення.

Таким чином актуальною є проблема створення низькопорогових засобів вимірювання амплітудних та амплітудно-фазових параметрів низькочастотних гармонічних сигналів, зокрема для індуктивної електророзвідки та електромагнітної діагностики, робочі частоти яких складають десятки одиниці герц.

Це вимагає розвитку теорії, вдосконалення відомих та розроблення нових принципів побудови одноканальних структур періодичного порівняння, в основі яких лежать нові методи зменшення похибок, забезпечення лінійності характеристики в діапазоні зміни амплітуд порівнюваних сигналів, підвищення швидкодії та завадостійкості.

Зв'язок роботи з науковими програмами, планами, темами. Вибраний в дисертації напрямок досліджень пов'язаний з тематикою, що виконувалася:

1) кафедрою "Автоматика і телемеханіка" Львівського політехнічного інституту разом з відділом електромагнітних методів вимірювань ФМІ НАН України в межах бюджетної теми РБ 25-262 "Розроблення ефективних вимірювальних систем для виявлення об'єктів за слабими аномаліями при електророзвідці і корозійних обстеженнях";

2) Державним університетом "Львівська політехніка" при виконанні науково-дослідної роботи "Розробка роботизованого комплексу діагностики споруд". Робота виконувалась згідно з договором ДК/СКБ ЕМС по проекту 13 Державної науково-технічної програми 6.4.4 "Відкриті інформаційно-вимірювальні системи та автоматизація вимірювання. Розвиток та застосування багатофункціональних комп'ютерних інформаційно-вимірювальних систем контролю та діагностики процесів, апаратів та споруд" відповідно до Постанови ДКНТ №12 від 04.05.92 р. (№ ДК/СКБ ЕМС:0193U040345);

3) Національним університетом "Львівська політехніка" згідно з координаційним планом №46 Міносвіти України "Достандартизаційні дослідження нових методів та засобів метрологічного забезпечення випробувань і контролю фізико-механічних властивостей сучасних матеріалів".

Автор керував науковими роботами, пов'язаними з розробленням диференціального вимірювача амплітуд (п.1), інфранизькочастотного каналу товщиноміра сталевих листових конструкцій при односторонньому доступі до них (п.2) і диференціального трансформаторного вихрострумового перетворювача для контролю структурної неоднорідності термоелектродного дроту (п.3).

Мета і задачі дослідження. Метою роботи є розвиток теорії та принципів побудови одноканальних вимірювальних структур з періодичним порівнянням сигналів, розроблення та створення на їх основі низькопорогових аналогових і цифрових засобів вимірювання амплітудних та амплітудно-фазових параметрів низькочастотних гармонічних сигналів при електророзвідці, електромагнітній діагностиці та інших прикладних задачах.

Відповідно до поставленої мети задачі дослідження були такими:

1) аналіз і систематизація вимірювальних схем амплітудних і амплітудно-фазових параметрів гармонічних сигналів, зокрема, таких, що використовуються в електророзвідці та електромагнітній діагностиці, аналіз їх метрологічних можливостей, і, виходячи з проблемних завдань практики (підвищення глибинності досліджень в електророзвідці та розширення кола її задач, електромагнітна діагностика та вимірювання товщин сталевих листових конструкцій в діапазоні 512 мм при односторонньому доступі, обстеження корозійного стану магістральних трубопроводів), формулювання основних вимог до точності та швидкодії;

2) аналіз впливу факторів, що є причиною похибок, визначення напрямків досліджень для пошуку методів їх зменшення;

3) теоретичне обґрунтування принципів побудови аналогових засобів вимірювання амплітудних та амплітудно-фазових параметрів низькочастотних гармонічних сигналів, що здатні забезпечити належні поріг чутливості та швидкодію;

4) аналіз впливу завад та внутрішніх шумів, розроблення методів зменшення цього впливу;

5) створення теоретичних основ та принципів побудови цифрових засобів вимірювання параметрів вторинного магнітного поля, які б забезпечили високу швидкодію та можливість використання цифрового опрацювання результатів діагностичних та аероелектророзвідувальних вимірювань, а також наступної їх інтерпретації;

6) теоретичне обґрунтування форми сигналів, отриманих при аероелектророзвідувальному зондуванні провідних тіл та рудних родовищ з феромагнітними властивостями;

7) аналіз та оцінювання похибок окремих структурних елементів та засобів вимірювання загалом;

8) використання результатів теоретичних досліджень при розробленні та впровадженні в практику засобів вимірювання, експериментальна оцінка їх метрологічних характеристик.

Об'єкт дослідження - амплітудні та амплітудно-фазові параметри гармонічних сигналів електророзвідки та електромагнітної діагностики.

Предмет дослідження - низько порогові засоби вимірювання амплітудних та амплітудно-фазових параметрів низькочастотних гармонічних сигналів періодичного порівняння.

Методи дослідження. При проведенні теоретичних досліджень використані: методи диференціального та інтегрального числення для обґрунтування форми сигналу в засобах аероелектророзвідки від провідних об'єктів з феромагнітними властивостями, оцінювання впливу завад і внутрішніх шумів на похибку вимірювання; методи теорії похибок при їх дослідженні; метод графів для аналізу схемних моделей трансформаторних та параметричних вихрострумових перетворювачів, статичної моделі електророзвідки та електромагнітної діагностики; теорія модуляції та спектральний аналіз модульованих сигналів та завад.

Результати теоретичних досліджень перевірялися експериментально при фізичному моделюванні і використані при реалізації конкретних пристроїв.

Наукова новизна одержаних результатів:

1) розвинуто теорію побудови засобів вимірювання амплітудних та амплітудно-фазових параметрів низькочастотних гармонічних сигналів з періодичним порівнянням, що дало змогу розробити нові та вдосконалити відомі принципи побудови, здатні забезпечити покращення метрологічних параметрів (поріг чутливості, швидкодію) на частотах з діапазону десяті часткидесятки герц;

2) започатковано і розвинуто новий напрямок побудови цифрових вимірювачів амплітудних та амплітудно-фазових параметрів низькочастотних гармонічних сигналів, в основу якого покладено вимірювання відносної різниці амплітуд, що дало можливість лінеаризувати характеристики схем ввімкнення сенсорів.

3) вперше запропоновано модель аероелектророзвідки, за якою, враховуючи швидкості взаємного руху вимірювальних перетворювачів і об'єкта дослідження з феромагнітними властивостями, теоретично обґрунтовано форму сигналу від нього, чим закладено новий напрямок в аероелектророзвідці;

4) вдосконалено статичну модель формування вимірювальної інформації при електророзвідці та електромагнітній діагностиці, що дало змогу теоретично обґрунтувати зміну знаку синфазної складової вторинного магнітного поля з частотою первинного магнітного поля;

5) запропоновано моделі похибок збуджувально-приймальних засобів для електромагнітної діагностики та розроблено методи їх зменшення;

6) виявлено джерела похибок в структурах засобів вимірювання з періодичним порівнянням, одержано аналітичні залежності для їх оцінювання, розроблено та запропоновано методи зменшення похибок як окремих вузлів, так і структур загалом.

Практичне значення одержаних результатів полягає у створенні інженерних методів проектування засобів вимірювання амплітудних та амплітудно-фазових параметрів низькочастотних гармонічних сигналів, зокрема, для електророзвідки та електромагнітної діагностики з заданими метрологічними характеристиками:

1) створено основи проектування аналогових та цифрових засобів вимірювання таких сигналів;

2) розроблено збуджувально-приймальні засоби гармонічного магнітного поля трансформаторного і параметричного типів без магнітних осердь, які використано у засобах контролю структурної неоднорідності термоелектронного дроту та засобах безконтактного вимірювання товщин сталевих листових конструкцій;

3) розширено коло задач в напрямку пошуку провідних родовищ руд та тіл з феромагнітними властивостями, що розв'язуються засобами аероелектророзвідки;

4) на основі розроблених теоретичних засад та принципів побудови, запропоновано низку оригінальних технічних рішень засобів вимірювання з періодичним порівнянням;

5) розроблено структури засобів вимірювання, а саме: різниці амплітуд; індикації квадратури; параметрів сигналів при електророзвідці та електромагнітній діагностиці; напруг постійного струму низьких рівнів, в яких реалізовано розроблені принципи побудови;

6) створено та використано на практиці ряд засобів вимірювання, наприклад,: наземна апаратура електророзвідки за методом незаземлених петель (поріг чутливості 510-5 на частоті 10 Гц); диференціальний вимірювач різниці амплітуд перших гармонік спотворених по формі сигналів частотою 100 Гц (поріг чутливості 510-5) для системи обстеження корозійного стану магістральних трубопроводів; канал нижньої частоти товщиноміра сталевих листових конструкцій в діапазоні 512 мм (зведений поріг чутливості по різниці амплітуд 210-4 на частоті 1 Гц і поріг чутливості 1,5 мм по товщині); трансформаторний вихрострумовий перетворювач для контролю структурної неоднорідності термоелектродного дроту.

Реалізація та впровадження результатів роботи. Отримані результати були використані в таких установах:

1. Фізико-механічний інститут НАН України (м.Львів). На етапі проектування було впроваджено диференціальний вимірювач амплітуд перших гармонік спотворених по формі синфазних сигналів частотою 100 Гц в системі градієнтних вимірювань струму витоку підземних трубопроводів. Вимірювач забезпечив лінійність характеристики, приведений до рівня первинного поля поріг чутливості 5.10-5, практичну відсутність дрейфу "нуля" в польових умовах роботи протягом усього робочого дня при порівнянні сигналів у діапазоні (530)мВ. Використано автоматичну корекцію дрейфу "нуля" та метод запам'ятовування амплітуд в каналі несучої частоти.

2. Національний університет "Львівська політехніка", НДЛ-69. На етапі проектування автоматизованої системи контролю товщин стінок нафтоналивних резервуарів при розробці каналу нижньої частоти 1 Гц вихрострумового товщиноміра впроваджено методи зменшення постійної складової при виділенні обвідної, що базуються на запам'ятовуванні амплітуд порівнюваних сигналів, та використано методи оцінки похибок і симетрування термокомпенсованих параметричних вихрострумових перетворювачів (ВСП). Канал забезпечив вимірювання товщин сталевих конструкцій в діапазоні (5-12) мм, поріг чутливості 1,5 мм, чутливість 40 мВ/мм при сталій часу 10 с.

3. Національний університет "Львівська політехніка", кафедра "Метрологія, стандартизація та сертифікація". На етапі проектування прохідного трансформаторного ВСП для дослідження структурної неоднорідності термоелектродного дроту були використані методи оцінки впливу асиметрії параметрів ВСП на глибину компенсації напруги первинного поля. Розроблений ВСП за своїми параметрами узгоджувався з імпортним дефектоскопом фірми FRSTER, що дало можливість провести експериментальні дослідження по відбраковуванню за структурною неоднорідністю термоелектродного дроту різних типів (починаючи від діаметру 0,2 мм і більше).

Теоретичні результати роботи використовувались у навчальному процесі в Національному університеті "Львівська політехніка" при підготовці студентів за спеціальністю "Комп'ютеризовані системи, автоматика і управління" в курсі "Основи збору, передачі та обробки інформації".

Апробація результатів дисертації. Основні положення роботи доповідались і обговорювались на 4 міжнародних, 1 всесоюзній, 1 українській науково-технічних конференціях та різних семінарах.

Публікації. За темою дисертації опубліковано 58 наукових праць. Серед них 23 статті у фахових виданнях, 6 доповідей на конференціях, 26 авторських свідоцтв, 3 патенти України.

Особистий внесок здобувача. Більшість теоретичних та експериментальних досліджень виконана автором самостійно. В роботах у співавторстві здобувачу належить участь в постановці задач, теоретичних дослідженнях, розробленні способів та методів, математичному моделюванні, а також в експериментальній перевірці та реалізації результатів досліджень. Вклад здобувача в цих роботах був визначальним.

Структура і обсяг. Дисертація складається з вступу, семи розділів, висновків, викладених на 278 ст. машинописного тексту, 66 рисунків, виконаних на окремих ст., списку літератури з 226 найменувань і додатків, обсягом 3 ст.

2. Основний зміст роботи

У вступі відображена актуальність проблеми, зв'язок роботи з науковими програмами, планами, темами, мета і задачі дослідження, наукова новизна отриманих результатів та їх практичне значення, а також впровадження та апробація результатів роботи.

В першому розділі на основі огляду літературних джерел висвітлюється стан проблем, пов'язаних з вимірюванням параметрів сигналів в індуктивній низькочастотній електророзвідці та електромагнітній діагностиці. У цих галузях найчастіше вимірюються практично одні і ті ж параметри сигналу вторинного магнітного поля: амплітудні, амплітудно-фазові або зміни імпедансу параметричного генераторно-приймального засобу. Проблеми підвищення глибинності електророзвідки, діагностування масивних виробів із феромагнітних матеріалів вимагають освоєння робочих частот з діапазону десяті часткидесятки герц і забезпечення низького порогу чутливості, зведене значення якого було б не гірше, ніж 10-4. Актуальним є також використання засобів індуктивної електророзвідки для пошуку рудних родовищ з феромагнітними властивостями.

В індуктивній електророзвідці нагромаджено великий досвід вимірювання амплітудних та амплітудно-фазових параметрів низькочастотних гармонічних сигналів з діапазону десяткисотні герц і практичні досягнення у створенні як наземних, так і аероелектророзвідувальних засобів, відносний поріг чутливості яких складає 10-4. Створивши теоретичне підґрунтя для нових принципів побудови цих засобів вимірювання на нижчих робочих частотах, можна очікувати значного поступу як в електророзвідці, так і в електромагнітній діагностиці, насамперед, при діагнозуванні феромагнітних матеріалів. Зокрема, низький поріг чутливості засобів електророзвідки забезпечується використанням методу періодичного порівняння амплітуд гармонічних сигналів. Похибки, які виникають при попередньому перетворенні сигналів - підсиленні, лінійному фільтруванні, квадратурному зміщенні, сумо-різницевому перетворенні, традиційно зменшують періодичним ручним калібруванням.

Таким чином необхідність переходу на понижені робочі частоти при проведенні амплітудних та амплітудно-фазових вимірювань параметрів гармонічних сигналів вимагає в першу чергу розробки нових і вдосконалення відомих методів зменшення похибок від комбінаційних частот, не ідентичності коефіцієнтів передачі вузлів попереднього перетворення, перехідних процесів при вузькосмуговому підсиленні в каналі несучої частоти з одночасним підвищенням швидкодії, ефективного послаблення після детектування постійної складової, впливу завад та низькочастотних флікер-шумів.

При використанні параметричних збуджувально-приймальних засобів (ЗПЗ) магнітного поля їх вмикають у незрівноважений міст або подільник напруги. Тому необхідним є розроблення методів зменшення похибки не лінійності. Важливим є розроблення цифрових структур для збільшення швидкодії та використання методів цифрової обробки результатів.

Порівняння відомих структурних схем вимірювальних засобів електророзвідки і діагностики переконує, що вони є принципово подібними. Різниця між ними в тому, що основою структур діагностики є синхронний детектор, а структур електророзвідки - диференціальний вимірювач амплітуд (ДВА) періодичного порівняння. Це зумовлено тим, що для вирішення задач діагностики використовують поля фіксованих частот переважно з діапазону десятки кГцсотні МГц. При цьому рівень сигналу вторинного поля складає 10-110-2 від рівня сигналу первинного поля. Тому тут вимірювання параметрів сигналу вторинного поля не є складною задачею.

В електророзвідці рівень сигналу вторинного поля лежить в межах 10-310-4 від рівня первинного поля. Це вимагає забезпечення порогу чутливості 10-4 і нижче, що зумовлює використання методу періодичного порівняння.

Для забезпечення низького порогу чутливості низькочастотних засобів діагностики їх треба також будувати на основі ДВА періодичного порівняння. Особливо це стосується двочастотних засобів вихрострумової діагностики, в яких нижня робоча частота складає десяті часткидесятки герц.

На загальну похибку суттєво впливають похибки генераторно-приймальних засобів, особливо, за рахунок асиметрії основних та паразитних параметрів обмоток, паразитних ємнісного та індуктивного зв'язків між обмотками. Кількісна оцінка цих похибок важлива, тому що дає можливість зробити висновок про необхідність розроблення методів зменшення похибок.

Таким чином при вирішенні прикладних проблем електромагнітної діагностики, як і електророзвідки, доцільно підходити до створення засобів вимірювання з позицій методу періодичного порівняння.

В другому розділі розглядаються математична модель аероелектророзвідки та теоретичне обґрунтування форми сигналу від тіл з феромагнітними властивостями, методи зменшення впливу хитань приймальних елементів в магнітному полі Землі, похибок не лінійності схем ввімкнення (незрівноважений міст, подільник напруги) параметричних термокомпенсованих збуджувально-приймальних засобів, розроблено теоретичні основи та основні принципи побудови цифрових засобів вимірювання.

Подана аероелектророзвідувальна установка з вимірюванням відношення півосей еліпса поляризації магнітного поля. Тут зображено літальний апарат з розташованим на ньому у вигляді трикутника збуджуючим диполем (ЗД). Приймальні засоби (ПЗ) знаходяться у випускній гондолі, а вимірювач - у салоні літака.

В лінійнополяризованому полі (локальне магнітне рудне тіло) для горизонтальної і вертикальної складових напруженості вторинного магнітного поля в точці приймання можна записати

, (2.1)

де H2mТП(t) - амплітуда напруженості вторинного магнітного поля в точці приймання;

=arctg h/kx(t)

кут в точці приймання між напрямком на рудне тіло та горизонтом; h - висота гондоли над рудним тілом;

kx(t)=(Lпор-vt)

горизонтальна проекція відстані між точкою приймання та рудним тілом, що є функцією часу t та швидкості руху літака v; Lпор - максимальне значення горизонтальної проекції відстані між точкою приймання та рудним тілом, при якій рівень вхідних сигналів відповідає порогу чутливості, тобто такий, що відліковий пристрій аероелектророзвідувальної апаратури починає на них реагувати; t - час, відлік якого розпочинається з моменту, коли L=Lпор.

Диференціюючи (2.1) знаходимо вирази для е.р.с. вторинного поля, що індукуються в приймальних засобах ПЗ1 та ПЗ2 відповідно горизонтальної та вертикальної складових поля

(2.2)

де W - число витків у кожному з приймальних засобів ПЗ1 та ПЗ2; S - площа перерізу вікна ПЗ; o - магнітна проникність вакууму.

Аналіз виразів (2.2), проведений в дисертації, показує, що в них є доданки, що залежать від швидкості v польоту літального апарату, квадратурні до е.р.с. первинного поля та складаються з двох членів.

Члени, що описують квадратурну складову приймального засобу ПЗ1 мають різні знаки, що одночасно змінюються в момент t1 пролітання над тілом. Якщо переважає перший член, то можлива зміна початкової фази сумарної е.р.с. приймального засобу ПЗ1 показано. Для приймального засобу ПЗ2 вертикальної складової поля члени квадратурної складової мають однакові знаки. В момент пролітання над феромагнітним рудним тілом обидва члени стають рівними нулю, а потім з'являються знову не змінивши знаку. Можлива зміна початкової фази сумарної е.р.с. приймального засобу ПЗ2 вертикальної складової поля показано, а зсув фаз між е.р.с. приймальних засобів ПЗ1 і ПЗ2 -. Подібний вигляд буде мати сигнал на стрічці самописця вимірювача відношення півосей еліпса поляризації Hb/Ha або квадратурної складової, але він буде накладений на загальний фон вимірюваного сигналу.

Амплітуда і тривалість сигналу від тіла з феромагнітними властивостями залежать від швидкості польоту v.

Для зменшення впливу хитань приймальних засобів в магнітному полі Землі запропоновано вибирати маршрути польотів перпендикулярно площині магнітного меридіану. Тоді горизонтальні хитання гондоли, що спричинюють варіації (t) кута між площиною магнітного меридіану і площиною, в якій лежить маршрут польоту і напрямки приймання обох ПЗ магнітного поля, не приводять до появи е.р.с. завад у приймальному засобі вертикальної складової, а вертикальні хитання, що спричинюють варіації I(t) кута нахилення І між вектором T напруженості магнітного поля Землі та горизонтальною площиною, не приводять до появи е.р.с. завад у приймальному засобі горизонтальної складової.

Залишаються е.р.с. завад у приймачі горизонтальної складової від варіацій кута (t) та у приймачі вертикальної складової від варіацій кута І(t). Якщо ці варіації є некорельованими процесами, то при перемноженні відповідних е.р.с. не виникає постійної складової, а змінні складові послаблюються фільтром нижніх частот на виході синхронного детектора.

Параметричні збуджувально-приймальні засоби, що характеризуються простотою у виготовленні та використанні, застосовують як в аероелектророзвідці так і у вихрострумовій діагностиці. При цьому їх часто вмикають у схему чотириплечого незрівноваженого моста. Для цих випадків запропоновано загальний підхід до усунення похибки нелінійності незрівноваженого моста, що базується на вимірюванні відносної різниці напруг у вимірювальній діагоналі моста.

Тоді для незрівноваженого моста одержуємо, що

(u1-u2)/u1= -0,5L

L=L/L

відносна зміна індуктивності параметричного ЗПЗ.

Аналогічно для збуджувально-приймального засобу, ввімкненого як подільник напруги -

(u1-u2)/u1= - L.

З цього видно, що функції перетворення в обох випадках є лінійними, а чутливість подільника напруги - в два рази вищою. Але оскільки в подільнику одна з напруг не має вузла, спільного з загальним, то реалізація вимірювача є складнішою.

Вимірювання відносної різниці напруг є основним принципом побудови цифрових засобів вимірювання, реалізується на основі запропонованого нами способу, що базується на почерговій комутації порівнюваних напруг, випрямленні, інвертуванні, двотактному інтегруванні, формуванні інтервалу часу t2, що пропорційний відносній різниці напруг, та одержанні результату в цифровій формі за час, що може бути меншим ніж період T комутуючого сигналу. Процес такого перетворення проілюстровано.

Для проміжку часу t2, що є різницею між половиною періоду комутації T/2 та часом інтегрування t1 у другому такті, або навпаки, різницею між t1 та T/2, в залежності від співвідношення амплітуд U1 та U2 порівнюваних сигналів, можна записати t

2=0,5T(U1-U2)/U1

З останнього виразу видно, що для зменшення похибки перетворення необхідно вжити заходів для стабілізації періоду T керуючої напруги.

Третій розділ присвячено розвитку теорії та принципів побудови аналогових та частково цифрових засобів вимірювання амплітудних та амплітудно-фазових параметрів гармонічних сигналів з періодичним порівнянням, що здатні забезпечити зменшення адитивних похибок на понижених робочих частотах та забезпечити низький поріг чутливості.

Досліджено метод зменшення похибок від комбінаційних частот вибиранням початкової фази комутуючої напруги. За цим методом на основі порівнюваних сигналів формують напругу uк з початковою фазою (1+2)/2, або (1+2)/2+, або (1+2)/2/2, де 1, 2 - початкові фази порівнюваних напруг u1 та u2. Відповідна векторна діаграма, що пояснює принцип формування напруги uк.

Напруга uк після підсилення та обмеження використовується для керування тригерним подільником частоти (ТДЧ), коефіцієнт передачі якого і по частоті, і по фазі рівний /. З діаграми видно, що сформувати напругу uк легко за допомогою операцій додавання та віднімання порівнюваних напруг.

Використання суматора (C) або субстрактора при певних початкових фазах порівнюваних сигналів приводить до зменшення рівня синхронізуючої напруги ТДЧ, а відтак до зменшення надійності його роботи і зростання похибки. Показано, що усунути згаданий недолік дозволяє поєднання суматора і субстрактора. Тоді зміна амплітуди синхросигналу незначна і описуються залежністю

(3.1)

Усунути залежність амплітуди uк від різниці початкових фаз (1-2) можна за допомогою аналогових помножувачів (П).

Метод дозволяє зменшити не тільки адитивну, але й мультиплікативну складові похибки від комбінаційних частот, якщо комутацію здійснювати в моменти миттєвих значень змінних складових квадратів порівнюваних сигналів. Моменти комутації визначаються з умови

, (3.2)

де tк - момент комутації.

Позбутися комбінаційних складових та похибок від них дозволяє запропонований метод, що базується на запам'ятовуванні амплітудних значень порівнюваних сигналів в каналі несучої частоти. Найпростіше метод реалізується при порівнянні синфазних сигналів, якщо комутація здійснюється в моменти, коли миттєве значення сигналів дорівнює амплітудному. При цьому відносна похибка порівняння описується виразом

, (3.3)

де зб- стала часу розряду запам'ятовуючого конденсатора в режимі зберігання; fк - частота комутації.

Похибка порівняння має дві складові: мультиплікативну і адитивну. Обидві складові можна зменшити збільшенням сталої часу розряду зб та частоти комутації fк. Адитивна складова має систематичний характер і може бути скомпенсована. Мінімальне відношення частот /=2.

При порівнянні інфранизькочастотних сигналів важко відділити змінну обвідну від постійної складової. Для її ефективного послаблення запропоновано метод двофазного детектування. За цим методом один елемент пам'яті (ЕП) працює в режимі виділення обвідної і постійної складової, а другий - тільки постійної складової, пропорційної амплітуді одного з сигналів. Віднімання вихідних напруг елементів пам'яті диференціальним підсилювачем (ДП) дозволяє зменшити постійну складову в (U1+U2)/(U1-U2) раз. При цьому похибка порівняння визначається також виразом (3.3), якщо зб1=зб2=зб.

Для U1=U2=U зведена до рівня первинного поля адитивнa похибкa, що визначає поріг чутливості, буде

. (3.4)

При Rзб=107 Ом, C=10 мкФ, fк=1 Гц, маємо о=0,5%. Ця похибка є систематичною і може бути скомпенсована заданням певної різниці амплітуд порівнюваних напруг при симетруванні обмоток ЗПЗ.

А похибка запам'ятовування, вираз якої можна подати у вигляді

, (3.5)

є мультиплікативною і на поріг чутливості не впливає. Тут з - стала часу запам'ятовування.

Порівняння несинфазних сигналів є дещо складнішим і реалізується за допомогою двох послідовно ввімкнених елементів пам'яті. Перший формує прямокутні імпульси з амплітудою, пропорційною різниці амплітуд сигналів. Тривалість імпульсів визначається фазовим зсувом. Другий - перетворює послідовність імпульсів на меандр, який потім виділяється синхронно-фазовим фільтром прямокутного сигналу.

Похибка запам'ятовування в цьому випадку також є мультиплікативною. Адитивна похибка зберігання оцінюється формулою (3.4).

Для послаблення постійної складової можна застосовувати третій елемент пам'яті, що запам'ятовує амплітуду однієї з напруг, яку потім віднімають.

Розглянуті методи не зменшують адитивної похибки від проходження керуючих сигналів через паразитні ємності та кола живлення у вимірювальний канал. При порівнянні сигналів низького рівня необхідне їх попереднє підсилення, і неідентичність коефіцієнтів підсилення зумовлює адитивну похибку, що обмежує поріг чутливості на рівні (0,51)%. Для зменшення цих складових адитивної похибки запропонована автоматична корекція за методом зразкових сигналів. Така можливість є у тих випадках, якщо один з порівнюваних сигналів можна використати як зразковий (порівняння амплітуд синфазних сигналів, індикація синфазності сигналів) або є технічні засоби формування зразкових сигналів, наприклад, зразковий квадратурний фазообертач (індикація квадратури).

Схема, що реалізує метод, складається з вхідного комутатора К, схеми попереднього підсилення (перетворення) (СПП) та диференціального вимірювача амплітуд (ДВА), на виході якого ввімкнена схема корекції (СК), що складається з інтегруючої ланки (ІЛ), двох елементів пам'яті (ЕП) та диференціального підсилювача (ДП). Інші позначення такі: ПН - підсилювач несучої частоти, АД - амплітудний детектор, По - підсилювач обвідної частоти, СД - синхронний детектор, ГКН - генератор комутаційної напруги, ДЧ - подільник частоти, ЛТ - лічильний тригер та І - логічні схеми І.

Тут сигнал u2 використовується як зразковий. СПП, в залежності від вирішуваної задачі, приймає той чи інший вигляд, але загальна структура залишається незмінною. Часова діаграма сигналу на виході інтегруючої ланки ІЛ має вигляд.

Для усунення впливу перехідних процесів в інтегруючій ланці значення напруги ІЛ запам'ятовуються ЕП1 або ЕП2 у другій половині відповідного півперіоду, тобто після закінчення перехідного процесу. Така корекція зумовлює зменшення адитивної похибки в 1/зб разів, де зб - похибка зберігання елементу пам'яті за час 3Tк/4. Так при зб=5% адитивна похибка зменшується в 20 разів. При цьому з'являється мультиплікативна похибка м=зб.

Сталу часу ІЛ вибирають, виходячи з вимоги, щоб перехідний процес встиг закінчитися за час, що рівний чверті періоду T/4. Тому достатньо, щоб іл=0,1Tк.

Автоматична корекція похибки дозволяє послабити вимоги до окремих елементів СПП, але це може приводити до зменшення динамічного діапазону. Найбільша похибка характерна для сумо-різницевої схеми (СРС). З них найбільш вживаними є СРС з періодичним інвертуванням. В таких СРС переважає адитивна похибка інвертора, що може скласти (0,51)%.

Запропоновано метод автоматичної корекції похибки інвертора, який проілюстровано векторною діаграмою. Підсумовуючи інвертуючим суматором вхідну u1 та вихідну uінв напруги інвертора одержують поправку uкінв, яку додають до напруги uінв. Одержана скоректована напруга інвертора uінв/ має значно менші амплітудну та фазову похибки.

Оцінка амплітудної похибки після корекції, що зроблена для випадку, коли фазові похибки рівні нулю, має вид к=./, де - амплітудна похибка інвертора; / - амплітудна похибка інвертуючого суматора.

Фазова похибка оцінена для випадку, коли =0, /=0. Після корекції фазова похибка відсутня, але з'являється похибка амплітудна к=./, де і / - відповідно фазові похибки інвертора та інвертуючого суматора. Отже така корекція може дати зменшення амплітудної похибки інвертора на два порядки.

У четвертому розділі викладено теоретичне дослідження впливу перехідних процесів в каналі несучої частоти, флюктуаційних факторів в каналі формування керуючого сигналу, несучої частоти та флікер-шуму в каналі обвідної.

Порівняння несинфазних напруг викликає перехідний процес у вузькосмуговому підсилювачі каналу несучої частоти, що спотворює форму обвідної сигналу. В результаті цього з'являється інтерференційна похибка порівняння, зменшити яку можна збільшенням відношення частот порівнюваних сигналів і комутації. Так відомо, що для вузькосмугового підсилювача, розлаштування якого відповідає межі смуги пропускання, при добротності Q=100 для забезпечення допустимої адитивної похибки доп=0,1% треба забезпечити співвідношення частот =6104. Це зменшує швидкодію.

Щоб зменшити вплив перехідного процесу та збільшити швидкодію запропоновано метод, за яким частину спотвореного перехідним процесом сигналу замінюють частиною такого ж сигналу з виходу іншого вузькосмугового підсилювача, де він вже набув стаціонарної форми. Тоді тривалість півперіоду комутації можна звести до значення

, (4.1)

де tn=n - тривалість перехідного процесу; - стала часу вузькосмуговонго підсилювача; n=f(доп) - ціле число, що визначається точністю, з якою можна вважати перехідний процес закінченим.

Для перехідного процесу, що описується експоненціальним законом, n можна визначити з виразу

. (4.2)

Для доп=0,1% одержуємо, що n=7.

Необхідне співвідношення частот можна визначити так

. (4.3)

Для доп=0,1% одержуємо =70. З цього видно, що швидкодія збільшується більше ніж на два порядки.

Часто зменшення впливу завад та нелінійних спотворень можна забезпечити вузькосмуговими підсилювачами (ВП) схеми попереднього перетворення (СПП) (індикатори синфазності, засоби електророзвідки).

Використання двофазного квадратичного детектора з диференціатором для формування сигналу, спряженого за Гільбертом, може погіршити завадостійкість.

Оцінка цього погіршення для адитивної стаціонарної випадкової завади, проведена як відношення приросту дисперсії завади на виході диференціатора до дисперсії на його вході, може бути зроблена за виразом

де - половина смуги пропускання ВП; o - частота налаштування ВП, на якій модуль коефіцієнту передачі диференціатора дорівнює одиниці.

Враховуючи, що добротність підсилювача Q=o/2, одержуємо

m=1/12Q2.

При Q=10 погіршення завадостійкості m=8.10-4 є нехтовно малим.

Для оцінки впливу завад в каналі формування комутуючої напруги важливо знати закон розподілу фази p(гкн) вихідної напруги генератора комутаційної напруги (ГКН), в ролі якого використовується тригерний подільник частоти (ТДЧ). Синхросигнал ТДЧ найчастіше формується з одного або обидвох порівнюваних сигналів після їх проходження через ВП СПП. Тому на нього може бути накладена вузькосмугова завада або шум n(t). Для стаціонарної вузькосмугової завади з нормальним законом розподілу, нульовим середнім значенням та дисперсією з2 одержано вираз для закону розподілу фази на виході ТДЧ, який також є нормальним.

Вихідна напруга ТДЧ

uк=Uкsignsin[tк+oгкн+гкн(t)]

з нормальним законом розподілу фази є керуючою для синхронного детектора і може зумовити появу адитивної похибки.

Для випадку, коли співвідношення сигнал/шум на вході синхронного детектора велике (U1-U2)2/n2>1, показано, що на виході синхронного детектора при ф1 завада є мультиплікативною, розподілена за нормальним законом з дисперсією

, (4.4)

де Kc - коефіцієнт передачі схеми періодичного порівняння; E - амплітуда синхросигналу в каналі формування керуючої напруги; ф - стала часу фільтра нижніх частот (ФНЧ) синхронного детектора (СД).

Це зумовлює мультиплікативну похибку, відносне середньоквадратичне значення якої з врахуванням взаємної кореляції між початковими фазами обвідної та керуючої напруги СД становить

.

Так, при /к=2, ф=4, nc=з/12E, тобто вплив завад зменшується більш ніж на порядок.

Якщо на вході СД діє тільки стаціонарний нормальнорозподілений шум n(t), з дисперсією (n)2, то дисперсія процесу (s2)2 на виході синхронного детектора має вигляд

, (4.5)

де Г(х) - гама функція.

На основі (4.5) одержуємо зведену середньоквадратичну адитивну похибку

,

зменшення якої також вимагає збільшення співвідношення сигнал/завада E/з, сталої часу ф фільтра та зменшення частоти комутації к.

Зменшення частоти комутації к приводить до зростання впливу низькочастотного флікер-шуму в каналі обвідної. Розглядається випадок використання синхронно-фазового гребінчатого фільтру для виділення обвідної прямокутного сигналу типу меандр.

За енергетичним спектром флікер-шуму на вході фільтру (No - спектральна густина білого шуму; спр - кругова частота спряження спектральних густин потужностей білого шуму і флікер-шуму; k() - частотнозалежний коефіцієнт пропорційності) на основі теореми Вінера-Хінчина знайдено вираз для кореляційної функції процесу на виході фільтру. Далі за відомою кореляційною функцією керуючого сигналу одержано вираз для кореляційної функції процесу на виході синхронного випрямляча, а на основі цього - дисперсії процесу на виході синхронного випрямляча

, (4.6)

=1/

ширина смуги пропускання синхронно-фазового фільтру; - стала часу фільтру, Кф - коефіцієнт передачі фільтру.

З (4.6) видно, що зменшити вплив флікер-шуму можна за рахунок зменшення смуги пропускання фільтру та збільшення частоти комутації к. Ще деяке зменшення можна одержати збільшенням сталої часу ф ФНЧ на виході синхронного детектора.

Флікер-шум може також негативно впливати на канал формування керуючого сигналу. У тих випадках, коли в каналі керуючого сигналу повинен стояти квадратурний фазообертач, його доцільно виконувати як диференціатор.

П'ятий розділ присвячено теоретичному та експериментальному дослідженню моделей збуджувально-приймальних засобів (ЗПЗ) магнітного поля трансформаторного та параметричного типів, їх похибок, розробленню методів зменшення похибок, оцінки ефективності цих методів та вдосконаленню статичної моделі електророзвідки та вихрострумової діагностики.

При аналізі схем ввімкнення ЗПЗ звертається увага на схеми ввімкнення параметричних засобів: схему чотириплечого моста і подільника напруги. Зроблено порівняльний аналіз похибок нелінійності та чутливості цих схем. Вказано на перспективність ввімкнення параметричних засобів за схемою подільника напруги з огляду на можливість досягнення менших похибок від нелінійності та вищої чутливості.

У трансформаторних ЗПЗ, зокрема вихрострумових перетворювачах (ВСП), асиметрія основних і паразитних параметрів обмоток обмежує глибину компенсації сигналу первинного поля. Теоретично досліджено вплив асиметрії індуктивностей та ємностей первинних та вторинних обмоток, взаємних індуктивностей між відповідними первинними та вторинними обмотками, і окремо - прохідної ємності між первинними та вторинними обмотками. Для цього на основі схемної моделі ВСП шляхом складання узагальненого сигнального графу (УСГ) за формулою Мезона визначена передатна функція K1-4(s) з вхідного вузла 1 у вихідний вузол 4.

Для оцінки впливу кожного з факторів: асиметрії ємностей обмоток C, ін-дуктивностей обмоток L, взаємних індуктивностей M на основі K1-4(s) одержані часткові вирази K1-4(s)(C), K1-4(s)(L), K1-4(s)(M) та окремо знайдений K1-4(s)(Cn).

На підставі цих виразів, використовуючи експериментально визначені параметри та їх асиметрію, для конкретного трансформаторного ВСП, призначеного для виявлення структурної неоднорідності термоелектродного дроту, побудовані залежності модуля коефіцієнту передачі від частоти.

Видно, що найбільший вплив має асиметрія індуктивностей (L). Менше впливає прохідна ємність Cn і асиметрія взаємних індуктивностей M. Найменшим є вплив асиметрії паразитних ємностей C. Експериментальна залежність відображає сумарний вплив всіх факторів разом. Очевидно, що має місце взаємна компенсація впливів за рахунок фазових співвідношень, оскільки сумарний вплив значно менший, ніж вплив деяких окремих факторів. Одержання більшої глибини компенсації первинного поля є важливим з точки зору зменшення адитивних похибок та вимог до компенсаторів.

Асиметрія параметрів обмоток термокомпенсованих параметричних ВСП також вносить похибку у вимірювання. В багатьох випадках ця похибка значно перевищує допустимі значення. Також користуючись методом графів на основі схемної моделі параметричного ВСП одержано вирази для оцінки похибок вимірювання за рахунок взаємної індуктивності між обмотками та асиметрії індуктивностей і активних опорів обмоток. На низьких частотах переважає вплив асиметрії активних опорів r. При цьому відносну похибку вимірювання можна оцінити виразом (r)=r/r, де r - активний опір обмотки. Для реального ВСП вона склала більш ніж 2%. Похибка значна, але може бути зменшена симетруванням обмоток.

Найпростішим є симетрування параметрів обмоток ВСП за допомогою паралельно ввімкнених до них змінних резисторів. Одержано вираз для умови симетрування, що має вигляд

, (5.1)

де R=R/R - відносна нерівність опорів симетруючих резисторів; L, r - відповідно індуктивність і активний опір обмоток; L, r - абсолютна асиметрія (різниця) індуктивностей і активних опорів обмоток; s - оператор Лапласа.

На основі (5.1) в частотній області одержано дві умови: 1) умова рівності дійсних частин комплексного опору; 2) умова рівності уявних частин комплексного опору.

Більш важливою є умова рівності модулів імпедансів обмоток. Подавши (5.1) в частотній області та в показниковій формі і прирівнюючи модулі лівої і правої частин для вищезгаданого сенсора одержано два значення R, при яких модулі стають рівними: R1=0,1 і R2>1. Розв'язок R1 є реальнішим з точки зору застосування. При цьому фазовий зсув між імпедансами обмоток є значно меншим ніж 30/. Використання багатооборотних змінних резисторів дозволяє звести відносну різницю модулів імпедансів обмоток ВСП до рівня 0,01% і менше.

Вдосконалено статичну модель електророзвідки та вихрострумової діагностики. В ній об'єкт дослідження (ОД) відображається електричним колом з послідовно з'єднаних еквівалентних індуктивності, ємності та активного опору. На відміну від існуючої моделі, в якій ємність відсутня, запропонована модель дозволяє пояснити зміну знаку з частотою синфазної складової вторинного магнітногно поля для феромагнітних матеріалів.

Шостий розділ присвячено використанню принципів побудови цифрових засобів вимірювання, зокрема для електромагнітної діагностики з термокомпенсованими параметричними ВСП, дослідженню їх похибок.

Розглянуто структури низькочастотних цифрових каналів засобів вихрострумового контролю з двотактним інтегруванням: а) при ввімкненні параметричного ВСП в чотириплечий міст; б) при ввімкненні параметричного ВСП як подільник напруги.

Одним з факторів, що суттєво обмежує точність методу двотактного інтегрування є похибка інвертора, яка може складати (0,31)%. Теоретична оцінка показує, що використання запропонованого методу автоматичної корекції похибки інвертора дозволяє зменшити її до рівня (0,010,02)%.

З функції перетворення відносної різниці амплітуд в інтервал часу t2, що відносна різниця амплітуд напруг термокомпенсованого ВСП, видно, що цей інтервал пропорційний періоду вимірюваного сигналу. Тому для зменшення похибки вимірювання необхідно стабілізувати цей період шляхом стабілізації частоти генератора за допомогою кварцового резонатора.

При запам'ятовуванні амплітудних значень порівнюваних напруг ВСП виникає похибка перетворення

, (6.1)

де ti - час запам'ятовування амплітудного значення; зап - стала часу елементу пам'яті в режимі запам'ятовування; T - період порівнюваних сигналів;зб - стала часу елементу пам'яті в режимі зберігання.

Похибка (6.1) не є адитивною, а має нелінійний характер і тому не впливає на поріг чутливості. Так при T=1с; ti/зап=3; T/зб=0,1 і U=0,01 н=1%. При цьому час вимірювання складає два періоди порівнюваних напруг.

Ввімкнення ВСП в мостову схему спрощує структуру каналу, але зменшує чутливість в два рази.

Модуляція напруг термокомпенсованого параметричного ВСП, ввімкненого як подільник напруги, обумовлює значну похибку вимірювання за рахунок неідентичності активних опорів r1 та r2 обмоток, відносне значення якої оцінюється формулою

. (6.2)

Для Rвхі=Rвхні=105 та ВСП з r1=230,2 Ом; r2=219,7 Ом одержуємо r=0,3%. Похибка значна, але має систематичний характер і може бути скомпенсована. Показано, що одним з можливих шляхів компенсації є симетрування вхідних кіл модулятора. Запропоновано симетрувати вхідні кола модулятора методом від'єднання від загальної шини виходу генератора, що живить ВСП. Це дозволяє звести відносну похибку до рівня 0,0025%, тобто зменшити на два порядки.

Важливою є оцінка похибки вимірювання за рахунок неідентичності опорів ввімкнених ключів комутаторів. При ввімкненні параметричного ВСП як подільник напруги таку похибку знаходимо за формулою

, (6.3)

де R1н, R2н та R1в, R2в - відповідно опори ввімкнених нижніх та верхніх ключів комутаторів Rвхі, Rвхні - вхідні опори відповідно інвертуючого та неінвертуючого входів диференціального підсилювача.

При використанні інтегральних ключів серії К561КТ3, розкид опорів яких у ввімкненому стані лежить в межах (80120) Ом, та Rвхі=Rвхні=Rвх=105 одержуємо к=0,02%. Зменшити похибку можна збільшивши Rвх.

Для мостової схеми ввімкнення ВСП похибка комутатора оцінюється формулою

При вищезгаданих значеннях одержуємо к=0,004%. Тобто похибка комутатора для мостової схеми ввімкнення ВСП менша у п'ять разів. Для подільника напруги цю похибку завжди можна звести до допустимої відповідним вибором Rвх.

Сьомий розділ присвячено використанню розроблених принципів для побудови оригінальних аналогових структур диференціальних вимірювачів амплітуд, вимірювачів малих фазових відхилень від квадратури, підсилювачів постійного струму типу М-ДМ, засобів індуктивної електророзвідки і вихрострумової діагностики та використанню їх в розробках і при фізичному моделюванні.

Переважна більшість з запропонованих структур, що перелічені нижче, захищені авторськими свідоцтвами та патентами.

Диференціальні вимірювачі амплітуд.

Пристрій для вимірювання різниці квадратів амплітуд порівнюваних сигналів з вибором початкової фази комутуючої напруги за допомогою синхросигналу, що формується без використання фільтрів. Дозволяє підвищити швидкодію пристрою.

...