Підсилювач низької частоти

Размещено на http://www.allbest.ru/

МІНІСТЕРСТВО ОСВІТИ І НАУКИ УКРАЇНИ

НАЦІОНАЛЬНИЙ УНІВЕРСИТЕТ "ЛЬВІВСЬКА ПОЛІТЕХНІКА"

ІНСТИТУТ КОМП'ЮТЕРНИХ ТЕХНОЛОГІЙ, АВТОМАТИКИ ТА МЕТРОЛОГІЇ

КАФЕДРА ”ЗАХИСТ ІНФОРМАЦІЇ”

Курсовий проект

з курсу: " Електроніка та мікросхемотехніка"

на тему: "Підсилювач низької частоти"

Виконав:

студент гр. ЗІ-31

Магоцький Ю.А.

Перевірив:Кеньо Г.В.

Львів - 2014



Технічне завдання

Розрахувати підсилювач низької частоти, який би відповідав наступним вимогам:

Потужність на навантаженні =10 Вт;

Опір навантаження =10 Ом;

Коефіцієнт гармонік =0.5 %;

Нижня гранична частота =50 Гц;

Верхня гранична частота =20 кГц;

Допустимі частотні спотворення на нижній граничній частоті =2.5 дБ;

Допустимі частотні спотворення на верхній граничній частоті =3 дБ;

Напруга вхідного сигналу =10 мВ;

Опір джерела сигналу =400 Ом;

Діапазон регулювання вихідної потужності =20 дБ;

Температура навколишнього середовища =+10 ч +50;

електричний повторювач транзистор підсилювач



Вступ

Принцип дії підсилювача базується на перетворенні енергії джерела живлення в енергію сигналу. Основну функцію перетворювача енергії в підсилювачі виконує активний підсилювальний елемент, здатний з невеликою вхідною енергією керувати значно більшою енергією джерела живлення.

Мінімальну частину підсилювача, що зберігає основну функцію - здатність підсилювати сигнали, - називають каскадом підсилення. Каскад підсилення складається з підсилювального елементу (деколи декількох елементів) і ланцюгів, що забезпечують заданий режим елементу і згідність з джерелом сигналу і навантаження.

Підсилювачі низької частоти використовуються для підсилення неперервних періодичних сигналів, частотний спектр яких лежить в межах десятків герц до десятків кілогерц. Підсилювач потужності звукової частоти (ППЗЧ) є невід'ємною частиною будь-якого звуковідтворювального пристрою - чи то приймач, телевізор, музичний центр та ін. У даній статті ППЗЧ розглядається як елемент компонентної апаратури, призначений для використання в апаратурі домашнього комплексу високоякісного відтворення.

Всі підсилювачі потужності звукової частоти призначені для вирішення однієї задачі - підвищити рівень електричних сигналів, що поступають на них, до величини, що забезпечує нормальну роботу гучномовців. Джерела сигналів для ППЗЧ - програвачі грамплатівок і компакт-дисків, магнітофонні деки, тюнери, а в ряді випадків і мікрофони, телевізори, відеокамери, мікшерні пульти та ін.

Основним з параметрів підсилювачів є по перше коефіцієнт підсилення потужності - відношення потужності сигналу на виході підсилювача до потужності вхідного сигнала. Досить часто для зручності коефіцієнт підсилення за потужністю виражають у децибелах(логарифмічних одиницях).

Вхідний опір - опір входу підсилювача для змінного струму. Зазвичай нормують активну складову вхідного опору та вхідну ємність. Вихідний опір - опір виходу підсилювача для змінного струму. Чим менший вихідний опір підсилювача, тим краще його АЧХ за звуковим тиском.

Амплітудна характеристика підсилювача - залежність амплітуди вхідної напруги сигналу від амплітуди напруги сигналу на вході.

Нелінійні спотворення обумовлені не лінійністю ВАХ транзисторів. Ці спотворення проявляються у вигляді нових компонентів спектру частот, відсутніх у вхідному сигналі. Чим більший порядок не лінійності підсилювача, тим більше комбінаційних складових з'являється на його виході.

Коефіцієнти гармонік - відношення середньої . квадратичної суми вищих гармонік до середньої квадратичної сумі всіх гармонік сигналу. При не лінійності малого порядку (другого-третього) вони мають близькі значення. Суб'єктивне сприйняття нелінійних спотворень при звуковідтворенні залежить в основному від відносних амплітуд комбінаційних компонентів.

Сучасні підсилювачі низької частоти виконуються переважно набіполярних та польових транзисторах в дискретно або інтегральному виконанні, причому підсилювачі в мікроісполненіі відрізняються від своїх дискретних аналогів, головним чином, конструктивно-технічними особливостями.

Оскільки джерело сигналу маю низький рівень сигналу, то для його відтворення потрібно підсилити його до певного рівня. Зазвичай потрібний коефіцієнт підсилення не можна отримати використовуючи один каскад, тому для підсилення сигналів використовують підсилювальні схеми, як реалізуються на різних каскадах. Кількість каскадів у проміжному підсилювачі визначається необхідним коефіцієнтом підсилення за напругою, який повинен забезпечити підсилювач.

При проектуванні і розрахунку багатокаскадних підсилювачів необхідно вирішувати ряд питань, які не зустрічаються при розгляді окремого підсилювального каскаду. До них відносяться: коефіцієнт підсилення багатокаскадного підсилювача за напругою, сумування спотворень сигналу, які вносять окремі каскади і кола підсилювачів, захист від міжкаскадних паразитних зв'язків, визначення вимог до джерела живлення за напругою живлення та за споживаним струмом.

У вхідних каскадах доцільно використовувати схему каскаду на біполярному транзисторі, ввімкненому за схемою зі СК (емітерному повторювачі) (рис. 3.3), вхідний опір якого можна забезпечити в межах 5 ... 100 кОм при коефіцієнті підсилення за напругою в межах 0,9 ... 0,95, або схему каскаду на польовому транзисторі, ввімкненому за схемою зі СС (витоковому повторювачі) (рис. 3.6), вхідний опір якого можна забезпечити в межах 100 кОм ... 5 МОм при коефіцієнті підсилення за напругою в межах 0,7... 0,9. Такий великий вхідний опір витокового повторювача є достатнім для найбільш високоомних джерел сигналів. Можливим є використання для вхідного каскаду схем на біполярних транзисторах з місцевим зворотнім зв'язком.

Проміжний підсилювач складається з одного або декількох каскадів попереднього підсилення, призначенням яких є підсилення напруги, струму, потужності сигналу до величини, необхідної для подачі сигналу на вихідний каскад. Основна вимога до кожного каскаду попереднього підсилення полягає в отриманні максимального підсилення, оскільки це забезпечить мінімальну кількість каскадів. Якщо джерело сигналу має достатньо потужний для подачі на вхід вихідного каскаду сигнал, попередній підсилювач не потрібний. Проміжний підсилювач найбільш доцільно виконувати за схемою зі СЕ.

Вихідний підсилювач, призначений для подачі в навантажування сигналу необхідної потужності. Він може бути виконаний, наприклад, за схемою двохтактного емітерного повторювача на транзисторах різного типу провідності , або за схемою емітерного повторювача .

Спотворення сигналів у підсилювачі пов'язано, по-перше, з нелінійною залежністю вихідного сигналу від вхідного, обумовленої нелінійністю статичних ВАХ застосовуваних елементів, і, по-друге, з частотною залежністю амплітуди і фази підсилюється сигналу. Тому при аналізі роботи підсилювачів розглядають два види спотворень вихідного сигналу по відношенню до вхідного: статичні (нелінійні) і динамічні (амплітудні і фазові), в результаті яких змінюється як форма, так і частотний спектр підсилюється сигналу. Динамічні спотворення іноді називають лінійними спотвореннями. 

Лінійні спотворення оцінюються за амплітудно-частотною (АЧХ), фазочастотною (ФЧХ) й перехідною (ПХ) характеристиками підсилювача. 
Ідеальна АЧХ, за якої не виникають частотні спотворення. Вона є прямою лінією, паралельною осі частот: Ke = const, тобто коефіцієнт підсилення не залежить від частоти. Реальна АЧХ підсилювача відрізняється від ідеальної. Смугою пропускання підсилювача називають область частот, в межах якої частотні спотворення не перевищують задані значення. Частотні спотворення багатокаскадного підсилювача дорівнюють сумі частотних спотворень окремих каскадів, тобто МдБ = М1дБ + М2дБ +… + МNдБ = 

Ідеальна ФЧХ є прямою лінією, що виходить з початку координат, тобто фазовий зсув повинен бути прямо пропорційним частоті сигналу. У разі ідеальної ФЧХ груповий час затримки постійний для всіх спектральних складових сигналу: tз = const. Це означає, що всі спектральні складові вхідного сигналу зміщуються в часі на однакову величину tз, тому спотворень форми сигналу не буде. Реальна ФЧХ нелінійна, тому різні спектральні складові вхідного сигналу затримуватимуться на різний час, і форма вихідного сигналу буде спотвореною. Фазові спотворення підсилювача на заданій частоті оцінюють по-різному залежно від призначення підсилювача. 

Нелінійні спотворення в підсилювачах виникають внаслідок нелінійності характеристик елементів підсилювачів. Із-за нелінійності характеристик змінюється форма вихідного сигналу. Зміни форми сигналу, які обумовлені нелінійністю характеристик елементів підсилювачів, називають нелінійними спотвореннями. Нелінійні спотворення у підсилювачах в першу чергу пов'язані з нелінійністю вольт-амперних характеристик підсилювальних елементів і діодів. Нелінійність вольт-амперних характеристик виявляється при підсиленні сигналів великої величини, тобто у вихідних каскадах. Вплив нелінійності характеристик по-різному позначається для різного виду вхідних сигналів. Тому і нелінійні спотворення по-різному оцінюють у підсилювачах гармонічних та імпульсних сигналів.

Нелінійні спотворення гармонічних сигналів. Нехай на вхід підсилювача подано одну синусоїдальну напругу з частотою f. Форма вихідної напруги стає несинусоїдальною через нелінійність характеристик, тому в ньому міститимуться гармоніки основної частоти сигналу: 2f, 3f, 4f. Ці гармоніки є новими частотами в спектрі вихідного сигналу, їх не було в спектрі вхідного сигналу. У цьому принципова відмінність нелінійних спотворень від лінійних: при лінійних спотвореннях у вихідному сигналі не з'являються нові спектральні складові.

Розрахунок окремих каскадів підсилювача низької частоти проводиться

в такій послідовності:

вихідний каскад;

проміжні каскади;

вхідний каскад.

Вихідними даними до розрахунку будь-якого каскаду є:

опір навантаження каскаду RH;

потужність, яку необхідно віддати в навантаження РН;

напруга на навантаженні UH або струм в навантаженні ІН;

опір джерела сигналу RДЖ, якщо це вхідний каскад;

напруга джерела живлення ЕЖ;

нижня гранична частота FH;

верхня гранична частота FВ;

допустимі частотні спотворення на нижній граничній частоті MН;

ємність навантаження СН або еквівалентна ємність наступного каскаду СЕКВ.

В результаті проведеного розрахунку повинні бути визначені:

- номінальні значення опорів, які забезпечують режими роботи транзистора;

вихідний опір каскаду RВИХ;

вхідний опір каскаду RВХ;

коефіцієнт підсилення каскаду за напругою KU;

амплітуда вхідного сигналу UВХ;

частотні спотворення каскаду на верхній граничній частоті МВ;

номінальні значення ємностей розділювальних та блокувальних конденсаторів;

потужність, яка розсіюється на колекторі транзистора РК;

потужність, яка споживається від джерела живлення Р0.



Ескізний розрахунок структурної схеми

Визначаємо напругу на навантаженні:

В

У відповідності з (5.6) розраховуємо необхідний коефіцієнт підсилення підсилювача за напругою:

.

У відповідності з (5.7) розраховуємо необхідну кількість каскадів підсилювача, які підсилюють сигнал за напругою. При цьому враховуємо, що коефіцієнт підсилення одного каскаду не менший К1 = 50:

,

тобто у підсилювачі необхідно передбачити два каскади підсилення за напругою на транзисторах з коефіцієнтом підсилення транзисторів за струмом h21Е > 50.

У відповідності з (5.8) розраховуємо напругу живлення вихідного каскаду:

B.

Вибираємо стандартне живлення ЕЖ = +24 В. Структурна схема проектованого підсилювача матиме вигляд:

Враховуючи значення опору джерела сигналу для вхідного каскаду вибираємо схему емітерного повторювача. Для першого та другого каскадів підсилення вибираємо схему ввімкнення транзисторів зі СЕ, яка забезпечить необхідний коефіцієнт підсилення сигналу за напругою. Для вихідного каскаду вибираємо схему двотактного емітерного повторювача на транзисторах різного типу провідності, який забезпечить необхідну амплітуду струму в навантаженні.

Для першого каскаду, виконаному на транзисторі VT1 присвоюємо індекс 1, для другого каскаду - виконаному на транзисторі VT2 - 2, , для вихідного каскаду - 3, для навантаження - 4.

У відповідності з рекомендаціями таблиці 5.1. розподіляємо частотні спотворення в ділянці нижніх частот між каскадами наступним чином: МН1ДБ = 0,1 дБ; МН2ДБ = 0,4 дБ; МН3ДБ = 2,0 дБ;, тобто МНДБ = 2.5 дБ.

У відповідності з методикою, наведеною § 6.4 розраховуємо номінальні величини елементів та вибираємо режими роботи вихідного емітерного повторювача.

IH4 = UH/RH = 10/ 10 = 1 А.

IК04 = (0,05...0,15) IH4 = (0,05...0,15) 1 = (0.05...0.15) мА.

Вибираємо IК04 = 0.05 мА.

Для вихідного каскаду вибираємо транзистори VT4 типу BC108_ZX та VT5 типу BC307C з наступними ідентичними параметрами: UКД = 50 В, IКД = 1500 мА, РКД = 1 Вт, h21Е = 40...100, CК = 60 пФ, = 5500 пс, FT = 3 МГц, I0K = 50 мкА.

Розраховуємо максимальний струм бази транзистора VT4:

мА.



Розрахунок проводимо при використанні транзисторів із середньостатистичними параметрами:

.

Оскільки IД04 = IК03, то

мА.

Вибираємо IД04 = IК03 = 4 мА.

Розраховуємо опір резистора колекторного навантаження транзистора VT3:

кОм.

Вибираємо R11=3 кОм.

Розраховуємо вхідний опір транзистора вихідного емітерного повторювача:

кОм.

Ом.

Ом.

RВХ4 = h11E4 || R11 = 31,1 103 || 4,3 103= 296 Ом.

Розраховуємо частотні спотворення вихідного емітерного повторювача на верхній граничній частоті:



MГц.

кОм.

пФ.

Коефіцієнт підсилення вихідного каскаду за напругою:

.

Необхідна амплітуда вхідного сигналу вихідного каскаду:

В.

Вихідний опір вихідного каскаду:

Ом.

Розраховуємо номінальне значення ємності розділювального конденсатора на виході:

мФ.

Вибираємо С9 = 0.47 мкФ.

Розраховуємо потужність розсіювання на колекторі одного транзистора:

мВт.

РК4 = 2.5 Вт >РКД = 1000 мВт.

Потрібно взяти потужніший транзистор

Розраховуємо потужність, яка споживається від джерела живлення:

мВт.

Розраховуємо частотні спотворення на верхній граничній частоті, які вносяться навантаженням:

МГц,

Ом,

пФ.

; мв5дб = 0 дБ.

Розрахунок проміжного каскаду

Для вибору початкового режиму роботи транзисторів вихідного каскаду використовуємо діоди VД1 і VД2 типу КД503А.

У відповідності з методикою, наведеною в § 6.5, розраховуємо номінальні величини елементів та вибираємо режими роботи третього каскаду. Оскільки третій і четвертий каскади з'єднані за постійною складовою (струм дільника, який протікає через діоди, є одночасно струмом силою IКО3, а опір резистора R11 є опором колекторного навантаження транзистора VT3, то вихідними даними для подальшого розрахунку є:



кОм;

UH3 = UВХ4 = 10 В.

Опір резистора емітерної стабілізації:

Ом.

Вибираємо R12 = 62 Ом.

Напруга на базі транзистора VT3 по відношенню до загальної шини:

В.

Для проміжних та вхідного каскадів використовуємо транзистори типу КТ3102 з наступними параметрами: UКД = 50 В, IКД = 1500 мА, РКД = 1 Вт, h21Е = 40...100, CК = 60 пФ, = 5500 пс, FT = 3 МГц, I0K = 50 мкА.

Розраховуємо струм бази транзистора в статичному режимі:

Вибираємо струм дільника базового зміщення та розраховуємо номінальні значення опорів дільника:

мкА.

Вибираємо IД03 = 0,3 мкА.

кОм.



Вибираємо R9 = 62кОм.

кОм.

Вибираємо R10 = 24 кОм.

Розраховуємо вхідний опір другого проміжного каскаду:

Ом,

Ом,

Ом.

Ом.

Цей опір є меншим ніж вихідний опір ОП. Тому вводимо від'ємний зворотній зв'язок за напругою в емітерному колі, для збільшення вхідного опору підсилювальної схеми. Будемо розраховувати, що вихідний опір ОП=4 кОм.

Опір ввз в емітерному колі дорівнює

Re2=10 Ом.

Вихідний опір каскаду:

Ом.

Коефіцієнт підсилення каскаду за напругою:

А/В.

Необхідна амплітуда вхідного сигналу:

мВ.

Частотні спотворення вихідного каскаду на верхній граничній частоті:

МГц;

Ом.

мкФ.

МВ3ДБ = 0,0138 дБ.

Частотні спотворення третього каскаду на нижній граничній частоті розподіляємо між конденсаторами С6 та С8:

дБ, МНС6 = 1,0233.

мкФ. С6=4,7мкФ.

Значення ємності блокувального конденсатора С8 в колі емітера визначається з урахуванням місцевого зворотного зв'язку за рахунок додаткового резистора RE:

мФ.



Вибираємо C8 = 1,2 мФ.

Розрахунок вхідного каскаду на операційному підсилювачі.

При проектуванні схеми будемо орієнтуватися на використання операційних підсилювачів широкого вжитку типу К140УД8А з наступними основними параметрами: ЕЖ = 15 В; RH = 2 кОм; UH = 10 В; = 2 В/мкс; К0 = 20000; FТ = FГР= 1 МГц.

Визначаємо максимальний коефіцієнт підсилення операційного підсилювача за напругою, який можна отримати на верхній граничній частоті:

Коефіцієнт підсилення за напругою вихідних каскадів на транзисторах становитиме:

Вхідний опір каскаду на транзисторі RBX3 = 2,01 кОм, що більше допустимого опору навантаження для використовуваного операційного підсилювача. Амплітуда вхідного сигналу для вихідних каскадів UBX3 = 252 мВ, що є меншим амплітуди сигналу на виході операційного підсилювача. Визначаємо кількість каскадів на операційному підсилювачі, необхідних для забезпечення заданого коефіцієнта підсилення К = 3000:

отже необхідно використати один каскад на операційному підсилювачі.

Значення опору резисторів, які з'єднують неінвертуючий вхід операційного підсилювача з загальною шиною вибираємо з умови:

лOм.

Вибираємо R2 = R6 = 0,1 МOм.

З метою забезпечення мінімального дрейфу вихідного сигналу:

R4 = R8 = R2 = 0,1МOм.

Резистори R1 та R5 захищають входи операційних підсилювачів від перевантаження в момент ввімкнення схеми. У відповідності з рекомендаціями по використанню операційних підсилювачів опори цих резисторів вибирають в межах 2...20 кОм.

Вибираємо R1 = R5 = 10 кОм.

У відповідності з методикою, наведеною в §8 загальний коефіцієнт підсилення за напругою одного каскаду на операційному підсилювачі з урахуванням дії місцевого від'ємного зв'язку визначається так:

.

З цієї рівності визначаємо значення опору резистора R3, який забезпечує необхідний коефіцієнт підсилення каскаду:

кОм.

Вибираємо R3 = R7 = 2,5 кОм.

Розподіляємо частотні спотворення на нижній граничній частоті між розділювальними та блокувальними конденсаторами. Частотні спотворення для конденсаторів С6 та С8 враховані при розрахунку МНС6 = МНС8ДБ = 0,05 дБ. Допустимі частотні спотворення на нижній граничній частоті становлять МНДБ = 2,5 дБ. Залишок допустимих частотних спотворень розподіляємо між конденсаторами С1, С2:

дБ,

.

Розраховуємо номінальні значення ємностей розділювальних конденсаторів:

Вибираємо С1 = 47 мкФ.

мкФ.

Вибираємо С2 =100 мкФ.

У відповідності з (8.9) при відомій граничній частоті підсилення FB = 20 кГц та амплітуді вихідного сигналу операційного підсилювача UH3 = 0,058 мВ визначаємо, яку швидкість наростання повинен мати використовуваний операційний підсилювач:

В/мкс.

Вибраний операційний підсилювач має швидкість наростання вихідного сигналу = 1В/мкс, яка є більшою від розрахованої, тому його можна використовувати в проектованій схемі. Розрахунок потужностей, розсіюваних на резисторах:

Розрахунок потужностей, розсіюваних на резисторах:

2. P=*=156*36=0.35 Вт

3. P =R3*=5.6*0.000001=0.0065 Вт

4. P=R4*=8*0.2=0,16Вт

5. P=R5*()=390000*0.000001=0.039 Вт

6. P=R6*(-)=390000*()=0.01 Вт

7. P=R7*()=43000*(3*)=0.036Вт

8. P=R8*()=1000*(0.002)=0.09Вт

9. P=R9*()=46000*(0.001)=0.016Вт

10.P=R10*()=10000*()=0,002 Вт

11.P=R11*()=10000*()=0,06 Вт

12.P=R12*()=57*()=0,031 Вт

13.P=R13*()= 1*()=0.03Вт

14.P=R14*()= 200*()=0.0154Вт

Розрахунок амплітудно-частотної характеристики (АЧХ):



Принципова схема розробленого ПНЧ

Перелік елементів до принципової схеми ПНЧ.

Позначення	Найменування	К-ть
	Конденсатори
С1	К50 -35 - 16В - 100 мкФ	1
С2	К10 - 17 - Н30 - 47 мкФ ± 20%	1
С3	К50 - 16 - 25В - 4.7 мкФ	1
С4	К50 - 16 - 25В -1200 мкФ	1
С5	К50 - 16 - 25В -470мкФ	1
С6	К50 - 16 - 25В -100 пФ	1
	Резистори:	1
R1	C2-23-0,25 - 10 kОм ± 5%	1
R2	C2-23-0,25 - 0.1 МОм ± 5%	1
R3	CП3-38-0,25 - 2.5 kОм ± 20%
R4	CП3-38-0,25 - 100 кОм ± 20%
R5	CП3-38-0,25 -62 кОм ± 20%
R6	СП5-16ТА-0,25 -24 кОм ± 20%	1
R7	CП3-38-0,25 -420 Ом ± 20%	1
R9	СП5-16ТА-0,25 - 62Ом ± 20%	1
R10	СП5-16ТА-0,25 - 20 Ом ± 20%	1
R11	CП3-38-0,25 -20 Ом ± 20%	1
Rn	C2- 23-2 -10 Ом ± 5%	1
Rdj	СП5-16ТА-0,25 -390Ом ± 20%	1
	Напівпровідникові елементи	1
Q1	КТ3102Г	1
Q2	КТ3107И	1
Q3	КТ838	1

Таблиця аналогів:

Напівпровідникові елементи	Аналоги
Транзистор КТ3102Г	BC108_ZX
Транзистор КТ3107И	BC307C
Транзистор КТ838	2SD1380



Список літератури, використаної при виконанні курсової роботи

1. Грицьків Р.Д. Методичні вказівки до оформлення курсових робіт і проектів /основні вимоги/, Львів, ЛПІ, 1990.

2. Волошанська Н.Г., Сніцарук Л.А. Методичні вказівки до курсової роботи з дисципліни Аналогові електронні пристрої.-Львів, ДУЛП, 1994.

3. Цифровые и аналоговые интегральные микросхемы: Справочник / С.В. Якубовский, Л.И. Ниссельсон, В.И. Кулешова и др. Под ред. С.В. Якубовского, - М.: Радио и связь, 1989. - 496 с.

4. Полупроводниковые приборы. Диоды, тиристоры, оптоэлектронные приборы. Справочник /А.А. Бококов, А.Б. Гинцевич, А.А. Зайцев и др. Под общ. ред. Н.Н. Горюнова. - М.: Энергоиздат, 1982. - 744 с.

5. Полупроводниковые приборы. Транзисторы малой мощности: Справочник /А.А. Зайцев, А.И. Миркин, В.В. Мокряков и др. Под ред. А.В. Голомедова. - М.: Радио и связь, 1989. - 384 с.

6. Полупроводниковые приборы. Транзисторы средней и большой мощности. Справочник: /А.А. Зайцев, А.И. Миркин, В.В. Мокряков и др., Под ред. А.В. Голомедова. -М.: Радио и связь, 1989. - 640 с.

7. Шило В.Л. Линейные интегральные схемы в радиоэлектронной аппаратуре. - М.: Советское радио, 1979. - 268 с.

8. Синклер Ян. Введение в цифровую звукотехнику. Пер. с анг. - М.: Энергоатомиздат, 1980. - 80 с.

9. Остапенко Г.С. Усилительные устройства. Учеб. пособие для вузов. - М.: Радио и связь, 1988. - 400 с.

10. Техника высококачественного звуковоспроизведения. /Н.Е. Сухов, С.Д. Бать, В.В. Колосов, А.Г. Чуканов. - К.: Техніка, 1985. - 160 с.

11. Верекин Л.Е. Бестрансформаторные усилители мощности. - М.: Радио и связь, 1984. - 128 с.

12. Цыкина А.В. Электронные усилители. - М.: Радио и связь, 1982. - 288 с.

13. Аскаев Д.И., Болотников В.А. Функциональные узлы высококачественного звуковоспроизведения. - М.: Радио и связь, 1989. - 288 с.

14. Проектирование транзисторных усилителей звуковых частот./Безладнов Н.Л., Герценштейн Б.Я., Котелов Д.К. Под ред. Н.Л. Безладнова. - М.: Связь, 1978. - 368 с.

15. Войшвилло Г.В. Усилительные устройства. Учебник для вузов. - М.: Радио и связь, 1983. - 264 с.

16. Мандзій Б.А., Желяк Р.І. Основи аналогової мікросхемотехніки. Посібник для студентів радіотехнічних спеціальностей вузів України. /Під ред. д.т.н., проф. Мандзія Б.А., - Львів, Тезаурус, 1993. - 186 с.

Размещено на Allbest.ru

...