Радиопередатчик базовой станции

Размещено на http://www.allbest.ru/

Министерство Российской Федерации по Связи и Информатизации

Московский Технический Университет

Связи и Информатики

Кафедра радиопередающих устройств

Курсовой проект

"Радиопередатчик базовой станции стандарта GSM 900 с выходной мощностью 20 Вт"

Выполнил:

студент группы РT0402

Пантин И.В.

Проверил: ктн.

Груздев В. В.

Москва 2008 г.



Содержание

Глава 1. Техническое задание

Глава 2. Теория

Глава 3. Анализ и сравнительная характеристика найденного прототипа

Глава 4. Разработка структурной схемы тракта передачи базовой станции стандарта GSM900

4.1 Разработка структурной схемы возбудителя

4.2 Разработка тракта усилителя мощности

Глава 5. Расчет функциональных узлов проектируемого радиопередатчика

5.1 Расчет буферного усилителя

5.2 Расчет межкаскадной цепи связи между ПОК И ОК

5.3 Расчет межкаскадной цепи связи между ОК и ВФС

Глава 6. Спецификация

6.1 Таблица используемых резисторов

6.2 Таблица используемых конденсаторов

6.3 Подбор индуктивностей

Список используемой литературы



Глава 1. Техническое задание

Спроектировать РПдУ базовой станции сотовой системы подвижной связи стандарта GSM-900. Полезная мощность 20Вт. Диапазон частот 935-960 мГц. Дуплексный разнос частот приема и передачи 45 мГц. Шаг сетки частот 200 кГц. Способ передачи -цифровой. Вид модуляции -Гауссовская частотная манипуляция с минимальным частотным сдвигом GMSK. Количество речевых каналов на несущую -8. Скорость передачи сообщений в радиоканале 270кбит /сек. Электропитание -220/380 В ,50 Гц. Или от блока аккумуляторных батарей с рекомендуемым напряжением 24, 28, 60 В. Сопротивление фидера 75 Ом .КБВ 0.75

Перечень нормативных документов:

«О связи» федеральный закон № 126-ФЗ от 25 июня 2003 г.

«О техническом регулировании» федеральный закон № 184-ФЗ от 27 декабря 2002 г.

ГОСТ 17-84 Международный стандарт GSM

ГОСТ Р 15.201-2000. Порядок разработки и постановки продукции на производство

Нормы 17-84 - общесоюзные нормы на допустимые отклонения частоты радиопередатчиков всех категорий и назначений.

Нормы 18-85 - общесоюзные нормы на побочные излучения радиопередающих устройств гражданского назначения.

Нормы 19-86 - общесоюзные нормы на ширину полосы радиочастот и вне полосных излучений радиопередатчиков гражданского назначения.

Нормы 7-72 - общесоюзные нормы допускаемых индустриальных помех.

Технические требования:

Системные требования:

Номинальное значение полезной мощности (в антенне): P = 20 Вт.

Диапазон рабочих частот:

на прием: 890-915 МГц

на передачу: 935-960 МГц

величина дуплексного сдвига: 45 МГц.

Шаг сетки частот: 200 кГц.

Вид модуляции: гауссова частотная манипуляция с минимальным частотным сдвигом (GMSK).

Требования на ЭМС:

Допустимое отклонение частоты передатчика : 50·10-8.

Допустимый уровень побочного излучения: -40 дБ, 25 мкВт.

Ширина полосы частот: 200 кГц.

Допустимый уровень внеполосного излучения: -60дБ.

Показатели качества:

Диапазон модулирующих частот: 0.3 - 3.4 кГц.

Индекс модуляции: В·Т = 0.3, где В - ширина полосы по уровню 3 дБ, Т - длительность одного бита.

Допустимая вероятность ошибки:

Средне квадратичное отклонение (СКО) фазы одного бита 5 градусов, пиковое отклонение: 20 градусов.

Эксплуатационные показатели:

Вид электропитания: комбинированный

сеть 220 В, 50 Гц

автономный источник питания, значение напряжения которого кратно 12.

Требование к антенно-фидерному тракту (АФТ):

Волновое сопротивление Zв = 50 Ом;

Допустимый уровень КСВ = 1.2…1.3;

Тип антенны: панельная.

Режим работы: круглосуточный.

Тип устройства: стационарное в помещении.

Объем работы

Изучение используемой литературы.

Изучение и работа с прототипом.

Составление блок схемы данного передатчика.

Расчет: МУ, ПУ, ЗГ, ГУН.

Оформление курсового проекта.



Глава 2. Теория

В 1980 году в соответствии с рекомендацией СЕРТ, относящейся к использованию спектра частот подвижной связи в диапазоне частот 862-960 МГц, стандарт GSM предусматривает работу передатчиков в двух диапазонах частот: 890-915 МГц (для передатчиков подвижных станций - MS, Uplink), 935-960 МГц (для передатчиков базовых станций - BTS, Downlink). Он называется PGSM900. Позднее был выделен диапазон GSM1800, a PGSM900 расширен до диапазона EGSM900 [7].

Таблица 1

Вид GSM	Диапазон частот Uplink, МГц	Диапазон частот Downlink, МГц	Число несущих	Номера частот
PGSM900	890-915	935 - 960	124	1-124
EGSM900	880-915	925-960	174	0-124,975-1023
GSM1800	1710-1785	1805 - 1880	374	512-885

В стандарте GSM используется узкополосный многостанционный доступ с временным разделением каналов (NB TDMA). В структуре ТОМА кадра содержится 8 тайм слотов, на каждой из 124 несущих.

Область, накрываемая сетью GSM, разбивается на соты примерно шестиугольной формы. Диаметр каждой ячейки может доходить от 400 м до 50 км. Функции и интерфейсы элементов сети GSM описаны в рекомендациях ETSL

В качестве речепреобразующего устройства выбран речевой кодек с регулярным импульсным возбуждением/долговременным предсказанием и линейным предикативным кодированием с предсказанием (RPE/LTR-LTP-кодек). Общая скорость преобразования речевого сигнала -13 Кбит/с.

В стандарте GSM достигается высокая степень безопасности передачи сообщений; осуществляется шифрование сообщений по алгоритму шифрования с открытым ключом (RS А).

В целом система связи, действующая в стандарте GSM, рассчитана на ее использование в различных сферах. Она предоставляет пользователям широкий диапазон услуг и возможность применять разнообразное оборудование для передачи речевых сообщений и данных, вызывных и аварийных сигналов; подключаться к телефонным сетям общего пользования (PSTN - Public Switched Telephone Network), сетям передачи данных (PDN - Public Data Network) и цифровым сетям с интеграцией служб (ISDN - Integrated Service Digital Network) [6]

радиопередатчик конденсатор резистор станция



Глава 3. Анализ и сравнительная характеристика найденного прототипа

В данном курсовом проекте поставлена задача проектирования передатчика стандарта GSM-900.Но помимо всего перед нами стоит задача создать проект ,отвечающий всем современным требованиям и регламентам связи . Естественно что в современном мире телекоммуникаций далеко не последнюю роль играет многофункциональность модуля ,его цена ,простота конструкции, которая опять же является показателем качества и себестоимости.

Существуют заграничные аналоги данного звена связи .Нам же необходимо создать проект на основе только лишь русской элементной базы естественно что при этом он должен быть экономически более выгодным и лучше по параметрам. В качестве прототипа передатчика мной выбран иностранный интегральный СВЧ трансивер .

Трансивер -это устройство способное как к приему так и к передачи сообщений .Данный трансивер представлен фирмой Xemics .Модель ХЕ-1203.Данное устройство имеет 3 рабочих частоты :433МГц,868МГц,915МГц.Полудуплексный трансивер данных ХЕ-1203 обеспечивает прямое преобразование (Zero-IF) и функционально включает в себя приемник, передатчик ,синтезатор частоты и некоторые другие узлы .Микросхема работает в частотных диапазонах :433МГц,868МГц,915МГц и обеспечивает 2-х уровневую FSK модуляцию. В типичных приложениях ХЕ-1203 программируется микроконтроллером через 3-проводную последовательную шину, состоящую из сигнальных линий SI,SO,SCK предназначенную для чтения и модификации внутренних регистров трансивера .

ХЕ-1203 включает в себя 4 функциональных блока.

Приемник преобразует входящий сигнал имеющий 2-х уровневую FSK модуляцию, в синхронизированный поток информационных битов. Приемник состоит из малошумящего усилителя ,смесителя ,полосовых фильтров и усилителей, ограничителей , демодулятора и синхронизатора данных.

Передатчик осуществляет модуляцию несущей частоты в соответствии с входным потоком данных. модуляция осуществляется непосредственно синтезатором частот. Встроенный усилитель мощности производит усиление выходного сигнала. Значение мощности выходного сигнала может принимать 4 значения. Частота девиации и скорость передачи передатчика соответствует значениям установленным для приемной части трансивера.

Синтезатор частоты генерирует как гетеродинный сигнал для приемника, так и FSK-модулированный сигнал для передатчика. FSK (Frequency Shift Keying) - частотная манипуляция.

Синтезатор основан на петле Дельта-Сигма ФАПЧ. Частота синтезатора может быть запрограммирована с шагом 500Гц в трех частотных диапазонах, о которых говорилось выше .Стабильность частоты генерируемой синтезатором обеспечивает опорный кварцевый резонатор .Опорная частота ,генерируемая синтезатором ,так же может быть использована для тактирования микроконтроллера ,если его тактовый вход подать на CLKOUT ,на этот вывод подается частота опорного резонатора с программируемым коэффициентом деления ,который может принимать значения 4,8,16 и 32.

Основные электрические характеристики трансивера.

Напряжение питания- 3.3В

Рабочая температура - 25 градусов.

Модуляция- 2-х уровневая FSK.

fс- 915МГц

f- 55кГц.

Скорость передачи - 4.8кБит/сек.

Ток потребления в режиме приемника- 14мА.

Ток потребления в режиме передатчика- 33мА

Девиация частоты- программируемая(1-255)кГц.

Ширина полосового фильтра - программируемая (200кГц).

Выходная мощность ВЧ сигнала - программируемая на нагрузку 50Ом(2-5)Вт.

Время пробуждения передатчика - 200мкс.

Время пробуждения приемника - 1.5мс

Время пробуждения кварцевого ген-ра- 1-гармоника(1мс).

3-гармоника(7мс).

Частота опорногокварца (1,3-гармоники)- 39МГц.

Шаг синтезатора - 500Гц

Рис 1. Структурная схема прототипа .

Как видно из структурной схемы устройства трансивера Рис.1 и его технического описания основные параметры входа и выхода этой системы являются программируемыми именно использование интегральных микросхем позволяет создавать максимально - универсальные приборы ,позволяющие путем изменения заливаемой информации в программируемую ячейку менять функциональные возможности устройства . В данной схеме используется двухуровневая частотная модуляция .Алгоритм данной манипуляции основан на разбиении информационных бит на 2 потока (четные и нечетные) называемые квадратурами. Эти квадратуры затем умножаются на синусную и косинусную составляющие (отличие на 90 градусов). Создается эти несущие с помощью блока Fase. Все это передается в программируемую ячейку а за тем в модулятор.

Как видно из схемы и технической документации данный модуль является современным и универсальным средством в работе с информацией. Но при этом проект данной курсовой является более скоростным средством передачи информации и при сравнении мы имеем большую скорость передачи более чем в 56 раз. Для современной аппаратуры это очень важный показатель качества. При это выходная мощность так же больше у модуля GSM на несколько порядков. Разрабатываемый передатчик создан полностью на нашей элементной базе что говорит большей интеграции в производственный потенциал страны. В структуре передатчика мной так же задействованы интегральные микросхемы что позволяет говорить о не меньшей функциональности передатчика. При этом использован опорный генератор с точностью порядка 6-7.При создании ОГ использовали кварц.

Оба данных связных модуля достойны существования на рынке и отвечают современным требованиям качества, скорости передачи информации и интеграции .



Глава 4. Разработка структурной схемы тракта передачи базовой станции стандарта GSM900

Разработка структурной схемы тракта передачи состоит из двух частей:

Разработка возбудителя;

Разработка тракта усилителя мощности.

4.1 Разработка структурной схемы возбудителя

Возбудитель - устройство, входящее в состав радиопередатчика и предназначенное для формирования колебаний с заданными частотами и требуемым видом модуляции [7].

При разработке структурной схемы возбудителя необходимо принять следующие технические решения, касающиеся:

архитектуры возбудителя;

выбора промежуточной частоты (если это необходимо);

выбора частоты опорного генератора;

выбора способа стабилизации частоты;

выбора способа синтеза частоты;

выбора способа получения заданного вида модуляции;

составления частотного плана возбудителя.

Рассмотрим более подробно каждый пункт этого плана.

Выбор архитектуры возбудителя

Бывают возбудители с прямой архитектурой и с преобразованием частоты.

Прямая архитектура подразумевает, что модуляция получается непосредственно на рабочей частоте. Упрощенно возбудитель с такой архитектурой можно представить в виде опорного генератора (ОГ), синтезатора частот (СЧ), модулятора (М), особенность - в структурной схеме нет преобразователя частоты (ПрЧ). 

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис.2 Прямая архитектура возбудителя

В этом случае, из опорного колебания fоп СЧ формирует сетку частот сразу в рабочем диапазоне, и на рабочей частоте fрч происходит формирование требуемого вида модуляции. Такая структура наиболее простая. Она удобна тем, что СЧ сразу генерирует рабочие частоты, и не требуется преобразование частот, а, значит, не требуется сложная фильтрация на выходе возбудителя. На выходе модулятора получается сигнал с заданным видом работ Uвых. Достоинствами схемы с прямой модуляцией являются простота, большой динамический диапазон передатчика, уменьшение энергопотребления, уменьшение массогабаритных показателей устройства из-за отсутствия фильтров ПЧ, смесителей.

Недостатком прямой архитектуры является сложность управления на рабочей частоте fрч, в частности, на достаточно высоких частотах сложно обеспечить стабильную угловую модуляцию, трудно выдержать стабильную девиацию частоты. Кроме того, при работе на одной частоте генератора, управляемого напряжением (ГУН), входящего в состав СЧ, и выходного усилителя мощности (УМ) возникает паразитный эффект затягивания частоты гетеродина. Смысл этого эффекта в том, что под действием внешних условий окружающей среды меняется сопротивление антенны, соответственно изменяется нагрузка выходного УМ. А так как РЧ блоки базовой станции выполнены на отдельных платах, когда каскады усиления располагаются близко к ГУН, плюс ко всему у них автономное питание, то выходной мощный каскад по цепи питания на ГУН оказывает большое влияние. Внезапный бросок тока, вызванный изменением режима работы УМ, может привести к паразитному выбросу постоянного напряжения на входе питания ГУН. Это в свою очередь приведет к нежелательному скачку значения выходной частоты генератора и ухудшит качество формируемого сигнала [8].

Архитектура с преобразованием частоты подразумевает, что модуляция производится на некоторой пониженной промежуточной частоте fпч, причем эта частота должна быть фиксированной, и последующим переносом на рабочую частоту.

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис.3 Архитектура возбудителя с преобразованием частоты

ОГ создает частоту опорную fоп. Удобно, когда fпч=fоп. Если fпч?fоп, то между ОГ и М ставится дополнительный блок - формирователь промежуточной частоты (ФПЧ). Модуляция производится на фиксированной промежуточной частоте fпч. СЧ, он же гетеродин, формирует частоты в диапазоне (fрчmin- fпч)ч (fрчmax+fпч). Непосредственно рабочие частоты получаются на выходе преобразователя, причем осуществляется преобразование вверх по частоте Тракт преобразования частоты (ТПЧ) состоит из смесителя (СМ) и полосового фильтра (ПФ).

Преимущество данной структуры заключается в том, что на пониженных фиксированных частотах модуляция осуществляется точнее и работа возбудителя устойчивей.

Недостатком такой структуры является наличие сложного ПФ, который режет ненужные комбинационные составляющие (КС), возникающие на выходе нелинейного элемента между частотой гетеродина (fрчmin - fпч) ч (fрчmax + fпч) и промежуточной частотой fпч. Из всех КС нужна только одна - их сумма, которая равняется рабочей частоте. Но в этом случае не достигается главная цель разработчиков - создание интегральной схемы с высокой степенью интеграции.

После предварительного изучения литературы [6; 7, глава 4; 2] для базовых станций (БС) GSM 900 выбрана прямая архитектура возбудителя - прямая модуляция со сдвигом частоты ГУН (см. рис.3). ОГ создает опорную частоту fоп, из которой сдвоенный СЧ формирует две вспомогательные частоты f1 и f2 (f1 - частота, изменяющаяся в диапазоне с шагом Дfш, f2 - фиксированная частота). В ПрЧ происходит преобразование этих частот со сдвигом вниз на рабочую частоту канала fрч, и цифровая квадратурная модуляция формируется уже непосредственно на fрч. На выходе М получается сигнал с заданным видом работы.

Данная структура проста, нет необходимости в применении сложных внешних фильтров. Паразитный эффект затягивания частоты ГУН уменьшается за счет применения сдвоенного СЧ, рабочая частота fрч получается путем смешивания и фильтрации сигналов двух генераторов f1 и f2, работающих на частотах, отличных от канальной. А установка ПрЧ в такой схеме является схемотехническим решением, чтобы уменьшить влияние выходного УМ на ГУН. СМ выполняет вспомогательную функцию. Он стоит перед М, интермодуляционные помехи перед модуляцией уничтожаются с помощью ПФ. Правильным выбором соотношения смешиваемых частот можно исключить попадание КС недопустимо низкого порядка (менее 9) в полосу пропускания используемого фильтра, отфильтровать проще слабые по сравнению с полезным сигналом составляющие. Чем больше относительная расстройка по частоте мешающего сигнала, тем проще требуется при этом фильтр. В то время как в архитектуре возбудителя с преобразованием частоты СМ выполняет основную функцию - преобразование уже полезного сигнала. Он стоит после М, и интермодуляционные искажения накладываются непосредственно на промодулированный сигнал. В этом случае на выходе СМ должен стоят сложный фильтр.

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис.4 Упрощенная структурная схема возбудителя

Выбор промежуточной частоты

Используется прямая архитектура возбудителя, модуляция получается непосредственно на рабочей частоте, поэтому нет необходимости в выборе промежуточной частоты.

Выбор частоты ОГ

Независимо от сложности структуры радиопередатчика для обеспечения хорошей стабильности частоты во всем устройстве должен использоваться один единственный ОГ. Использование двух и более ОГ в возбудителе ухудшает спектр выходного сигнала, увеличивает массогабаритные показатели устройства.

Так как к стабильности опорной частоты fоп предъявляются очень жесткие требования, то ОГ должен быть кварцевым. Частоты его должны быть такими, на которые выпускаются ходовые кварцевые резонаторы. Для базовых станций стандарта GSM компаниями-производителями выпускаются стандартные кварцы на 13 МГц [8].

Выбор способа стабилизации частоты

ОГ является устройством, задающим частоту работы возбудителя. От стабильности частоты ОГ зависит стабильность частоты всего радиопередатчика, поэтому требования к стабильности частоты в устройствах систем сотовой связи достаточно жесткие. Надо любыми возможными способами оградить ОГ от внешних дестабилизирующих факторов (изменения температуры окружающей среды, нагрузки, нестабильности источника питания, воздействия внешних наводимых электромагнитных полей).

Способы стабилизации частоты ОГ следующие:

Использование в качестве ОГ автогенератор с кварцевой стабилизацией частоты.

Частота АГ очень сильно зависит от стабильности питающего напряжения. Изменение напряжения источника питания приводит к изменению барьерных и паразитных емкостей транзистора, которые входят в состав контура АГ. Хоть электропитание оборудования базовых станций осуществляется и от сети и от аккумуляторных батарей, АГ все равно должен быть запитан от отдельного стабилизатора, чтобы никакие другие устройства на его источник питания не влияли.

АГ должен быть компактно смонтирован. Чтобы снизить влияние внешних электромагнитных полей и наводок, его необходимо заэкранировать и заземлить.

Для того чтобы по максимуму развязать ОГ от влияния последующих каскадов, нужно после него поставить буферный усилитель (БУ), обладающий большим входным сопротивлением. Чем больше будет входное сопротивление следующего за АГ каскада, тем меньше энергии туда будет поступать из колебательного контура, тем легче обеспечить выполнение условия баланса амплитуд, а значит, самовозбуждения АГ. К тому же буферный каскад сводит к нулю малейшие изменения нагрузки на АГ. АГ должен работать на стабильную нагрузку, неизменную во времени.

Уменьшить вредное влияние изменения температуры окружающей среды на АГ можно с помощью термостатирования или термокомпенсации. При термостатировании АГ помещается в теплоизолированную камеру, в которой поддерживается фиксированная температура. Это хоть и дорогой способ стабилизации частоты, зато эффективный, обеспечивающий относительную нестабильность частоты в пределах 10-6 и менее. При термокомпенсации элементы контура, в первую очередь контурные емкости, подбираются с противоположными знаками температурных коэффициентов, тем самым при изменении температуры, если один номинал уменьшается, то другой, наоборот, увеличивается, в целом напряжение смещения и частота настройки контура остается неизменной. Этот способ более дешевый и применяется там, где нет физической, технической возможности применить термостат. Относительная нестабильность частоты в этом случае равна 10-5 и более.

В самой базовой станции в целом поддерживается стабильная температура, но, тем не менее, термостат на АГ ставится всегда [9].

Выбор способа синтеза частоты

СЧ - устройство, формирующее сетку высокостабильных частот из опорной частоты.

Синтез частот можно осуществлять прямым (пассивные СЧ) и косвенным (активные СЧ) методом.

Прямой метод синтеза - необходимые частоты формируются из нескольких ОГ путем их сложения, вычитания, умножения, деления. Эти операции производят соответственно с помощью делителей, умножителей и сумматоров частот.

Достоинства прямого синтеза частот: возможность обеспечения сколь угодно малого шага сетки частот; высокое быстродействие (переключение частоты может осуществляться за единицы нс).

Наиболее существенным недостатком прямого синтеза является наличие в выходном сигнале побочных составляющих, т.к. используется большое количество преобразователей. Этот метод неудобен своей громоздкостью и наличием сложных фильтров.

Косвенный метод синтеза частот заключается в том, что выходной сигнал получают от генератора, управляемого напряжением (ГУН), без каких-либо нелинейных преобразований, в результате которых возникают побочные КС, а с помощью петли автоподстройки частоты.

Существует два вида АПЧ: фазовая автоподстройка частоты (ФАПЧ) и частотная автоподстройка частоты (ЧАПЧ).

ФАПЧ (рис. 4) наиболее точная, т.к. в системе нулевая ошибка по частоте: опорная частота fоп и частота ГУН fгун совпадают (fоп=fгун - режим синхронизма). В случае возникновения расстройки (fоп?fгун), дискриминатор вырабатывает сигнал ошибки Дfош=|fоп-fгун|, поступающий на вход ГУН и вызывает его перестройку, что приводит к коррекции этой ошибки. Но недостатком ФАПЧ является небольшая полоса удержания, т.е. при небольших расстройках частоты система не способна сохранить режим синхронизма. К тому же у фазового детектора существует остаточная ошибка по фазе.

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис. 5 Система ФАПЧ

ЧАПЧ (рис.5) менее точная, чем ФАПЧ, так как в системе нет кварцевого генератора. ЧАПЧ применяется только в бытовых приемниках, но преимущество ее состоит в том, что из-за свойств частотного детектора, ширина линейного участка дискриминационной характеристики больше чем у ФАПЧ. Следовательно, полоса удержания и полоса захвата в ЧАПЧ в несколько раз больше, чем у ФАПЧ, и, поэтому легко добиться и удержать синхронизм в системе.



Размещено на http://www.allbest.ru/

Ри.6 Система ЧАПЧ

Противоречие между ФАПЧ и ЧАПЧ решается с помощью импульсно-частотного фазового детектора (ИЧФД). ИЧФД - цифровая микросхема, которая является фазовым детектором с широкой полосой захвата и удержания. ИЧФД объединяет достоинства ФАПЧ и ЧАПЧ, тем самым обеспечивает хорошую стабильность частоты при хорошей полосе захвата.

Исходя из этого, СЧ строят косвенным путем с использованием петлей ФАПЧ, а в качестве устройства сравнения применяется ИЧФД.

Петля ФАПЧ позволяет умножать частоту при помощи делителей, а не умножителей, и не портить стабильность частоты. Ведь при умножении паразитное отклонение частоты также будет умножаться, что не желательно. Основными достоинствами петли ФАПЧ являются: низкий уровень шумов и побочных составляющих на выходе, что позволяет уменьшить требования к фильтрации выходного сигнала. В отличие от прямых методов синтеза здесь не используются сложные полосовые фильтры. Все это приводит к уменьшению габаритов и цены устройства.

Недостатки: большее время перестройки с одной частоты на другую; сложно уменьшить шаг сетки частот. Необходимость быстрого изменения используемого частотного канала в системе налагает на перестраиваемый по частоте ГУН довольно жесткие требования по быстродействию [8].

Рассмотрим СЧ, выполненный косвенным методом, т.е. по методу активного синтеза (рис.6).

Поскольку применяются цифровые микросхемы сначала необходимо поставить амплитудный ограничитель (АО1), чтобы перейти от синусоидальных колебаний ОГ к прямоугольной последовательности. Далее ставится фиксированный делитель частоты на m, который определяет шаг сетки частот Дfш. Шаг сетки частот в свою очередь определяется частотой сравнения fср, которая подается с выхода ГУН на один из входов детектора петли ФАПЧ. После этого идет устройство сравнения, в данном случае это ИЧФД, а после него ФНЧ. Фильтр кроме своей основной функции - выделения из целого ряда КС на выходе детектора частоты разности между частотами на входе ИЧФД, т.е. сигнал ошибки Дfош и, соответственно, подавления различных дискретных составляющих, делает из прямоугольного сигнала синусоидальный. Затем полученный сигнал подается на ГУН, который и формирует выходное колебание fвых. В цепи обратной связи ставится еще один ограничитель АО2, поскольку ГУН - генератор синусоидального напряжения, а здесь стоит делитель с переменным коэффициентом деления (ДПКД), ДПКД также является цифровым устройством, на вход его должна подаваться прямоугольная последовательность. Данный делитель и обеспечивает соответствующий синтез частот. Переключается коэффициент деления с помощью управляющего напряжения еу, оно подается от микроконтроллера (МК) [9].

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис. 7 Структурная схема активного СЧ

Выбор способа получения заданного вида модуляции

При проектировании передающего тракта нужно еще учесть вид используемой модуляции. Методы модуляции могут быть разделены на две группы: методы модуляции с постоянной огибающей и с изменяющейся огибающей.

В сигналах с постоянной огибающей вся информация заложена в частоте, амплитуда постоянна, следовательно, нет требований к линейности УМ, угол отсечки и и напряженность режима выбираются из энергетического компромисса. Сигналы с постоянной огибающей более эффективны энергетически, чем спектрально.

Сигналы с изменяющейся огибающей, наоборот, спектрально компактны, но энергетически не очень эффективны. У таких сигналов происходит вариация и амплитуды и фазы, что приводит к ограничению выбора угла отсечки и и напряженности режима. Важно, чтобы у УМ амплитудная проходная характеристика была линейной.

В стандарте GSM 900 принят метод модуляции сигнала с постоянной огибающей, чтобы использовать простой и дешевый УМ и уменьшить энергопотребление передатчика базовой станции.

Сокращение полосы частот формируемого сигнала в стандарте GSM 900 добиваются за счет использования усовершенствованного вида частотной модуляции - модуляции GМSK (гауссовской частотной манипуляции с минимальным сдвигом). Для получения сигнала с этим видом модуляции в радиопередатчике базовых станций применяют квадратурные модуляторы (I/Q модуляторы). Основу такого модулятора составляют два перемножителя и сумматор сигналов, кроме того, он имеет РЧ вход, РЧ выход и два информационных входа I - синфазный и Q - квадратурный (см. рис10). На эти модуляционные I/Q входы поступают две информационные последовательности Si и Sq с цифрового тракта. Они в цифровых узлах преобразуются из исходного цифрового потока, состоящего из прямоугольных импульсов длительностью T, в два параллельных потока с длительностью 2Т, где Si - последовательность четных импульсов, а Sq - нечетных. Поток Si задерживается на время Т относительно потока Sq [8].

Манипуляция называется "гауссовской" потому, что последовательности информационных бит до модулятора проходят через фильтры нижних частот (ФНЧ) с характеристикой Гаусса:

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис. 8 АЧХ гауссовского фильтра

После прохождения через эти фильтры прямоугольные импульсы стали полуволновыми отрезками косинусоид или синусоид, причем положительным импульсам соответствует положительный полупериод, а отрицательным - отрицательный (рис.8) [10].

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис.9 Диаграммы работы квадратурного модулятора

Полученные импульсы модулируют опорные ортогональные составляющие. В свою очередь квадратурные опорные сигналы получаются при использовании фазовращателя, формирующего два сигнала со сдвигом фазы на 900. Фаза выходного сигнала перемножителя в канале I может иметь значения 00 или 1800, в канале Q - 900 или 2700.



Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис. 10 Векторная диаграмма образования квадратурного сигнала а) и таблица истинности б)

На выходе модулятора получается модулированный сигнал с требуемыми параметрами. Амплитуду и фазу промодулированного выходного РЧ сигнала определяют амплитуда и полярность информационных I/Q сигналов. Наличие задержки в канале Q и синусоидальная форма импульсов обеспечивают отсутствие в выходном сигнале резких скачков фазы, что и обуславливает высокую спектральную эффективность этого метода модуляции. Модуляция GМSK обеспечивает хорошую помехоустойчивость. Правда, за удобство обработки сигнала приходится платить усложнением аппаратурной реализации узла, т.к. происходит увеличение каналов обработки вдвое. Кроме того, эти каналы должны обладать высокой идентичностью амплитудных и фазовых характеристик в диапазоне частот.

Передатчики, формирующие такой вид модуляции, должен соответствовать требованиям к спектральной маске, определяемой стандартом, чтобы излучаемый сигнал не создавал помехи другим пользователям в соседних каналах [8].



Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис.11 Квадратурный модулятор

Описание полной структурной схемы возбудителя

Итак, по выше сказанному составим полную структурную схему возбудителя передатчика базовой станции стандарта GSM 900. При выборе архитектуры возбудителя, оценив все достоинства и недостатки каждой структуры, остановимся на прямой архитектуре передатчика. В качестве ОГ будем использовать АГ с кварцевой стабилизацией частоты. Блок СЧ реализуем в виде сдвоенного СЧ, при этом выберем косвенный метод синтеза частот, а модулятор будем использовать квадратурный.

ОГ вырабатывает опорную частоту fоп. Поскольку применяются цифровые микросхемы сначала сигнал поступает на АО1, чтобы перейти от синусоидальных колебаний ОГ к прямоугольной последовательности. Далее ставится фиксированный делитель частоты на k для уменьшения частоты опорного колебания.

На следующем этапе сигнал разветвляется и попадает в тракт синтеза частот (СЧ1 и СЧ2).

В СЧ1 сигнал снова проходит через делитель с фиксированным коэффициентом деления m, определяющий шаг сетки частот Дfш. После делителя ставится устройство сравнения, в качестве которого используется ИЧФД. На один из его входов подается сигнал ОГ с частотой fоп, поделенный с помощью соответствующих делителей k и m, на другой - частота сравнения fср1. Детектор вырабатывает управляющий сигнал, величина которого пропорциональна разности этих частот Дfош=| fоп - fср1 |. Управляющий сигнал проходит через ФНЧ, необходимый для фильтрации этого сигнала и обеспечения устойчивости работы СЧ. ФНЧ кроме этого делает из прямоугольного сигнала синусоидальный, который затем подается на усилитель постоянного тока (УПТ1). УПТ1 вырабатывает постоянный сигнал, а в случае поступления псевдослучайного сигнала, из-за которого происходит смещение постоянной составляющей на выходе, это устройство осуществляет автоподстройку нуля. Потом управляющий сигнал подается на вход ГУН1, который и формирует выходное колебание f1. В цепи обратной связи ставится еще один ограничитель АО2, поскольку ГУН - генератор синусоидального напряжения, а здесь стоит ДПКД - n1, ДПКД также является цифровым устройством, на вход его должна подаваться прямоугольная последовательность. Данный делитель и обеспечивает соответствующий синтез частот. Переключается коэффициент деления с помощью управляющего напряжения еу, оно подается от МК.

Схема СЧ2 реализуется аналогичным способом, что и схема СЧ1. Единственно, на выходе второго ГУН2 формируется сигнал с частотой f2, а в цепи обратной связи стоит делитель с фиксированным коэффициентом деления n2.

Сигналы с СЧ1 и СЧ2 подаются на СМ, где происходит их смешение - преобразование. На выходе СМ наряду с полезным сигналом образуется целый ряд КС, являющихся паразитными, мешающими. С помощью ПФ1 большинство из них отфильтруются, за исключением тех КС, которые попадут в его полосу пропускания и не смогут быть эффективно подавлены. Для этого необходимо подобрать соотношение смешиваемых частот так, чтобы исключить попадание комбинационных частот недопустимо низких порядков (не менее 9) в полосу пропускания фильтра, выделяющего полезный сигнал.

Затем полезный сигнал с частотой fрч подается на квадратурный модулятор. Квадратурные опорные сигналы получаются при использовании фазовращателя, формирующего два сигнала со сдвигом фазы на 900. Они поступают на перемножители, модулируются информационными последовательностями Si и Sq с цифрового тракта и суммируются. Амплитуду и фазу промодулированного выходного РЧ сигнала определяют амплитуда и полярность информационных I/Qсигналов. После этого сигнал подается на УМ.

На рис.12 изображена полная структурная схема возбудителя передатчика базовой станции.

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис12.Полная структурная схема радиопередающего устройства.

Составление частотного плана возбудителя

Частотный план показывает частоты в каждой точке схемы (на входах и выходах преобразователей).

fоп=13 МГц - номинал опорной частоты, наиболее часто используемой в устройствах систем сотовой подвижной связи GSM 900;

k=13 - фиксированный коэффициент деления, понижающий частоту опорного колебания fоп=13 МГц до значения fоп/k=1 МГц;

Дfш=200 кГц - шаг сетки частот, определенный стандартом GSM 900;

m - коэффициент деления, определяющий шаг сетки частот Дfш, рассчитывается следующим образом:

m=fоп/( k*Дfш) =13*106/(13*200*103)=5;

Рассмотрим два СЧ1 и СЧ2, построенных на основе петель ФАПЧ.

СЧ1 - перестраиваемый по диапазону, необходим для получения диапазона частот fmin1… fmax1 с шагом Дfш:

Дfш=200 кГц - частота на входе СЧ1

fmin1=1125 МГц - минимальная частота, вырабатываемая ГУН1 на выходе СЧ1

fmax1=1150 МГц - максимальная частота, вырабатываемая ГУН1 на выходе СЧ1

Сигнал с выхода СЧ1 fmin1… fmax1 подается на один из входов ИЧФД1. На другой его вход подается сигнал от ОГс частотой fоп, поделенный с помощью соответствующих делителей k и m таким образом, чтобы быть равным шагу сетки частот Дfш= fоп/( k* m). По условию синхронизма сигналы, поступающие на два входа ИЧФД1, должны быть равны. Чтобы выходной сигнал был равен fср1, необходимо в петле обратной связи поставить ДКПД. Расчет его коэффициентов деления:

nmin1=fmin1/fср1=1125*106/ 200*103 = 5625 - минимальный коэффициент деления ДКПД

nmax1=fmax1/fср1 =1150*106/ 200*103=5750 - максимальный коэффициент деления ДКПД

Коэффициенты деления n1 для ДПКД меняются от 5625 до 5750 с шагом 200 кГц;

СЧ2 - неперестраиваемый, выдает фиксированную вспомогательную частоту f2:

fоп/k=1 МГц - частота на входе СЧ2

f2 =190 МГц - частота, вырабатываемая ГУН2 на выходе СЧ2

По условию синхронизма: fоп/k = fср2

fср2 = f2/n2

Из этого выражения следует, что

n2=f2/ fср2

n2=190*106/1*103=190 - коэффициент деления во второй петле ФАПЧ.

Далее частоты fmin1… fmax1 и f2 поступают на вход СМ. На выходе СМ формируется целый ряд КС с частотами n*f1 + m*f2, где n и m=1, 2, 3… С помощью ПФ1 выделяется полезная составляющая fрч= f1 - f2:

fрчmin = fmin1 - f2=1125 - 190 = 935 МГц - минимальная рабочая частота

fрчmax = fmax1 - f2=1150 - 190 = 960 МГц - максимальная рабочая частота

4.2 Разработка тракта усилителя мощности

Усилитель мощности (УМ) - устройство, предназначенное для поднятия мощности сигнала Рвыхвоз, получаемого от возбудителя, до требуемого значения на выходе передатчика Рном.

Режим работы УМ зависит от того, какого рода колебания должны быть усилены. Если усиливаются колебания с постоянной амплитудой, то никаких требований к линейности нет, а значит, нет ограничений к выбору угла отсечки и и степени напряженности режима. При использовании нелинейного усилителя достигается большой КПД. Так как в стандарте GSM 900 применяется одноканальный цифровой сигнал GSMK с угловой модуляцией, то линейного тракта усиления и не требуется.

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис. 13 Обобщенная структура выходных цепей тракта усиления мощности

В ряде средств для обеспечения бесперебойной работы передатчика применяется резервирование, в случае необходимости использования комплекта горячего резерва ставится схема сложения.

Для обеспечения бесперебойной работы систем массового обслуживания, к которым как раз и относится базовая станция, предусматривается полностью резервный комплект оборудования. В случае выхода из строя основной платы автоматически подключается резервная. Внутри самого передатчика резервирование предусматривать не нужно, поэтому и схема сложения не требуется.

Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис. 14 Структура выходных цепей УМ базовой станции

Проектирование УМ проводится от выходного мощного каскада к входному маломощному, который стоит на выходе возбудителя. После расчета каждого каскада известно, какая мощность подведена к его входу. Выходная мощность предыдущего равна входной мощности последующего каскада. Такой подход позволяет наилучшим образом учесть всевозможные потери в тракте УМ и спроектировать УМ точно на заданную мощность, получив при этом минимальное число каскадов.

Оконечный каскад (ОК) должен развить мощность заведомо большую, чем та, которую надо подвести к антенне. Связано это с тем, что между ОК и антенной имеется целый ряд пассивных устройств, в которых неизбежно есть потери мощности.

Мощность Рном, подведенная к антенне, уже учитывает потери в антенно-фидерном тракте (АФТ). Потери в АФТ нормируются величиной КБВ. Если КБВ стандартом не нормируется, то эту величину выбираем из практических соображений, связанных с требованиями надежности. КБВ не должен быть меньше 0,8.

Согласно ТЗ Рном=20 Вт, КБВ=0,8, следовательно,

Рвых дф=Рном/vКБВ=20/v0,8=22,36 Вт.

Дуплексный фильтр (ДФ) - это фильтрующее устройство, совмещающее два фильтра: один для тракта приема, другой для тракта передачи. Главные требования к нему: малые потери в трактах приема и передачи, желательно, чтобы весь сигнал проходил из тракта в антенну; хорошая изоляция, чтобы сигнал из одного тракта не просачивался в другой [2]. КПД ДФ и других пассивных звеньях это есть неточные значения, а ориентировочные. Пока не разработано устройство, его КПД не может быть найдено. Поэтому принимаются ориентировочные значения, взятые из среднестатистических данных уже существующих устройств, согласно [7, стр.64, табл.1.13] здф=0.75. Берем значения с запасом в худшую сторону, потому что уменьшить мощность, если она оказалась выше требуемой, всегда можно подрегулировать напряжение возбуждения на входе возбудителя. А если не учесть какие-то потери, получить меньше требуемой мощности, то такое изделие не пройдет спецификацию [9]. Мощность на входе ДФ с учетом потерь в нем рассчитывается следующим образом:

Рвых вфс=Рвых дф/здф=22,36/0,75= 29,81 Вт.

Выходная фильтрующая система (ВФС) обеспечивает подавление высших гармонических составляющих и там, разумеется, тоже есть потери, их нужно учесть. Предположим, что звфс=0.75, тогда

Рвых цс=Рвых вфс/звфс=29,81/0,75= 39,75 Вт.

Цепи связи (ЦС) нужны для согласования входного и выходного сопротивления усилителя соответственно с выходным сопротивлением предыдущего и входным сопротивлением последующего каскада. При невыполнении этого условия усилитель будет работать в невыгодном режиме, из-за чего могут снизиться мощность и КПД, а также возникнуть искажения передаваемого сигнала. Кроме того, ЦС должны отфильтровывать высшие гармоники; вносить минимальные потери мощности, их КПД на УВЧ не менее зцс = 0,8…0,85. Вид ЦС зависит от коэффициента перекрытия по частоте kf:

kf = fв/fн = 960*106/935*106 ? 1,03.

Так как kf < 1,1…1,2, то ЦС узкодиапазонная, ее выполняют на основе простейших согласующих Г-, Т-, П-цепочек в виде ФНЧ, когда в продольных ветвях включаются индуктивности, а в поперечных - емкости.



Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис.15 П-цепочка связи

Будем использовать согласующую П-цепочку, ее строят путем последовательного соединения двух Г-цепочек. Правая цепочка трансформирует R2 в некоторое сопротивление R0, а левая - R0 в R1, причем R0 должно быть меньше R1, R2 в 2…5 раз. П-цепочка обеспечивает лучшую фильтрацию высших гармоник [12].

Мощность ОК определяется по формуле:

Рок=Рвых цс/зцс=39,75/0,8= 49,68 Вт.

Рассчитав мощность Рок, которая потребуется от самого мощного каскада, необходимо принять решение о том, как этот каскад будет построен (ламповый или транзисторный, однотактный или двухтактный, многомодульный или одномодульный). Построение зависит от целого ряда факторов.

Во-первых, смотрим на заданную номинальную мощность. Если она меньше 1кВт, то надо применять транзисторное построение. Применение ламп целесообразно только на повышенных мощностях, больше 5кВт. В данном случае мощность Рок измеряется десятками Вт, поэтому используются транзисторы.

Во-вторых, из-за небольшого коэффициента перекрытия по частоте kf (kf < 1,1…1,2) необходимо построить узкодиапазонный усилитель, т.е. с резонансной нагрузкой. Применение двухтактных схем при резонансной нагрузке не оправдано, поскольку трудно обеспечить симметрию работы плеч, а, следовательно, обеспечить фильтрацию четных гармоник [12]. Двухтактному построению нужно отдавать предпочтение для реализации широкополосного усилителя при резистивной нагрузке. Тогда, двухтактный усилительный каскад, работающий в режиме класса В, обеспечивает на выходе синусоидальное напряжение без перестройки по частоте. При этом коэффициент усиления одинаков в широком диапазоне частот, КПД высокий, а фильтрация высших гармоник упрощенная. Двухтактный радиочастотный каскад всегда подразумевает наличие трансформаторов. Сделать трансформаторы на частотах близких к 1ГГц не представляется возможным, поэтому в диапазоне УВЧ применяют однотактные схемы. Но их, как правило, делают не резонансными, а с фильтровой нагрузкой, т.е. после каждого каскада усиления ставят ФНЧ в виде П-цепочки.

В-третьих, надо определиться с числом модулей в выходном каскаде. Число их зависит от заданной мощности передатчика и мощности одного модуля, которая, в свою очередь, определяется мощностью транзисторов. По справочнику [11] надо посмотреть, для каких мощностей выпускаются транзисторы на данный диапазон. Если можно набрать необходимую мощность с одного транзистора, то достаточно одномодульного построения, и тогда, соответственно, Рм=Рок. В противном случае требуется многомодульное построение.

При выборе транзисторов необходимо руководствоваться, прежде всего, такими параметрами, как диапазон частот fрч, мощность Р`н, применительно к данному каскаду усиления, максимальный коэффициент усиления по мощности К`р и соответствие его номиналу, максимальный КПД. Очень важен правильный выбор транзистора.

Чтобы найти Ртр, надо воспользоваться экспериментальными параметрами транзистора и в частности экспериментальной мощностью - Р`н. Это мощность, полученная от транзистора в тепличных условиях, где исключены броски питания, где он работает на КБВ нагрузки, равного 1, и никаких перегрузок там не бывает. В реальной же жизни КБВ фидера не равен 1, источники питания не идеально стабильны, возможны всякие катаклизмы, транзистор надо защитить от кратковременных перегрузок. Требования к надежности обязывают недоиспользовать транзистор по мощности. Недоиспользование транзистора по мощности должно быть по крайне мере на 25%.

В данном случае, Р`н >1,25* Рок=1,25*49,68=62,1 Вт.

Также требуется учесть, что Р`н нормируется при определенном питающем напряжении. Реальные питающие напряжения будут отличаться от тех, которые нормированы в справочнике. Большинство транзисторов выпускается на Е`к=28 В. Согласно ТЗ питание осуществляется от аккумуляторов с напряжением 24 В, следовательно, при недоиспользовании транзистора по питанию полную мощность Р`н с него нельзя получить.

Составим таблицу сравнения транзисторов, работающих в нужном диапазоне частот.

Таблица 2

Тип транзистора	Диапазон частот, МГц	f`, МГц	h21э0	fт, МГц	Р`н , Вт	Кр (К`р)	Е`к , В	Схема вкл.
2Т919А	700…2400	2000	7	2100	3,5	4,3	28	ОБ
2Т919Б	700…2400	2000	7,8	2350	1,6	4,8	28	ОБ
2Т919В	700…2400	2000	8	2400	0,8	7	28	ОБ
2Т937А-2	900…5000	5000	50	6500	2,5	2,5	21	ОБ
2Т937Б-2	900…5000	5000	50	6500	4,7	2,35	21	ОБ
2Т942А	700…2400	2000	6,5	1950	9	2,5	28	ОБ
2Т942Б	700…2400	2000	6,5	1950	7	2,5	28	ОБ
2Т946А	400…1500	1000	3	1780	27	7	28	ОБ
2Т948А	700…2300	2000	50	4000	24	3	28	ОБ
2Т948Б	700…2300	2000	50	4000	15	11	28	ОБ
2Т962А	400…1000	1000	4,4	1400	10	4,7	28	ОБ
2Т962Б	400…1000	1000	3,8	1250	20	6	28	ОБ
2Т962В	400…1000	1000	3,5	1800	40	3	28	ОБ
2Т963А-2	2000…10000	10000			0,9	3,7	15	ОБ
2Т963Б-2	2000…10000	10000			0,5	3 дБ	12	ОБ
2Т976А	600…1000	1000	4	1000	60	2,4	28	ОБ
2Т979А	700…1400	1300	4	1280	50	6 дБ	28	ОБ
2Т987А	600…1000	1000	3,8	2200	45	6	28	ОБ
2Т988А	700…1000	1000			17	6	28	ОБ
2Т989В	800…2000				35	3,5	28	ОБ
2Т9102А-2	700…2400	2000	7		4,4	3,5	28	ОБ
2Т9102Б-2	700…2400	2000	7,8		2	3,5	28	ОБ
2Т9103А-2	900…5000	5000			7			ОБ
2Т9118А	900…1400	1300	35	1500	75	7	28	ОБ
2Т9137А	До 2300	2300		4400	2,1	6,9	18	ОБ
2Т9156АС	650…1000	1000	10	1800	15	5	28	ОБ
2Т9156БС	650…1000	1000	3,5	1800	50	4	28	ОЭ
А630А	400…1500	1000	2,4		30	4,6	28	ОБ
А642А	700…2300	2000			15…18		28	ОБ
А642Б	700…2300	2000			8…9		28	ОБ
А653А-5	2000…10000	10000			0,8		15	ОБ
А664А	3000…7000	7000			3,2…3,5		17	ОБ
А667А	2000…7200	7200	4	7200	0,1	4	15	ОБ
А680А	700…1000	1000			17	7,8	28	ОБ
А704А	2000…8500	8500			0,3…0, 35		12	ОБ

После подробного изучения таблицы 1 делаем вывод, что можно подобрать транзистор необходимой мощности (Р`н больше чем на 62,1 Вт). Значит, УМ имеет одномодульное построение.

В мощных ОК однотактных транзисторных усилителях с фильтровой нагрузкой в целях повышения энергетических показателей преимущественно используется режим класса С с углом отсечки и=800. КПД коллекторной (выходной) цепи транзистора при таком угле отсечки будет высоким, потому что отсутствует ток покоя, который проходит через прибор даже при отсутствии на входе сигнала, что приводит к дополнительным потерям. А коэффициент усиления К`р при этом будет незначительным, так как при небольшом угле отсечки амплитуда первой гармоники коллекторного тока уменьшится, следовательно, для получения той же мощности потребуется увеличить амплитуду входного сигнала. В ОК необходимо добиться максимального КПД по той причине, что КПД всего устройства зависит от КПД самого мощного каскада.

Режим работы усилителя для получения максимальной полезной мощности лучше выбирать чуть-чуть перенапряженным, там где импульс коллекторного тока с небольшим провалом, но неглубоким. Чем больше импульс тока будет похож на прямоугольный, тем выше КПД. Связано это с тем, что максимальному току выходной цепи соответствует минимальное внутреннее сопротивление прибора, следовательно, чем меньше оно будет, тем меньше будет потерь и больше КПД. В синусоидальных импульсах энергетически выгодная точка всего лишь одна, когда внутреннее сопротивление минимально, а в прямоугольных - их много, т.е. транзистор будет находиться в энергетически выгодном положении дольше. Конечно, можно было использовать ключевой режим работы транзистора, когда он находится попеременно в состояниях отсечки и насыщения, но практически максимальная частота при этом в УМ будет составлять 100…150 МГц [7].

Выше было найдено, что транзистор для ОК надо искать на мощность Р`н больше, чем на 62,1 Вт. Из таблицы 1 подходит только один транзистор, который может выдать эту мощность - 2Т9118А.

2Т9118А

В соответствии с [11], 2Т9118А - транзистор кремниевый эпитаксиально-планарный структуры n-p-n генераторный. Предназначен для применения в УМ, умножителях частоты и АГ в схеме с ОБ на частотах 900…1450 МГц при напряжении питания 28 В в непрерывном режиме и импульсном режиме.

КПД коллектора при Е`к = 28 В на частоте f`=1300 МГц и Р`н=75 Вт не менее з=45%.

При расчетах входной мощности необходимо учитывать зависимость К`р от f:

fв=fT/h21э0=1500*106/35=43 МГц

Тогда, f'> fв и fв> fв

Следовательно, рассчитаем ориентировочный К`р транзистора, чтобы примерно определить мощность на входе ОК:

Кр? К`р * (f'/f)2 * (Еп/Е`к )2 * (Р`н / Рн),

где К`р, f`, Е`к , Р`н - экспериментальные параметры транзистора;

К`р дБ=7 дБ Переведем в разы: К`р =100,1*К'рдБ=100,1*7?5

Еп = 24 В - напряжение питания;

f в= 960 МГц - верхняя частота рабочего диапазона;

Кр= 5 * (1300*106/960*106)2 * (24/28)2 * (75/62,1) ? 9,83.

Найдем мощность на входе ОК:

Рвх ок=Рок/ Кр=62,1/9,83=6,32 Вт.

Выходная мощность предоконечного каскада (ПОК) с учетом потерь в ЦС зцс = 0,8 равна:

Рпок=Рвх ок/ зцс = 6,32 /0,8=7,9 Вт.

В маломощных ПОК (до 1…10 Вт) применяются однотактные схемы усилителя с фильтровой нагрузкой в режиме класса А, т.е. без отсечки тока и=1800, когда транзистор не выходит из активного состояния. При этом транзистор обеспечивает наибольшее усиление по мощности. Основной недостаток такого режима очень низкий КПД усилителя и большая рассеиваемая мощность на коллекторе.

Транзистор - это мощный усилительный прибор, дорогой, и поэтому его надо использовать на полную мощность. Если требований на линейность нет, то стараются выбирать граничный режим, т.к. там максимальная полезная мощность.

ПОК недоиспользуется по мощности не на 25%, как в ОК, а на 20%. Объясняется это тем, что ПОК работает не на антенну, а на вход следующего каскада.

Р`н >1,2* Рпок=1,2*7,9=9,48 Вт.

Для ПОК нужно подбирать транзистор с мощностью не менее 9,48 Вт.

Из таблицы 1 подходят: 2Т948А, 2Т962Б, 2Т988А.

2Т948Б

В соответствии с [11], 2Т948Б - транзистор кремниевый ...