Размещено на http://www.allbest.ru

Федеральное агентство связи

ФГОБУ ВПО «Сибирский государственный университет телекоммуникаций и информатики»

Уральский технический институт связи и информатики (филиал)

Курсовой проект

по дисциплине «Радиотехнические системы»

на тему: «Эскизное проектирование цифровой радиотелеметрической системы передачи»

Вариант №4

Выполнил:

студент гр.ВЕ-01б

Гусева В.А.

Проверил:

Астрецов Д.В.

г. Екатеринбург, 2014



Техническое задание на курсовое проектирование

Исходные данные

Значение показателя степени k	Значение частоты f0, Гц	Значение относительной ошибки ,%	Закон распределения	Вид модуляции
5	1200	0,5	W4(Х)	ФМ

Параметры для проектирования антенны:

1. Дальность связи - 150 км.

2. Ширина диаграммы по азимуту - 10 град.

3. Ширина диаграммы по углу места - 33 град.

4. Длина волны - 25 см.



Содержание

Введение

1. Расчет основных параметров сигнала

2. Расчёт длительности импульса двоичного кода и ширины спектра сигнала, модулированного двоичным кодом

3. Расчёт отношений мощностей сигнала и помехи, необходимых для обеспечения заданного качества приёма

4. Выбор сложных сигналов

5. Расчет параметров антенны

6. Основные результаты

Заключение

Библиография



Введение

Целью курсового проекта является закрепление навыков анализа системы передачи непрерывных сообщений цифровыми методами, расчёта характеристик помехоустойчивости и других показателей качества передачи информации по каналам связи с помехами, получение навыков схемотехнического проектирования линий связи радиотелеметрических систем. цифровой помехоустойчивость проектирование передача

Исходными данными для выполнения работы являются:

1) статистические характеристики сообщения;

2) допустимое значение относительной среднеквадратичной ошибки искажений сообщения при его преобразовании в цифровую форму и действии помех;

3) вид модуляции сигнала во второй ступени;

4) дальность действия системы передачи;

5) ориентировочный диапазон рабочих частот с последующим уточнением его при расчете.

В соответствии с перечисленными выше исходными данными и требованиями можно выявить следующие задачи на выполнение курсового проекта:

1) Распределить относительную среднеквадратичную ошибку (ОСКО) входных преобразований на четыре составляющих: ОСКО, вызванной ограничением мгновенных значений исходного непрерывного процесса, ОСКО, вызванной временной дискретизацией, ОСКО квантования исходного непрерывного процесса и ОСКО искажений сообщения, вызванных действием помех.

2) По результатам распределения ОСКО рассчитать уровни амплитудного ограничения входного сообщения, частоту дискретизации, число уровней квантования и разрядность двоичного кода, представляющего сообщение в цифровой форме, энтропию сообщения и производительность источника.

3) С учётом заданного вида модуляции сигнала определить его параметры, характеризующие форму, и требуемое значение полосы пропускания приёмного устройства.

4) Рассчитать допустимое значение вероятности ошибки воспроизведения разряда двоичного кода, исходя из заданного значения ОСКО сообщения, вызванной искажением разрядного символа.

5) По полученному значению вероятности ошибки по формулам потенциальной помехоустойчивости найти минимальное значение отношения мощностей сигнала и помехи, необходимое для обеспечения допустимого искажения кода за счёт действия помех.

6) Сформировать сложные сигналы, обеспечивающие передачу символов двоичного кода цифрового сообщения, и кодовую последовательность для передачи импульсов синхронизации. Рассчитать требуемое значение полосы приёмника при использовании сложного сигнала.

7) Рассчитать требуемое отношение пиковой мощности сигнала к средней мощности шума на выходе фильтра, согласованного со сложным сигналом информационной последовательности, обеспечивающие значение вероятности ошибки воспроизведения символа информационного кода, не превышающее значения, рассчитанного по условию пункта 4 в случае приема сигнала с неизвестной фазой.

8) Сформировать и привести в пояснительной записке функциональные схемы оптимального и квазиоптимального приемных устройств, обеспечивающих при заданных условиях наилучшее качество приема сигнала выбранной формы при заданном виде модуляции.

9) Рассчитать требуемое отношение средней мощности исходного непрерывного сигнала к средней мощности шума в полосе сообщения, обеспечивающее пропускную способность канала связи, равную производительности источника сообщения.

10) Рассчитать пропускную способность дискретного бинарного канала с заданным значением вероятности ошибочного приема символа с предположением независимости передачи разных символов информационного кода. Сравнить полученное значение со значением производительности источника и объяснить причины несовпадения результатов.

11) Выбрать тип передающей и приемной антенн, рассчитать их параметры (ширину диаграммы направленности, коэффициент направленного действия, геометрические и электрические характеристики).

12) Рассчитать значение мощности передатчика, обеспечивающее требуемое значение отношения мощностей сигнала и помехи в полосе приемного тракта.

В заключение необходимо разработать подробную функциональную схему передающей и приёмной частей системы передачи информации, диаграммы направленности приемной и передающей антенн.



1. Расчет основных параметров сигнала

В приложении 1 представлена структурная схема передачи телеметрической информации.

Подлежащее передаче по цифровому каналу сообщение представлено законом распределения (плотностью вероятности мгновенных значений), зависимостью спектральной плотности от частоты и эффективным значением напряжения, представляющим собой корень квадратный из удельной мощности процесса.

Задано допустимое значение относительной эффективной ошибки входных преобразований и ошибки, вызванной действием помех. Входные преобразования вносят три класса ошибок, которые можно считать некоррелированными. Эффективное значение относительной среднеквадратичной ошибки передачи информации можно в первом приближении представить в виде:

= ,

где _i, i = - эффективное значение относительной ошибки, вызванной каждой из перечисленных выше причин.

При заданном значении возможен следующий вариант подбора значений слагаемых в формуле:

_i = 0,5 при i = .

Из исходных данных имеем =0,005.

=

₁=₂=₃=₄=

Эффективное значение относительной ошибки временной дискретизации сообщения определяется равенством:

₁ = ,

где F_д - частота временной дискретизации;

- спектральная плотность мощности сообщения .

Выразим частоту дискретизации F_Д связанную со значением ошибки

₁² =

Из исходных данных известно, что значение показателя степени k равно 5, а значение частоты f₀ равно1200 Гц.

Рассчитаем параметр пикфактор связи H₄. В качестве исходных данных используется 4 распределение (Лапласа). На рисунке 1 приведен вид этого распределения.

Сообщение имеет распределение:

Рисунок 1 - Распределение Лапласа

_х=1 В ; Н=U_m/_х

Зависимость относительной ошибки ограничения сообщения четвертого вида от значения пикфактора:

₂₄ =exp(-*H₄);

ln ₂₄=-*H₄;

H₄===4.24

Связь эффективного значения относительной ошибки квантования _з с числом разрядов N_р двоичного кода при достаточно высоком числе уровней квантования, когда ошибку можно считать распределённой по закону равномерной плотности, определяется выражением:

.

Таким образом, задавшись допустимым значением относительной ошибки _з, можно найти число разрядов двоичного кода, обеспечивающее заданную точность преобразования:

N_р = Е + 1,

где Е (х) - целая часть дробного числа х.

N_р = Е + 1=10

Эффективное значение среднеквадратичной ошибки воспроизведения сообщения, вызванной ошибочным приёмом одного из символов двоичного кода за счёт широкополосного шума, можно найти из формулы:

₄ = 2Н ,

где р_ош - вероятность ошибки приёма разрядного символа.

₄²=

;

Найдем вероятность ошибки одиночного импульса:



2. Расчёт длительности импульса двоичного кода и ширины спектра сигнала, модулированного двоичным кодом

После определения частоты дискретизации и числа разрядов двоичного кода можно определить длительность импульса кодовой последовательности.

На практике обычно ширина спектра определяется полосой частот, в которой сосредоточено 80-90% энергии (мощности) сигнала. По этому критерию для радиоимпульса прямоугольной формы обычно принимается

f_с 1/_и.

При условии _{с u}, можно получить

f_{с фм} F_Д (N_р + 1)

f_{с фм}=7121,66*(10+1)=78338,26 Гц



3. Расчёт отношений мощностей сигнала и помехи, необходимых для обеспечения заданного качества приёма

Рассмотрим алгоритм оптимального приёма, обеспечивающий потенциальную помехоустойчивость выделения бинарного сигнала. Полагая априорные вероятности передачи единиц и нулей двоичного кода равными 0,5, можно записать:

р_ош = 1 - Ф,

р_ош = 1 - Ф,

где Ф (х) = - функция ("интеграл ошибок") Лапласа,

;

- отношение энергии сигнала Е_с = Р_{с и} к спектральной плотности N₀/2 аддитивного "белого" шума;

= ; =

- коэффициент взаимной корреляции сигналов, соответствующих передаче "единицы" и "нуля".

При использовании фазовой модуляции S₁ (t) = - S₂ (t), отсюда следует = -1.

Тогда вероятность ошибочного приёма символа двоичного кода может быть найдена по формуле:

р_ош = 1 - Ф (q) = Ф (-q).



Зависимости вероятности ошибки от отношения мощностей сигнала и помехи приведены на рисунке 2.

Задаваясь значением вероятности ошибки, полученной выше в работе, можно найти требуемое значение отношения q², обеспечивающее качество приёма при наилучшем способе.

p_ош=

Для нахождения отношения энергии сигнала к спектральной плотности помехи q² необходимо решить трансцендентное уравнение, кроме того, можно воспользоваться аппроксимацией функции Лапласа:

,

где р_ош - вероятность ошибки выделения элемента бинарного сообщения при фазовой модуляции.

При рациональном построении устройств некогерентной обработки можно использовать следующие выражения для вероятностей ошибок:

р_ош

Из этого выражения выразим q²_нек:



q²_нек

q²_нек = -4*ln(2*0,026*10^-5) =67,08

Определим коэффициент потерь по формуле:

Наилучший способ приёма - идеальный приёмник Котельникова - может быть реализован при сигнале, известном точно, за исключением, в данном случае, факта: какой из двух возможных сигналов, S₀ (t) или S₁ (t), присутствует на входе приёмника в данный момент времени. Структурная схема представлена на рисунке 2.

Рисунок 2 - Структурная схема приемника

Помехоустойчивость приёмника, характеризуемая вероятностью ошибки, при известных сигналах определяется только отношением его энергии к спектральной плотности помехи. Поэтому применение сложных сигналов не может дать выигрыша помехоустойчивости при помехе в виде широкополосного шума и сигналах, известных точно. Однако применение сложных сигналов позволяет получить целый ряд других преимуществ - повышение помехоустойчивости по отношению к помехам от других подобных систем связи, при действии узкополосных помех, многолучевом распространении сигнала и т.п. Кроме того, использование сложного сигнала позволяет обеспечить надежную синхронизацию устройства восстановления аналогового сообщения по принятому цифровому сигналу.



4. Выбор сложных сигналов

Необходимо выбрать два вида используемых сигналов с ФКМ - фазокодовой манипуляцией. Один сигнал должен быть использован для синхронизации, второй - для передачи информационных символов.

Наибольшее применение находят фазокодоманипулированные сигналы, называемые М-последовательностями. Символы этих кодов d_k можно найти из рекуррентных уравнений:

,

где , - двоичные коэффициенты, принимающие значения “0” и “1”.

Суммирование ведется по “модулю 2”.

Последовательность d_k двоичных чисел, при заданном наборе коэффициентов c_l после достижения k=N начинает периодически повторяться. Максимальное значение периода N достигается специальным подбором коэффициентов c_l, . Тогда последовательность dk является последовательностью максимального периода N=2ⁿ-1 и называется M-последовательностью.

Значения коэффициентов c_l, при заданных значениях n подбираются по специальным правилам, которые приведены в литературе. Для облегчения их нахождения составлена таблица 1:

Таблица 1 - Коэффициенты алгоритма формирования М-последовательностей

n	c1	c2	c3	c4
3	1	0	1
	0	1	1
4	1	0	0	1
	0	0	1	1

Рассмотрим согласованный фильтр для М-последовательности длиной N=15, по условию n=4 (0100). Сформируем уравнение последовательности для информационного канала:

d_k = d_k-1+ d_k-4.

Полагая d₁ = d₃ = d₄ = 0; d₂ = 1, можно получить:

d₅ = d₄ + d₁ = 0 + 0 = 0,

d₆ = d₅ + d₂ = 0 + 1 = 1,

d₇ = d₆ + d₃ = 1 + 0 = 1,

d₈ = d₇ + d₄ = 1 + 0 = 1,

d₉ = d₈ + d₅ = 1 + 0 = 1,

d₁₀ = d₉ + d₆ = 1 + 1 = 0,

d₁₁ = d₁₀ + d₇ = 0 + 1= 1,

d₁₂ = d₁₁ + d₈ = 1 + 1 = 0,

d₁₃ = d₁₂ + d₉ = 0 + 1 = 1,

d₁₄ = d₁₃ + d₁₀ = 1 + 0 = 1,

d₁₅ = d₁₄ + d₁₁ = 1 + 1 = 0.

Таким образом, находим последовательность:

010001111010110

Построим структурную схему фильтра, согласованного с полученной последовательностью. Структурная схема состоит из линии задержки с отводами, состоящей из четырнадцати секций, каждая из которых задерживает сигнал на время, равное длительности импульса, весового сумматора и фильтра, согласованного с одиночным импульсом. Структурная схема согласованного фильтра, согласованно с М-последовательностью для информационного канала приведена на рисунке 4.

ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и

Рисунок 4 - Структурная схема фильтра, согласованно с М-последовательностью для информационного канала

Рассмотрим один из способов построения формы сигнала на выходе согласованного фильтра при действии на входе полезного процесса, в данном случае - найденной выше М-последовательности из пятнадцати элементов.

Построим таблицу 2 из N+2 строк и N+1 столбца.

Таблица 2 - К построению сигнала на выходе согласованного фильтра

	0	1	1	0	1	0	1	1	1	1	0	0	0	1	0
*	1	0	0	1	0	1	0	0	0	0	1	1	1	0	1
		0	1	1	0	1	0	1	1	1	1	0	0	0	1
*			1	0	0	1	0	1	0	0	0	0	1	1	1
*				1	0	0	1	0	1	0	0	0	0	1	1
*					1	0	0	1	0	1	0	0	0	0	1
						0	1	1	0	1	0	1	1	1	1
							0	1	1	0	1	0	1	1	1
								0	1	1	0	1	0	1	1
									0	1	1	0	1	0	1
*										1	0	0	1	0	1
											0	1	1	0	1
*												1	0	0	1
													0	1	1
														0	1
*															1
?	1	-2	1	2	-3	0	-3	2	-1	2	-3	-2	1	-2	15

Нулем показаны импульсы отрицательной полярности. В ветвях, где расположены инверторы, полярности импульсов на входах сумматора противоположны полярностям на выходах соответствующих отводов.

Исходя из вычисленных данных, покажем на рисунке 5 форму сигнала на выходе согласованного фильтра для информационного канала.

Рисунок 5 - Сигнал на выходе согласованного фильтра при действии на входе информационного сигнала

Сформируем уравнение последовательности для канала синхронизации:

d_k = d_k-3+ d_k-4.

Полагая d₁ = d₃ = d₄ = 0; d₂ = 1, можно получить:

d₅ = d₂ + d₁ = 1 + 0 = 1,

d₆ = d₃ + d₂ = 0 + 1 = 1,

d₇ = d₄ + d₃ = 0 + 0 = 0,

d₈ = d₅ + d₄ = 1 + 0 = 1,

d₉ = d₆ + d₅ = 1 + 1 = 0,

d₁₀ = d₇ + d₆ = 0 + 1 = 1,

d₁₁ = d₈ + d₇ = 1 + 0= 1,

d₁₂ = d₉ + d₈ = 0 + 1 = 1,

d₁₃ = d₁₀ + d₉ = 1 + 0 = 1,

d₁₄ = d₁₁ + d₁₀ = 1 + 1 = 0,

d₁₅ = d₁₂ + d₁₁ = 1 + 1 = 0.

Таким образом, находим последовательность:

010011010111100

Для построения сигнала на выходе фильтра, схема которого приведена на рисунке 4, воспользуемся таблицей 2 с расставленными в крайнем левом столбце “звездочками”, что характеризует расположение инверторов в отводах линии задержки. Далее аналогично таблице 2 сформируем таблицу 3.

Таблица 3 - К построению сигнала на выходе согласованного фильтра информационного кода при действии на входе синхронизирующей последовательности

	0	0	1	1	1	1	0	1	0	1	1	0	0	1	0
*	1	1	0	0	0	0	1	0	1	0	0	1	1	0	1
		0	0	1	1	1	1	0	1	0	1	1	0	0	1
*			1	1	0	0	0	0	1	0	1	0	0	1	1
*				1	1	0	0	0	0	1	0	1	0	0	1
*					1	1	0	0	0	0	1	0	1	0	0
						0	0	1	1	1	1	0	1	0	1
							0	0	1	1	1	1	0	1	0
								0	0	1	1	1	1	0	1
									0	0	1	1	1	1	0
*										1	1	0	0	0	0
											0	0	1	1	1
*												1	1	0	0
													0	0	1
														0	0
*															1
?	1	0	-1	2	1	-2	-3	-6	1	0	5	2	1	-6	3

Форма выходного сигнала согласованного фильтра информационного кода при действии на входе кода синхронизации представлена на рисунке 6.

Рисунок 6 - Форма сигнала на выходе согласованного фильтра информационной последовательности при действии на входе синхронизирующей последовательности.

Построим структурную схему фильтра, согласованного с последовательностью 010011010111100. Структурная схема согласованного фильтра, согласованно с М-последовательностью для канала синхронизации приведена на рисунке 7.

ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и ф_и

Рисунок 7 - Структурная схема фильтра, согласованно с М-последовательностью для канала синхронизации

К построению сигнала на выходе согласованного фильтра для канала синхронизации составим таблицу 4.

Таблица 4 - К построению сигнала на выходе согласованного фильтра для канала синхронизации

	0	0	1	1	1	1	0	1	0	1	1	0	0	1	0
*	1	1	0	0	0	0	1	0	1	0	0	1	1	0	1
		0	0	1	1	1	1	0	1	0	1	1	0	0	1
*			1	1	0	0	0	0	1	0	1	0	0	1	1
*				1	1	0	0	0	0	1	0	1	0	0	1
					0	0	1	1	1	1	0	1	0	1	1
						0	0	1	1	1	1	0	1	0	1
*							1	1	0	0	0	0	1	0	1
								0	0	1	1	1	1	0	1
*									1	1	0	0	0	0	1
										0	0	1	1	1	1
											0	0	1	1	1
												0	0	1	1
													0	0	1
*														1	1
*															1
?	1	0	-1	2	-1	-4	1	-2	3	0	-3	0	-1	-2	15

Покажем на рисунке 8 форму сигнала на выходе согласованного фильтра для канала синхронизации.

Рисунок 8 - Сигнал на выходе согласованного фильтра для канала синхронизации

Для построения сигнала на выходе фильтра, схема которого приведена на рисунке 7, воспользуемся таблицей 4 с расставленными в крайнем левом столбце “звездочками”, что характеризует расположение инверторов в отводах линии задержки. Далее аналогично таблице 4 сформируем таблицу 5.



Таблица 5 - К построению сигнала на выходе согласованного фильтра синхронизирующего кода при действии на входе информационной последовательности

	0	1	1	0	1	0	1	1	1	1	0	0	0	1	0
*	1	0	0	1	0	1	0	0	0	0	1	1	1	0	1
		0	1	1	0	1	0	1	1	1	1	0	0	0	1
*			1	0	0	1	0	1	0	0	0	0	1	1	1
*				1	0	0	1	0	1	0	0	0	0	1	1
					0	1	1	0	1	0	1	1	1	1	0
						0	1	1	0	1	0	1	1	1	1
*							1	0	0	1	0	1	0	0	0
								0	1	1	0	1	0	1	1
*									1	0	0	1	0	1	0
										0	1	1	0	1	0
											0	1	1	0	1
												0	1	1	0
													0	1	1
*														1	0
*															1
?	1	-2	1	2	-5	2	1	-2	1	-2	-3	4	-1	6	3

Форма выходного сигнала согласованного фильтра синхронизирующего кода при действии на входе информационного кода представлена на рисунке 9.



Рисунок 9 - Форма сигнала на выходе согласованного фильтра синхронизирующей последовательности при действии на входе информационной последовательности

Число разрядов двоичного кода Np = 10, выберем из диапазона чисел 2¹⁰ два произвольных числа, например, 370 и 371. Изобразим два тактовых интервала, в соответствии с заданными числами, иллюстрирующих форму сигнала при передаче переменного сообщения на рисунке 10.

Рисунок 10 - Тактовые интервалы



5. Расчет параметров антенны

Будем производить расчет для рупорной пирамидальной антенны. Ширина главного лепестка диаграммы направленности в плоскости H равна 10°, а в плоскости E равна 33°, длина волны равна 25 см. Отсюда можно вычислить приблизительные размеры рупора, пользуясь формулой из [8].

Зная размеры рупора, вычислим длину оптимального рупора соответственно в плоскостях E и H.

;

Поскольку R_опт^Е не равно R_опт^Н, то длина рупора R выбирается равной большему значению из них, то есть R_опт^Н =533,3см. Вид рассчитанной антенны представлен в приложении 2.

Построим диаграммы направленности в соответствующих плоскостях.

Диаграмма направленности оптимального пирамидального рупора в Н - плоскости можно рассчитывать по формуле из [8]:



Диаграмма направленности оптимального пирамидального рупора в Е - плоскости можно рассчитывать по формуле из [8]:

Диаграммы направленности, построенные по вышеуказанным формулам, приведены в приложении 3.



6. Основные результаты

Сведем результаты расчетов в таблицу:

Обозначение	Расчет
Эффективные значения относительных среднеквадратичных ошибок этапов входных преобразований и ошибки, вызванной действием помех
Значение частоты дискретизации Fд	7121,66Гц
Значение пикфактора H	4,24
Число разрядов двоичного кода, Nр	10
Ширина спектра сигнала	78338,26 Гц
Требуемое отношение q2при оптимальном когерентном приеме	50,784



Заключение

В результате курсовой работы мы закрепили навыки анализа системы передачи непрерывных сообщений цифровыми методами, получили навыки схемотехнического проектирования линий связи радиотелеметрических систем.

Методы повышения информационной эффективности:

- разнесенный прием - передача одной и той же информации по параллельным каналам;

- прием в целом - демодулятор строится сразу на все кодовое слово, что позволяет в сравнении с посимвольным приемом повысить верность ;

- обратная связь - система с решающей обратной связью являются примером согласованного подхода к кодированию и модуляции с учетом свойств канала связи;

- применение шумоподобных сигналов - позволяет повысить верность передачи за счет повышения отношения сигнал/шум на входе решающего устройства;

- адаптивная коррекция - осуществление адаптивной коррекции характеристик канала позволяет повысить скорость передачи информации за счет ослабления межсимвольных искажений;

- эффективное кодирование источника - кодирование источника со сжатием данных позволяет сократить избыточность источников сигналов и тем самым повысить эффективность систем передачи информации.



Библиография

1. Биккенин Р.Р. Теория электрической связи: учебное пособие для студ. высших учебных заведений / Р.Р. Биккенин, М.Н. Чесноков. - М.: Издательский центр «Академия», 2010.

2. Информационные технологии в радиотехнических системах: учебное пособие / В.А. Васин, И.Б. Власов, Ю.М. Егоров и др. Под ред. И.Б. Федорова. - М.: Изд-во МГТУ им. Н.Э. Баумана, 2003

3. Васин В.В. Справочник-задачник по радиолокации / В.В. Васин, Б.М. Степанов. М.- Сов. радио, 1977

4. Казаринов Ю.М. Радиотехнические системы: Учебник для студ. высш. учеб. Заведений / Ю.М. Казаринов, Ю.А. Коломенский, В.М. Кутузов и др., под. ред. Ю.М. Казаринова. - М.: Издательский центр «Академия», 2008.

5. Борисов Ю.П. Основы многоканальной передачи информации: учебное пособие / Ю.П. Борисов, П.И. Пенин. - М.: Связь, 1967.

6. Борисов В.А. Радиотехнические системы передачи информации: учебное пособие для вузов / В.А. Борисов, в.в. Калмыков, Я.М. Ковальчук [и др.]; под ред. В.В. Калмыкова. - М.: Радио и связь, 1990.

7. Ширман Я.Д. Радиоэлектронные системы: основы построения и теория: справочник / Я.Д. Ширман, Ю.П. Лосев, Н.Н. Минервин и др. / под ред. Я.Д. Ширмана.- М.: ЗАО «Маквис», 1998

8. Баранов С.А. Устройства СВЧ и антенны: Методические указания по выполнению курсовой работы / С.А. Баранов - Екатеринбург: УрТИСИ ФГОБУ ВПО «СибГУТИ», 2011

Размещено на Allbest.ru

...