12

Размещено на http://www.allbest.ru/

СОДЕРЖАНИЕ

Введение

1. Анализ технического задания

2. Описание и принцип работы схемы

3. Выбор системы управления

4. Расчёт элементов

4.1 Расчет силовой части схемы

4.2 Расчет системы управления

Заключение



Введение

Потребителями электроэнергии постоянного тока в диапазоне мощностей, характерных для транзисторных преобразователей, являются электронная аппаратура всевозможного функционального назначения, маломощный электропривод, аккумуляторные батареи.

Одной из актуальных задач в области электропитания электронной аппаратуры является создание экономичных полупроводниковых преобразователей, стабилизаторов и регуляторов постоянного напряжения или тока.

В блоках питания электронной аппаратуры преобразователи и стабилизаторы питают ряд цепей, рассчитанных на различные градации постоянного напряжения. При этом в зависимости от данных электронного устройства необходимо как преобразование напряжения (повышение или понижение), так и его стабилизация.

С развитием техники требования, предъявляемые к преобразователям и стабилизаторам электронной аппаратуры, непрерывно возрастают. В широком диапазоне мощностей преобразователи и стабилизаторы должны иметь возможно больший к.п.д. и обеспечивать высокую стабильность напряжения в различных режимах работы, пульсации выпрямленного напряжения должны быть небольшими.

Требование малых потерь в большинстве случаев является особо важным, поскольку в качестве первичного источника в основном или аварийном (при исчезновении питающего напряжения) режимах часто используются химические источники электрической энергии, обладающие ограниченными энергоресурсами. Увеличение к.п.д. преобразователей и стабилизаторов имеет своим следствием ряд других технико-экономических достоинств: уменьшается мощность выпрямительных устройств, снижается расход электроэнергии, уменьшаются габаритные размеры и стоимость блоков, не требуются дополнительных затрат на охлаждение, уменьшается производственная площадь, на которой установлено оборудование.

Значительное уменьшение потерь в непрерывных преобразователях и стабилизаторах не может быть достигнуто из-за того, что часть мощности теряется в регулирующих элементах. Одним из путей решения задачи создания экономических и эффективных стабилизированных преобразователей напряжения является использование импульсных методов регулирования, при которых воздействие на величину напряжения достигается изменением режима работы переключающих элементов.

Импульсное регулирование уже нашло широкое применение в автоматизированных схемах электропривода для промышленности, транспорта и авиации. Однако электронная аппаратура предъявляет все более жесткие требования к параметрам выходного напряжения. Это касается, прежде всего, допустимой пульсации и допустимой нестабильности.



1. Анализ технического задания

Большинство потребителей требуют стабилизации уровня питающего постоянного напряжения, либо его изменения в определенном диапазоне по заданному закону. В тоже время напряжение любого источника питания является нестабильным. Например, выходное напряжение выпрямителя зависит от изменения входного переменного сетевого напряжения, напряжение солнечной батареи - от освещенности, аккумуляторной батареи - от степени разряда и т.д. Кроме того, напряжение всех источников зависит от величины потребляемого тока, что особенно характерно для устройств соизмеримой мощности. Поэтому для согласования параметров источников электроэнергии с требованиями потребителей необходимо преобразовывать постоянное напряжение.

Наиболее простым методом преобразования (или регулирования) постоянного напряжения является непрерывный, который реализуется за счет включения в последовательную цепь с нагрузкой балластного сопротивления. Такой метод применяется в непрерывных стабилизаторах. Недостаток метода заключается в принципиально низком значении к.п.д.

В результате непрерывные стабилизаторы обычно используются лишь при мощностях порядка единиц ватт. Кроме того, непрерывный метод позволяет только уменьшить выходное напряжение относительно входного. Для получения высоких значений к.п.д. разработаны импульсные методы преобразования, реализуемые за счет периодического подключения и отключения нагрузки к источнику питания. Причем, применение в схемах импульсных преобразователей реактивных элементов - дросселей и конденсаторов позволяет регулировать выходное напряжение как ниже, так и выше входного. Импульсные преобразователи, регулирующие выходное напряжение лишь за счет такого периодического переключения, получили название непосредственных, или однократных.

Исходя из заданных условий (напряжения и тока нагрузки) использование непрерывных стабилизаторов крайне нежелательно из-за высоких мощностей, которые должен будет рассеивать управляющий элемент и низкого к.п.д.



2. Описание и принцип работы схемы

На рисунке 1.1 показана базовая схема обратноходового преобразователя.

Рисунок 1.1 - Схема обратноходового преобразователя

Обратноходовая схема очень похожа на прямоходовую, с той лишь разницей, что «начала» и «концы» вторичных обмоток трансформатора включены с обратной фазировкой, как показано на рисунке 1.1. В этом случае фазы работы преобразователя называются по-другому: фаза накопления энергии и фаза передачи энергии в нагрузку. Эти фазы разделены во времени, поэтому, по большому счету, трансформатор ТV1 нельзя называть трансформатором. Это, скорее, двухобмоточный дроссель, который накапливает энергию с помощью одной обмотки, а передает ее в нагрузку с помощью другой. Но, поскольку при этом осуществляется преобразование энергии, по устоявшейся терминологии все же называют элемент ТV1 накопительным трансформатором.

В фазе накопления энергии транзистор VТ1 открыт, в первичной обмотке ТV1 течет ток i1, трансформатор накапливает энергию. Закон накопления энергии математически записывается исходя из известного соотношения:

где L1 - индуктивность первичной обмотки.

Видно, что в этой фазе ток первичной обмотки линейно нарастает. Фаза передачи энергии в нагрузку наступает при закрытии транзистора VT1. В этот момент полярность на выводах трансформатора ТV1, благодаря явлению самоиндукции, меняется на противоположную. Открывается диод VD2, ток i2 заряжает конденсатор фильтра C2. Закон спада тока вторичной обмотки математически очень похож на закон нарастания тока первичной обмотки:

где L2 - индуктивность вторичной обмотки

Видно, что в процессе работы конвертора токи трансформатора нарастают и спадают линейно. Чтобы обеспечить требуемые значения тока и напряжения на нагрузке, необходимо связать процессы, происходящие в первичной цепи, с реакцией на них вторичной цепи. Вначале рассмотрим процессы во вторичной цепи, поскольку, в конечном итоге, нас интересуют напряжение и ток нагрузки. При достаточно большой величине выходной емкости C2, обеспечивающей качественную фильтрацию постоянной составляющей:

где г - коэффициент заполнения.

Чтобы связать токи i1 и i2 давайте предположим, что вся энергия, накопленная в первой фазе, переходит в нагрузку во второй фазе.

Математически это значит, что:



Поскольку конструктивные параметры трансформатора не меняются, мы можем записать:

Если ввести понятие коэффициента трансформации:

то с учетом предыдущих формул ток нагрузки:

Проанализировав эту очень важную формулу видно, что при неизменном сопротивлении нагрузки, постоянном питающем напряжении, а также частоте преобразования и индуктивности первичной обмотки, постоянстве коэффициента трансформации, максимум напряжения на нагрузке получаем при коэффициенте заполнения г = 0,5. Практически это означает, что, задав коэффициент заполнения г либо близким к нулю, либо близким к единице, мы, так или иначе, получим близкое к нулю напряжение на нагрузке. На первый взгляд, нет никакой разницы, если регулирование напряжения будет осуществляться изменением коэффициента заполнения на интервале [0...0,5] или [0,5...1,0]. Однако практически для силовой части преобразователя более предпочтителен первый режим. Регулировочная характеристика преобразователя математически записывается так:



3. Выбор системы управления

Обобщенная структурная схема системы управления приведена на рис. 3.1.

Рисунок 3.1 - Структурная схема системы управления

Здесь:

Д - датчик тока;

СУ - согласующее устройство;

? - суммирующий усилитель;

УК - устройство коррекции;

Пр - широтно-импульсный преобразователь;

УМ - усилитель мощности;

ИОН - источник опорного напряжения.

Рассмотрим каждое звено структурной схемы в отдельности:

Датчик тока:

Датчик тока (рис. 3.2) служит для формирования тока, пропорционального выходному стабилизируемому параметру.

В качестве датчика тока используем шунт ШСМ 75-0,1-5А.

Рисунок 3.2 -резистивный датчик тока

Согласующее устройство:

Согласующее устройство нужно для согласования уровня выходного напряжения датчика с уровнем необходимого напряжения для работы стабилизатора.

Для датчика тока в качестве согласующего устройства используется инвертирующий ОУ (рис. 3.3), который усиливает сигнал до уровня, удобного для дальнейших преобразований.

Рисунок 3.3 - Инвертирующий ОУ

Источник опорного напряжения:

ИОН предназначен для создания эталонного напряжения стабильного во времени и независящего от температуры. Схема ИОН, используемого в преобразователе, изображена на рисунке 3.6.

Рисунок 3.6 - Схема источника опорного напряжения



Дифференциальный усилитель:

Рисунок 3.7 - Схема дифференциального усилителя

Широтно-импульсный преобразователь:

ШИМ-преобразователь предназначен для преобразования сигнала с выхода интегратора в импульсы определенной длительности.

Структурная схема широтно-импульсного преобразователя приведена на рис.3.7:

Рисунок 3.7 - Структурная схема широтно-импульсного преобразователя

ГЛИН - генератор линейно изменяющегося напряжения:

В нашем устройстве вместо ГЛИНа будем использовать ГПН - генератор пилообразного напряжения со стабилизатором тока. Его принципиальная схема приведена на рис. 3.8:



Рисунок 3.8 - Схема ГПН со стабилизатором тока

Задающий генератор:

Задающий генератор предназначен для генерирования импульсов, которые необходимы для запуска генератора линейно нарастающего напряжения.

Рис. 3.9 - Схема автоколебательного мультивибратора на операционном усилителе

управление импульсный обратноходовой преобразователь



4. Расчёт элементов

4.1 Расчет силовой части схемы

Ток первичной обмотки трансформатора:

Коэффициент трансформации:

,

где: U1- входное напряжение принимаем равным 160В, учитывая, что максимальный ток возникает при минимальном напряжении;

U2 = 2Uвых, т.к. сигнал во вторичной обмотке - это прямоугольные импульсы с г = 0.5. Следовательно, U2 = 40В.

Отсюда:

Ток первичной обмотки:

По результатам расчетов был выбран n-канальный полевой транзистор IRF730 со следующими параметрами: Uси_max=400В, Iс_max=5.5А. Преимуществом данного транзистора является невысокая стоимость.

Рассчитаем номинальное сопротивление нагрузки схемы:

Рассчитаем выходной фильтр из условия:

Rn>>

Отсюда: C>>

Выберем конденсатор К73-17 имп, 1 мкФ, 250 В, 5%.

Рассчитаем максимальное обратное напряжение, прикладываемое к диодам выпрямителя:

Ток, протекающий через диоды выпрямителя: Ivd=I1=0.75A. Выбираем диоды VD1-VD4 1N4003 с параметрами: Uобр_макс = 200В, Ivd_max = 1А.

Входной фильтр представляет собой индуктивно-емкостной фильтр для сглаживания напряжения сети. Так как жестких требований к качеству напряжения на выходе входного фильтра нет, и величина пульсаций в нем зачастую определяется допустимой амплитудой переменной составляющей конденсатора, зададимся значением К?п = 0,05, удовлетворяющим большинству используемых конденсаторов. Учитывая, что коэффициент пульсаций на выходе однофазного выпрямителя Кп = 1,57, определим коэффициент сглаживания фильтра как:

Ксгл = Кп/К`п = 1,57/0,05 = 31,4.

Рассчитаем входной фильтр:

=

Среднее значение тока первичной обмотки:

I1ср==

Индуктивность выбирается из условия непрерывности тока в дросселе по выражению:

L>

Конденсатор входного фильтра:

С=

Выбираем: конденсатор К50-35 1мкФ 250В, дроссель Д4-0,6-0,12.

4.2 Расчет системы управления

Расчет и выбор драйвера:

Определим выходной ток драйвера:

,

где Свх = 140пФ, Uз = 15В - максимальное напряжение на затворе транзистора IRF740.

Определим время включения:

,

Rз = Uз/Imax = 15/2 = 7.5 Ом, отсюда

,

Тогда Iдр == 0,08А.

Был выбран драйвер HCPL 5150, удовлетворяющий требованиям технического задания. Схема подключения драйвера с полевым транзистором изображена на рисунке 2.2.1:

Рис. 4.1 - Схема подключения драйвера

Расчет датчика тока:

В качестве датчика тока используем шунт ШСМ 75-0,1-5А.

При протекании через него тока Iн=2А его выходное напряжение составит:

Расчет согласующего устройства:

Исходные данные: Uвх = 50мВ, Uвых = 10В.

Рассчитаем коэффициент усиления:

Зададим резистор R2 = 10 кОм. Отсюда:



R1 = R2/-Koc = 50 Ом.

R3 = R1||R2 = 50 Ом

Выбираем прецизионные резисторы:

R1: С1-4 50 Ом;

R2: С1-4 10 кОм;

R3: C1-4 50 Ом.

Рассчитаем источник опорного напряжения:

Исходные данные: Uвых = 10В.

Выбираем стабилитрон из условия Uстаб>Uвых, Uстаб?Еп. Был выбран стабилитрон КС512А со следующими параметрами: Uстаб = 11,5-12,5В, Iстаб = 3-12мА.

Выбираем полевой транзистор с каналом n-типа 2n7000: Iстаб = 5мА.

Ток через подстроечный резистор R1 не должен превышать 10% от тока стабилизации. Значит, Ir₁ = 0.5мА.

Рассчитаем R1:

Выбираем переменный резистор R-0904N-A25K.

В качестве операционного усилителя выбираем ОУ общего применения LM358D. Его основные параметры:

Напряжение питания: 3-32В;

Входной ток: 50 мА;

Максимальный выходной ток: 60 мА;

Напряжение смещения: 2 мВ.

Расчет дифференциального усилителя:

Исходные данные: U1вх = 10В, U2вх = 11В, Uвых = 10В.

При одинаковом отношении сопротивлений



, имеем

Зададим R2 = 10 кОм.

Рассчитаем R1 из соотношения:

Отсюда R1 = 1кОм.

Примем R3=R1 и R4=R2, т.к. при таком равенстве будет минимальный сдвиг.

Расчет ШИМ-преобразователя:

Расчет интегратора и компаратора.

Интегратор:

Рис. 4.2 - Принципиальная схема интегратора

Примем R1 = 10 кОм. Конденсатор рассчитаем из условия:

ф = R1*C1 > 10T_пр,

где T_пр =1/f_пр = 1/30000 = 0.33 мкс.

Следовательно, R1*C1 > 3.3 мкс. Отсюда С1 = 330 пФ.

Компаратор:

Рис. 4.3 - Схема включения компаратора 521СА3

Выбираем компаратор 521СА3 со следующими параметрами:

Напряжение источника питания положительной полярности: 16,5 В

Входное напряжение: 30 В

Между коллектором и эмиттером компаратора включен светодиод драйвера:

Рис. 4.4 - Подключение к светодиоду драйвера

Рассчитаем токоограничительный резистор:

,

где Uvd -падение напряжения на светодиоде, равное 2,4 В;

Iпр - ток потребления, равный 6 мА.

Выбираем прецизионный резистор: С1-4 Rогр = 2,2 кОм.

Расчет ГПН:

Исходные данные:

Um = 10B;

T = 1/f = 100мкс;

t_пр = ?*Т= 50мкс;

t_ox = 50мкс;

Iн = 100нА.

Зададим зарядный ток конденсатора Iз = 1мА. По максимальному току коллектора и напряжению Uкэ был выбран биполярный транзистор VT2: 2N4401BU.

Принимаем падение напряжения U_R3=1B. Рассчитаем номинал резистора R3:

R3 = U_R3/Iз = 1/0.001 = 1 кОм.

Рассчитаем базовый ток транзистора VT2:

Iб = Iз/в = 0.001/40 = 25 мкА.

Зададим ток делителя R1, R2: Iд = 250 мкА. Учитывая, что напряжение перехода база-эмиттер транзистора VT2 равно 0.7В, падение напряжения на резисторе R1 будет также примерно 0.7 В. Следовательно, падение напряжения на резисторе R2 = 10-0,7 = 9,3В.

Рассчитаем номиналы резисторов R1 и R2:

R1 = 0.7/0.00025 = 2.8 кОм;

R2 = 9.3/0.00025 = 37.2 кОм.

Рассчитаем величину конденсатора:

С = (Iз Ч tпр) / Umax = (0,001*0,00005)/10 = 5нФ.

Определяем разрядный ток, протекающий через ключ VT3, во время обратного хода:

Iразр = {(С Ч Umax) / tох} + Iз = [(0,000000005 * 10) / 0,00005] + 0,001 =

= 2 мА

В качестве транзистора VT3 был выбран BC556B.

Рассчитываем базовый ток транзистора VT1:

Iб = Iразр / Я = 0,002/125 = 16 мкА

Рассчитываем величину резистора Rб:

= (12-0,7)/0,000016 = 706 кОм.

Выбираем из прецизионных резисторов С1-4:

Rб = 750 кОм;

R1 = 3 кОм;

R2 = 39 кОм.

Расчет задающего генератора:

Выбираем резисторы , в схеме задающего генератора (рис.1.4.5):

кОм

Тогда уравнения длительности импульса и паузы равны:

,

.

Найдем , предварительно задав кОм:

С₁== 1/(1,1*30000*100000*1,093) = 277 пФ

Из ряда Е12 выбираем = 270 пФ.

Разделив t_им на t_п, получим:

Найдем резистор :

кОм



Заключение

При выполнении данного курсового проекта была разработана система управления импульсным регулятором тока на основе обратноходового преобразователя, управляемым по принципу широтно-импульсного модулирования. Полученный регулятор удовлетворяет всем начальным условиям проекта.

При разработке импульсного преобразователя был получен опыт по управлению вторичными источниками электропитания, закреплены полученные ранее знания, а также получен дополнительный опыт по расчету различных элементов электронных схем.



Список используемых источников

1. В.М. Герасимов, В.А. Скворцов. Электронные цепи и микросхемотехника. Часть II: Методические указания к курсовому проекту. Томск: ТМЦ ДО, 2001. 38 с.

2 - В.Д. Семенов. Основы преобразовательной техники: Учебное пособие. Томск: ТУСУР, 2004.

3 - А.В. Шарапов. Аналоговая схемотехника: Учебное пособие. Томск, 2003.

4 - Коновалов Б.И. Преобразовательная техника. Часть 2. - Томск: ТУСУР, 1996. - 84 с.

5 - П.А. Воронин. Силовые полупроводниковые ключи. - Москва, Додэка-XXI, 2005. - 384 с.

6- Ю.А. Быстров. Электронные цепи и микросхемотехника. Учебник. - М.: Высш.шк.,2002. - 384 с.

Размещено на Allbest.ru

...