Исследование микрополоскового фильтра на встречных шпилечных резонаторах
Типы передающей линии, используемые для построения фильтров. Принципы интегральной схемотехники СВЧ цепей. Технология изготовления интегральных схем. Расчет микрополоскового фильтра. Моделирование МПФ с помощью программной среды AWR Design Environment.
| Рубрика | Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника |
| Вид | дипломная работа |
| Язык | русский |
| Дата добавления | 07.04.2015 |
| Размер файла | 543,2 K |
Отправить свою хорошую работу в базу знаний просто. Используйте форму, расположенную ниже
Студенты, аспиранты, молодые ученые, использующие базу знаний в своей учебе и работе, будут вам очень благодарны.
Размещено на http://www.allbest.ru/
Содержание
Аннотация
Сокращения
Введение
Глава 1. Типы передающей линии, используемые для построения фильтров, материалы подложки передающей линии, типы фильтровой структуры
1.1 Типы передающей линии
1.2 Материалы подложки
1.3 Выбор типа фильтровой структуры
1.4 Выбор типа соединительного перехода
Глава 2. Принципы интегральной схемотехники СВЧ цепей
Глава 3. Интегральная схемотехника МПФ
3.1 Структурный синтез базовых элементов
3.2 Механизм и условия формирования частотных характеристик решетчатой секции
3.3 Структуры и практическая реализация высокоизбирательных МПФ
Глава 4.Технология изготовления интегральных схем
Глава 5. Расчет микрополоскового фильтра на основе встречных шпилечных резонаторах
Глава 6. Моделирование МПФ с помощью программной среды AWR Design Environment (Microwave Office)
6.1 AWR Design Environment (Microwave Office)
6.2 Моделирование фильтра в MWO
Глава 7. Охрана труда
7.1 Оценка возможных опасных и вредных производственных факторов
7.2 Обеспечение безопасности и охраны труда на предприятиях
7.3 Обеспечение благоприятных санитарно-гигиенических условий труда на рабочем месте
7.4 Инженерный расчет экранировки экспериментальной установки
Глава 8. Экологическая часть
Глава 9.Экономическая часть
Заключение
Список литературы
Аннотация
Дипломный проект посвящен исследованию микрополоскового фильтра на встречных шпилечных резонаторах, выполненного на подложке из фторопласта (Ф4) с габаритными размерами 12,7х30,5, работающего в диапазоне частот 3,7 - 4,2 ГГц.
В специальной части диплома проанализированы линии передачи, используемые для изготовления фильтров, рассмотрены материалы подложек и типы фильтровых структур.
Конструктивно-технологическая часть работы посвящена интегральной схемотехнике микрополосковых фильтров и технологии их производства в составе интегральных схем СВЧ.
Проведено компьютерное моделирование проектируемого фильтра с помощью программы AWR Design Environment (Microwave Office). Результаты моделирования получены в виде частотных зависимостей комплексного коэффициента передачи (S21) и КСВН (S11).
В экономической части дан расчет себестоимости исследуемого фильтра, также рассмотрены вопросы охраны труда и экологии.
В заключении сделаны выводы по дипломному проекту и соответствии полученных результатов техническому заданию.
Сокращения
АП - автоматизированное проектирование
ГИС - гибридная интегральная схема
ИС - интегральная схема
КВЧ - крайне высокие частоты
ЛП - линия передач
МИС - монолитная интегральная схема
МПФ - микрополосковый фильтр
ОИС - объемная интегральная схема
ПАВ - поверхностные акустические волны
ППЭ - плотность потока энергии
САПР - систем автоматизированного проектирования
СВЧ - сверхвысокие частоты
УВЧ - ультравысокие частоты
Введение
Микроэлектроника СВЧ получила интенсивное развитие, несмотря на большие трудности создания твердотельных СВЧ приборов, примерно во второй половине XX века. При исследовании и проектировании микроэлектронных устройств СВЧ нужно принимать во внимание очень многие факторы, ограничение очень небольшими размерами узлов, сосредоточением полей высоких частот в малых объемах, присутствием цепей паразитной связи, взаимодействием находящихся в непосредственной близости элементов структуры, проблемами отвода тепла, строгие запросы к точности изготовления и однородности материалов. Основным методом работы при проведении расчёта характеристик микрополосковых фильтров СВЧ, как и многих других исследовательских работ в области СВЧ электроники, является моделирование. Различают физическое и математическое моделирование. При физическом моделировании создаётся макет исследуемого устройства и подготавливается измерительная установка, включающая контрольно-измерительную аппаратуру (осциллографы, вольтметры и т.д.) и источники внешних воздействий (генераторы). Это моделирование представляет собой процедуру, включающую проверку принципа действия устройства, снятие экспериментальных зависимостей выходных параметров при различных внешних воздействиях и наборах значений внутренних параметров устройства, анализ экспериментальных результатов. Достоинством физического моделирования является высокая достоверность, так как используются реальные компоненты, и имеется возможность проводить исследования в реальных внешних условиях. Однако это требует больших затрат и не позволяет получить полную информацию о поведении объекта из-за ограниченного доступа к элементам моделируемого объекта. Например, нельзя измерить потенциалы внутри интегральной схемы.
В настоящее время широкое распространение получило математическое моделирование, при котором исследование проводится на математической модели, представляющей собой систему дифференциальных и алгебраических уравнений, таблицу или какое-либо другое описание исследуемого объекта.
Очень эффективным является моделирование на ЭВМ с помощью систем автоматизированного проектирования (САПР). Применение САПР даёт возможность отказаться от разработки оригинальных программ для моделирования конкретных устройств и значительно сократить затраты на постановку машинного эксперимента. САПР позволяют моделировать устройства на уровне структурных, функциональных и принципиальных схем. Независимо от формы представления объекта моделирование в самой САПР проводится путём решения системы уравнений математического моделирования объекта, которая автоматически строится по описанию объекта на входном языке САПР. Обычно в САПР имеются средства, позволяющие задавать различные входные сигналы и наблюдать сигналы в различных точках объекта, в том числе и в точках, к которым нет доступа при натурном моделировании.
САПР - это организационно - техническая система, представляющая собой комплекс средств автоматизированного проектирования (АП), связанный с подразделениями проектной организации и выполняющий АП. Автоматизированным называется проектирование, осуществляемое ЭВМ при участии человека.
САПР можно представить как программную систему, которая по входному описанию автоматически строит математическую модель объекта, используя определённый набор моделей компонентов, а затем автоматически решает полученную систему уравнений. Всякая математическая модель описывается набором параметров, численные значения которых определяют характеристики конкретного объекта. Основными характеристиками математической модели являются точность, вычислительные затраты (затраты памяти и машинного времени на расчёт) и количество параметров. Точность характеризует степень соответствия выходных параметров, рассчитанных по модели, параметрам реального объекта. Точность зависит от погрешности определения параметров модели. При постановке машинного эксперимента одной из основных задач является выбор моделей, обеспечивающих требуемую точность при минимальных вычислительных затратах и количестве параметров.
Математические модели, используемые в САПР, строятся на базе элементарных математических моделей, описывающих компоненты и источники внешних сигналов. К математическим моделям компонентов относятся математические модели фильтров, конденсаторов, диодов, транзисторов и других компонентов. Математические модели источников сигналов - модели различных источников тока и напряжения, используемые в качестве внешних сигналов (прямоугольный импульс, гармонический сигнал и т.д.).
Следует отметить, что подход, при котором волновые и конструктивно-технологические особенности интегральных ЛП рассматриваются как дополнительные степени свободы в совершенствовании микроэлектронных СВЧ цепей, привел к разработке принципиально новых элементов и высокоэффективных устройств на их основе. Это создание трехмерных (объемных) ИС на основе комбинации различных типов интегральных ЛП (микрополосковых, копланарных, щелевых, диэлектрических и их модификаций). Использование нерегулярно-включенных линий в многослойных структурах с сильной электромагнитной связью, формирование структур с несколькими путями передачи энергии, создание СВЧ цепей, принцип действия которых основан на эффекте неравенства фазовых скоростей нормальных волн в многопроводных системах связанных линий с неоднородным магнитодиэлектриком, а также использование волн высших типов.
Одной из актуальных сторон научно-технического прогресса является увеличение насыщенности наземных и летательных транспортных средств и аппаратов современными радиолокационными и связными устройствами [1]. Исходя из особенностей применения, к числу основных требований, предъявляемых к этим устройствам, относятся малые массогабаритные характеристики, которые входят в состав обязательных требований к современной специальной аппаратуре и часто определяют принципиальную возможность ее размещения на объекте.
Учитывая постоянно растущие требования к качеству создаваемых приемных устройств, принципиально важным является выбор конструктивно-технологических методов изготовления аппаратуры, который, в свою очередь определяется свойствами и характеристиками применяемых в ней узлов и элементов.
Проектирование и исследование высокоизбирательных микрополосковых фильтров (МПФ) является важным циклом разработки устройств интегральной СВЧ электроники. Эти фильтры являются базовыми элементами гибридных (ГИС), монолитных (МИС) и объемных (ОИС) интегральных схем [2], что определяется компактностью их структур, высокой предельной частотной избирательностью и электромагнитной совместимостью со смежно расположенными на подложке элементами ИС. Они находят широкое применение в различных системах радиосвязи УВЧ, СВЧ, и КВЧ диапазонов в качестве входных и выходных фильтров приемно-передающей аппаратуры, диплексеров, фильтров преобразователей и умножителей частоты [3].
Одним из ключевых элементов многофункциональных приемных устройств, определяющих его массогабаритные характеристики (особенно в дециметровом диапазоне длин волн) являются полосно-пропускающие высокодобротные микрополосковые СВЧ фильтры . Их разработка и совершенствование конструкции является актуальной проблемой. За десятилетия работы предложен широкий спектр такого рода устройств - от коаксиальных воздушных фильтров до фильтров на ПАВ и на диэлектрических резонаторах. В связи с массовым применением в современных приемных устройствах технологий гибридных и монолитных интегральных схем, характеризующихся, в частности, малыми размерами и особенно высотой реализуемых функциональных устройств, актуальной является задача создания фильтров, оптимизированных по критерию миниатюрности, изготовленными по планарной технологии [4].
Принцип работы объемно-полосковых фильтров заключается в том, что итоговая характеристика фильтра образуется при совместном участии как собственно фильтрующей тонкопленочной встречно-шпилечной структуры, так и корпуса, верхняя крышка которого находится настолько близко от поверхности полосковой структуры, что внутренний объем начинает принимать самое непосредственное участие в формировании амплитудно-частотной характеристики. В результате совместного действия перечисленных факторов, получается эффективная по электрическим параметрам и очень компактная (особенно по высоте) электрогерметичная конструкция, технологически хорошо совместимая с устройствами современной твердотельной электроники [5].
Состояние вопроса.
освоить методику автоматизированного проектирования МПФ, включая решение задач аппроксимации, структурного (топологического) и параметрического синтеза;
исследовать взаимосвязь между электрическими параметрами МПФ и топологическими размерами его структуры; определить влияние технологического разброса параметров элементов синтезированного МПФ на его электрические параметры;
определить предельно достижимые параметры синтезированного МПФ с учетом технологических ограничений его изготовления.
Постановка задачи.
Задача дипломного проекта состоит в исследовании микрополоскового фильтра на встречных шпилечных резонаторах в рабочем диапазоне частот 3,7-4,2 ГГц. Для расчета разработана схема микрополоскового фильтра в программе AWR Design Environment (Microwave Office).
Глава 1. Типы передающей линии, используемые для построения фильтров, материалы подложки передающей линии, типы фильтровой структуры
1.1 Типы передающей линии
Одним из важных этапов в проектировании фильтров является выбор типа передающей линии и материала подложки. От этого зависят не только массогабаритные характеристики фильтра, но и его технологичность, реализуемые потери в полосе пропускания, простота настройки и т.п. Наиболее часто реализуемыми на сегодня являются [6]:
а) симметричная полосковая линия с воздушным заполнением;
б) симметричная полосковая линия с диэлектрическим заполнением (=10-100);
в) несимметричная полосковая линия (=10-100);
Общепринятым при конструировании узкополосных фильтров с малыми потерями является применение симметричной полосковой линии с воздушным заполнением [7]. Добротность резонаторов, выполненных на такой линии, может превышать 1000 (что определяет малые вносимые потери фильтра), а температурный уход определяется материалом корпуса и может быть минимизирован применением специальных материалов (инвар). Конструкция фильтров характеризуется относительной простотой расчета и сравнительно легкой настройкой [8]. Главным и определяющим недостатком этого типа линии передачи являются относительно большие размеры устройств на их основе..
Значительно более компактной является структура, где используется симметричная полосковая линия с диэлектрическим заполнением. Достоинством такой конструкции является также отсутствие излучения. Симметричная полосковая линия обладает двумя принципиальными недостатками [9]:
расчет такой конструкции осложняется наличием практически неизбежного и не воспроизводимого воздушного зазора между верхней и нижней обкладками из-за конечной толщины металлизации нанесенного на диэлектрик рисунка. Причем искажения будут тем сильнее, чем больше диэлектрическая проницаемость материала. Поэтому применимость такого типа полосковой линии целесообразна лишь для достаточно пластичных материалов со сравнительно невысокой величиной диэлектрической проницаемости;
настройка таких фильтров (особенно при высокой диэлектрической проницаемости материала подложки) затруднительна из-за сложности конструктивной реализации механизма подстройки;
Несимметричная полосковая линия (называемая также микрополосковой) на материалах с высокой диэлектрической проницаемостью в значительной степени лишена недостатков, свойственных симметричной структуре [10]. Особенно это проявляется в открытости фильтровой структуры для настройки. В то же время для микрополосковой линии свойственно повышенное по сравнению с описанными выше типами линий излучение, что, безусловно, приводит к значительному влиянию на характеристики фильтра стенок корпуса. Это вынуждает зачастую при проектировании фильтра прибегать к методу предискажений. Кроме того, несимметричная линия обладает относительно невысокой (не более 300-500) добротностью.
В результате сравнительного анализа по совокупности предъявляемых требований и имея в виду в первую очередь миниатюрность создаваемой конструкции, предпочтение при проектировании следует отдать микрополосковой линии [11]. Ценой такого выбора является необходимость решения серьезных проблем, связанных с влиянием объема корпуса создаваемого фильтра на его характеристики.
1.2 Материалы подложки
При выборе материала диэлектрика в технике СВЧ, используемого в качестве подложки для полосно-пропускающего фильтра руководствуются параметрами при которых будет использоваться микроэлектронное устройство, т.к. от качества обработки поверхности платы используемой как база для электрической схемы и распространения СВЧ-колебаний в системе напрямую зависят фильтрующие свойства. Диэлектрические материалы в СВЧ технике обычно делают из тонких листов или пластин. Микрополосковые подложки делятся на органические и неорганические диэлектрики. К органическим диэлектрикам относятся: фторопласт, полиэтилен, полипропилен (неполярные полимеры), полистерол (полярный полимер); к неорганическим - корундовая керамика (поликор). К материалу диэлектрика, используемого в качестве подложки для микрополоскового полосно-пропускающего фильтра, предъявляется целый ряд требований, наиболее существенными из которых являются[12]:
Для обеспечения минимальных линейных размеров, материал должен иметь возможно более высокую диэлектрическую проницаемость.
Для обеспечения минимальных вносимых потерь, материал должен иметь минимальные собственные потери.
Учитывая узкие полосы пропускания фильтра, материал должен обладать малым разбросом диэлектрической проницаемости и обеспечивать минимальный температурный уход частоты настройки.
Материал должен быть достаточно технологичным для изготовления на нем фильтровой структуры методом тонкопленочной фотолитографии.
Материал должен быть достаточно прочным, чтобы было возможно обеспечить его крепление в корпусе фильтра.
Для обеспечения минимальных линейных размеров, материал должен иметь возможно более высокую диэлектрическую проницаемость.
Для обеспечения минимальных вносимых потерь, материал должен иметь минимальные собственные потери.
Учитывая узкие полосы пропускания фильтра, материал должен обладать малым разбросом диэлектрической проницаемости и обеспечивать минимальный температурный уход частоты настройки.
Материал должен быть достаточно технологичным для изготовления на нем фильтровой структуры методом тонкопленочной фотолитографии.
Материал должен быть достаточно прочным, чтобы было возможно обеспечить его крепление в корпусе фильтра.
Как отмечалось выше, одной из важнейших характеристик материала подложки является величина и температурная стабильность ее диэлектрической проницаемости, определяющей центральную частоту настройки фильтра. Известно [8], что длина четвертьволнового микрополоскового резонатора Lр определяется по формуле:
,
где С - скорость света 3х108 м/сек, f- частота резонанса, Гц, К - коэффициент укорочения длины микрополосковой линии. Коэффициент укорочения длины микрополосковой линии , где эф - эффективное значение диэлектрической проницаемости материала. Таким образом, величина коэффициента К, а также его температурная стабильность, определяемые свойствами материала подложки, однозначно характеризуют частоту резонанса в микрополосковой линии, а также ее температурную зависимость. Согласно [9], зависимость эф от диэлектрической проницаемости материала микрополосковой линии, а также от ее параметров описывается выражением:
,
где 0 - диэлектрическая проницаемость материала подложки, а h/w - отношение толщины подложки к ширине микрополосковой линии.
Как известно, потери (или реализуемая добротность) в микрополосковой линии определяются тремя составляющими [13]: потерями на излучение, в токоведущих дорожках, а также в диэлектрическом материале. Учитывая высокое значение диэлектрической проницаемости, потери на излучение при отсутствии высших типов волн вносят [9] пренебрежимо малый вклад в добротность микрополосковых резонаторов и в дальнейшем рассматриваться не будут. В этом случае добротность микрополосковой линии (Q0) определяется известным выражением
,
где Qm - собственная добротность резонатора, связанная с шириной токоведущих дорожек, их электрическим сопротивлением и рабочей частотой, а Qd - составляющая добротности, связанная с потерями в диэлектрике.
Как показывает анализ достаточно сложного выражения для собственной добротности, ее рост определяется в первую очередь увеличением толщины металлизации, а также относительной ширины токоведущих дорожек. Для физически и технологически реализуемых параметров, величина Qm находится в интервале между 300 и 400 [8].
Качество материала подложки, в значительной степени, определяется тангенсом угла диэлектрических потерь (tg), связанным с соответствующей составляющей добротности микрополосковой линии Qd.
1.3 Выбор типа фильтровой структуры
В СВЧ электронике обычно фильтры рассматривают как пассивные четырехполюсники, принцип действия которых основан на передаче СВЧ частот в согласованную нагрузку с определенной частотной характеристикой. Фильтры как избирательные устройства обычно выделяют нужную частоту колебаний и не принимают другие частоты не заданные в данном диапазоне. Фильтры могут использоваться для формирования канала определенной частоты, для разбивки на более узкие частотные каналы (такие фильтры называют мультиплексерами).
Фильтры СВЧ строятся на соединяющих их линиях передач, проходных резонаторах и реактивных неоднородностях. По принципу действия фильтры разделяются на: отражающие и неотражающие. Фильтр может быть настроенным на фиксированную частоту и перенастраиваемый путём сопряжённой перестройки всех его звеньев-резонаторов.
В высокочастотной технике избирательные устройства, как правило, имеют в своей основе разнообразные отрезки линий передачи (коаксиальных кабелей, полосковых линий, металлических волноводов), являющихся по существу распределёнными колебательными системами. В диапазоне 100 МГц -- 10 ГГц применяют гребенчатые, шпилечные, встречно-стержневые, ступенчатые фильтры из полосковых резонаторов.
В сантиметровом диапазоне частот обычно используют фильтры на металлических волноводах т.к. их размеры вполне приемлемы. В дециметровом и метровом диапазонах, как правило, пользуются популярностью фильтры на основе коаксиальных кабелей. Коаксиальные фильтры чаще всего применяются в дециметровом и метровом диапазонах. Полосковые фильтры применяются в сантиметровом и дециметровом диапазонах. Также нужно при разработке электрических фильтров, учитывать способность их перестройки и подстройки которую можно осуществить в случае необходимости (влияние элементов составляющих фильтр, зависящие от особенностей конструкции и совместимости с другими модулями системы).
Основополагающими моментами разработки фильтров, являются как технология их изготовления, так и принцип действия для заданного диапазона частот и соответствующий вид АЧХ.
Различают основные виды электрических фильтров: фильтры низких частот (ФНЧ),фильтры высоких частот (ФВЧ), полосовые фильтры (ПФ), режекторные фильтры (РФ).
Учитывая предъявляемое к фильтрам сочетание таких требований, как миниатюрность, малые вносимые потери, а также простота и технологичность настройки, наиболее приемлемыми являются следующие конструкции фильтров:
а) структура на встречных шпилечных резонаторах;
б) гребенчатая структура;
в) фильтр с Чебышевской характеристикой;
Рассмотрим эти типы фильтров более подробно:
Фильтр на встречных шпилечных резонаторах является одной из наиболее просто рассчитываемых структур. Он прост в настройке и технологичен (особенно применительно к тонкопленочной технологии). Имеет паразитную полосу пропускания на 3-й гармонике.
Гребенчатая структура позволяет в 1.5-1.8 раза уменьшить длину фильтра (за счет “укорачивающих” емкостей), имеет крутой высокочастотный скат. Паразитная полоса пропускания расположена дальше, чем во встречно-стержневой структуре (примерно на 4-й гармонике). Возможное достоинство структуры заключается и в том, что разомкнутые штыри фильтра нагружены на конденсаторы, что несколько уменьшает уровень излучения с разомкнутых концов резонаторов [14]. К числу основных недостатков гребенчатой структуры следует отнести меньший допускаемый диапазон перестройки, а также жесткие требования к добротности и стабильности укорачивающих конденсаторов и, как следствие, к сложности и громоздкости их реализации (особенно для микрополосковых конструкций фильтра).
Фильтр с Кауэровской характеристикой является одной из перспективных структур. Согласно [8,12,13] он, при том же числе схемных элементов, обеспечивает большее затухание в полосе заграждения, чем рассмотренные выше фильтры с Чебышевской характеристикой. Влияние же диссипативных потерь у Кауэровских фильтров меньше, что особенно важно при проектировании узкополосных фильтров. Главным недостатком Кауэровских фильтров является большая сложность и вследствие этого слабая разработка методов расчета, серьезные проблемы при отработке реальных конструкций, а также большие размеры по сравнению с конструкциями на встречных шпилечных резонаторах [15].
Сравнительный анализ рассмотренных структур показывает, что с учетом совокупности предъявляемых требований и отсутствие серьезных практических наработок по конкретной реализации в СВЧ диапазоне узкополосных фильтров с Кауэровской характеристикой, на данном этапе работы предпочтительным является выбор структуры на встречных шпилечных резонаторах. Следует заметить, что, несмотря на распространенность, расчет узкополосных (с полосой менее 5%) полосовых СВЧ фильтров является проблемой и для этого типа структуры.
1.4 Выбор типа соединительного перехода
Устройства СВЧ функционально и конструктивно организованы в блоки. Связь между ними и измерение их параметров осуществляются с помощью стандартных коаксиальных или волноводных линий передачи. Соединение МПЛ с коаксиальной линией или волноводом обеспечивается переходами. В измерительной аппаратуре необходимы хорошее согласование, малые потери, универсальность, быстрое и надежное соединение. Для переходов модулей СВЧ, кроме того, желательны малые габариты, устойчивость к климатическим и механическим воздействиям, герметичность, простота изготовления и низкая стоимость.
Классифицировать переходы можно по типам соединяемых линий, например различаются коаксиально-полосковые, волноводно-полосковые переходы, переход от микрополосковой к щелевой линии и т.д.
Чаще всего для соединения модулей применяется коаксиальный кабель. Соединение коаксиального тракта с МПЛ можно выполнить двумя способами: через коаксиально-полосковый переход - переходную секцию, имеющую коаксиальный вход и полосковый выход, или непосредственным соединением жилы кабеля с проводником - прямой кабельный ввод. Коаксиально-полосковый переход получил более широкое распространение по сравнению с прямым кабельным вводом.
Конструктивно коаксиально-полосковые переходы различаются по взаимному расположению осей коаксиального кабеля и проводника, виду полосковой линии, с которой он соединяется, типу переходного участка, конструкции соединения с полосковой линией. Жила кабеля и проводник могут быть соосными (аксиальное, торцевое соединение) и перпендикулярными. Соосный переход (рис. 1.4.1) меньше, чем перпендикулярный, искажает структуру поля и, следовательно, является более широкополосным. Однако если волновые сопротивления и размеры коаксиальной и МПЛ сильно отличаются, то используются перпендикулярные переходы. (рис. 1.4.2). Согласование в таких переходах осуществляют, подбирая диаметр соединительного штыря 1, проходящего через подложку 2, и размеры коаксиальной диэлектрической втулки 3. Иногда для улучшения согласования удаляют диэлектрик вокруг штыря. Требуемое согласование может быть достигнуто также подключением разомкнутого или короткозамкнутого шлейфа 4 к точке соединения штыря перехода и МПЛ. Настройку осуществляют, изменяя длину шлейфа. Длина разомкнутого шлейфа равна примерно половине длине волны; длина короткозамкнутого шлейфа составляет приблизительно четверть длины волны.
Рис.1.4.1.Конструкция соосного коаксиально-полоскового перехода:
1- центральный проводник коаксиальной линии; 2- полосковый проводник; 3- подложка; 4- основание.
Рис. 1.4.2. Перпендикулярный коаксиально-полосковый переход:
1- штырь; 2- подложка; 3- диэл. втулка; 4- шлейф; 5- центральный проводник коаксиальной линии.
Волноводно-полосковые переходы применяются в основном в диапазонах сантиметровых и миллиметровых длин волн. Переходы с соосным возбуждением имеют минимальные отражения, ввиду отсутствия изгибов передающего тракта. Широкую полосу пропускания имеют параллельные волноводно-полосковые переходы с гребенчатым П- или Н-образным волноводом. Переход с П-образным волноводом показан на рисунке 1.4.3. К выходу гребенчатого перехода, имеющего соответствующее волновое сопротивление, непосредственно подключается МПЛ, что обеспечивает минимальную переориентацию поля. Плавный или ступенчатый гребенчатый переход реализует в диапазоне рабочих частот выбранный закон согласования: равноволновый (чебышевский) или максимально плоский (баттервортовский).
Рис. 1.4.3. Волноводно-полосковый переход: 1- прямоугольный волновод; 2- диэлектрическая подложка; 3- ступенчатая вставка П-образного волновода; 4-диэлектрический винт; 5- контактный язычок; 6-МПЛ.
Рис. 1.4.5 Волноводно-полосковый переход с зондом: 1-металлический зонд; 2- диэлектрическая подложка; 3- проводник МПЛ; 4- короткозамкнутый шлейф; 5- короткозамкнутый поршень.
Параллельный переход от волновода к МПЛ может быть выполнен на основе зонда с шариком на конце (рис. 1.4.4). Стенка волновода является одновременно заземленным основанием МПЛ. Согласование такого перехода осуществляется подбором диаметра зонда и отверстия в стенке волновода, а так же длинны волны короткозамкнутых шлейфов, один из которых выполнен на диэлектрической подложке, а другой представляет собой участок волновода с регулируемым короткозамыкателем.
Из рассмотренных соединений для микрополоскового фильтра на встречных шпилечных резонаторах более всего подходит соосный коаксиально-полосковый переход, так как он меньше, чем другие, искажает структуру поля и, следовательно, является более широкополосным, так же более прост в изготовлении и установки, что и нужно для широкополосной микрополосковой структуры.
Глава 2. Принципы интегральной схемотехники СВЧ цепей
Успешное решение комплексной проблемы создания функционально сложных микроэлектронных модулей СВЧ различного назначения с предельно достижимыми электрическими параметрами и высокой степенью интеграции возможно, как известно, только на основе сопряженной разработки физических, конструктивно-технологических и схемотехнических принципов построения ИС СВЧ. В настоящее время в этой области достигнуты значительные успехи. Широкое применение в технике СВЧ находят гибридные, монолитные и объемные ИС, что явилось результатом широкомасштабных исследований в области создания принципиально новых технологий, активных твердотельных элементов, интегральных линий передачи (ЛП) различных типов, разработки новых принципов схемотехники и конструирования.
Особое место в этом процессе совершенствования устройств СВЧ занимают исследования и разработка рациональных схемотехнических решений, так как причиной достоинств и недостатков различных схем является структура СВЧ цепи, неудачный выбор которой затем не может быть восполнен самыми современными методами оптимизации. Наиболее остро значимость схемотехники проявляется тогда, когда возможности элементного базиса исчерпаны и дальнейшее его совершенствование наталкивается на глубокие физические и технологические ограничения и противоречия.
Следует отметить, что, несмотря на значительные успехи в области технологии изготовления гибридных и монолитных устройств СВЧ, их схемотехника не претерпела существенных изменений (за исключением ОИС СВЧ) и базируется в основном на теории и практике планарных полосковых структур. Эти структуры, разработанные исходя из условия распространения Т-волн в полосковых ЛП, размешенных в однородной среде, образуют тот "золотой фонд", который перешел в СВЧ микроэлектронику из полосковой техники и составил основу ее развития. Однако интегральная реализация ЛП привнесла целый ряд характерных для них конструктивно-технологических и волновых особенностей, которые существенно снижают потенциально достижимые электрические параметры традиционных полосковых структур при их интегральном исполнении. К этим особенностям в первую очередь следует отнести:
сравнительно низкую собственную добротность колебательных систем на интегральных ЛП, что обусловливает значительно большие потери в СВЧ цепях и приводит, в частности, к снижению предельной частотной избирательности фильтров:
низкий перепад реализуемых значений волновых сопротивлений ЛП. вследствие чего при синтезе цепей приходится прибегать к схемотехнической избыточности;
сложность достижения в планарных структурах высоких значений коэффициента электромагнитной связи между линиями, что ограничивает функциональные возможности систем связанных линий и, в частности, создание широкополосных устройств на их основе (фильтров, направленных ответвителей, фазовращателей и т.д.);
различие фазовых скоростей нормальных волн в многопроводных структурах с неоднородным магнитодиэлектриком, что нарушает принцип работы традиционных полосковых схем при интегральном исполнении, существенно ухудшая их электрические параметры;
дисперсия основной волны в интегральных ЛП, что ограничивает полосу пропускания СВЧ устройств;
возбуждение в интегральных ЛП волн высших типов, что ограничивает диапазон рабочих частот традиционных полосковых схем ;
несанкционированные электромагнитные связи в открытых структурах, что нарушает условия электромагнитной совместимости смежно расположенных на подложке элементов и ограничивает возможность дальнейшего повышения степени интеграции ИС СВЧ.
Естественно, что создание элементной базы со своими волновыми и конструктивно-технологическими особенностями, низкие потенциальные возможности большинства традиционных схем полосковых устройств, при их интегральном исполнении, а также постоянная тенденция к повышению функциональной сложности и степени интеграции СВЧ устройств обусловили необходимость разработки новых принципов их схемотехники, а точнее, интегральной схемотехники.
Интегральная схемотехника (микросхемотехника) может быть определена как раздел СВЧ микроэлектроники, охватывающий исследования и разработку таких схемотехнических решений, в которых эффективно используются специфические конструктивно-технологические и волновые особенности ИС СВЧ с целью улучшения их основных характеристик. Таким образом, это концептуальное положение выдвигает на первый план задачу разработки методов синтеза таких структур, в которых эти особенности должны быть “активизированы”.
В общей проблеме синтеза СВЧ цепей с заранее заданными характеристиками в зависимости от используемого эффекта, принципа действия и их устройства можно выделить следующие задачи (этапы) [16]:
-аппроксимации - поиск передаточной функции, функции входного импеданса или коэффициента отражения цепи минимально возможного порядка, при котором цепь может реализовать требования, предъявляемые к ее электрическим параметрам;
-структурного синтеза - поиск физической реализации СВЧ цепи в базисе того или иного типа ЛП либо из комбинации при минимально возможном числе элементов, их электромагнитной совместимости, компактности и технологической структуры;
-параметрического синтеза - определение волновых параметров и по ним геометрических размеров элементов синтезированной структуры; анализ и оптимизация электрических параметров структуры с учетом условий ее физической осуществимости и влияния электродинамических особенностей ее реализации (несанкционированных электромагнитных связей, возбуждение волн высших типов, неоднородностей и т.д.).
На практике при решении этих задач пользуются итеративной организацией синтеза, при которой результаты выше названных ограниченно взаимосвязанных этапов постепенно, по мере необходимости уточняются, усложняя при этом применяемые модели. Несомненно, что в решении проблемы синтеза задача структурного синтеза является центральной, так как достоинства и недостатки цепи, как уже отмечалось, определяются, прежде всего, структурой, т.е. фактическим принципом действия и организацией элементов цепи, при которой этот принцип наиболее полно реализуется. Успешное решение этой задачи в рамках традиционных подходов во многом определяется опытом разработчика и тем, насколько развита библиотека базовых элементов и стандартных решений. При использовании новых принципов действия, когда еще не развита библиотека базовых элементов, эта задача существенно усложняется. Поэтому для инженерной практики желательно, чтобы структурный синтез был доведен до формализованных процедур, так как эвристический перебор множества возможных традиционных и нетрадиционных решений совершенно не гарантирует оптимальности выбранного. Разумеется, что это возможно при глубоком понимании физической сущности используемых эффектов, того, как они могут проявиться в той или иной схеме и только затем можно перейти к разработке формализованных процедур поиска рациональных схемотехнических решений как конечному результату исследований. В этом состоит суть технического творчества, которая отражается в единстве искусства и формализма схемотехники.
Глава 3. Интегральная схемотехника МПФ
Успешное решение проблемы создания функционально сложных микроволновых интегральных схем во многом определяется возможности синтеза микрополосковых фильтров (МПФ), обладающих высокой предельной частотой избирательности, компактности, технологичности и электромагнитной совместимостью со смежно расположенными на подложке элементами. Однако не одна из традиционных структур МПФ не обладает приемлемым сочетанием этих качеств.
а) в)
б)
г)
Рис. 1. Традиционные структуры МПФ
Так, например, наиболее компактные гребенчатые фильтры на основе планарных многопроводных четвертьволновых структур (рис.1а), могут обладать высокой предельной частотной избирательностью за счет возможности формировании при определенных условиях полюсов затухания на конечных частотах [15]. Однако необходимость реализации режимов короткого замыкания на концах четвертьволновых резонаторов существенно ухудшает технологичность структуры, что ограничивает ее применение в ИС.
Напротив, широко применяемые в ИС высокотехнологические структуры МПФ на параллельно связанных и встречных шпилечных резонаторах (рис1 б, в) имеют низкую предельную избирательность, так как в этих структурах не формируются полюсы затухания вблизи полосы пропускания. Реализация полюсов затухания в МПФ с применением этих структур может быть достигнута, как известно, за счет организации дополнительных электромагнитных связей между несмежными резонаторами. Однако планарные структуры (рис. 1 г) занимают чрезмерно большую площадь подложки или выполняются в виде нетехнологичных для ИС многослойных структур. Кроме того, эти МПФ имеют сравнительно низкую полосу заграждения с высоким уровнем затухания, т.к. часть входного сигнала проходит по дополнительным путям передачи энергии, минуя основные резонаторы.
Следует отметить еще одну особенность. Во всех рассмотренных структурах МПФ ширина полосы пропускания однозначно определяется коэффициентом электромагнитной связи между микрополосковыми линиями. Поэтому при реализации МПФ со сравнительно узкой относительной полосой пропускания (менее 10%) структура фильтра имеет зазоры между связанными МПЛ больше толщины подложки (S/H>1). При сужении полосы пропускания эти зазоры увеличиваются еще больше. В результате этого электромагнитное поле не концентрируется вблизи резонаторов, что обуславливает несанкционированные связи с другими элементами ИС, т.е. нарушается условие их электромагнитной совместимости. Это ограничивает возможность повышения степени интеграции, а, следовательно, и функциональной сложности ИС.
Такое положение в области создания планарных фильтров и микрополосковых цепей в целом объясняется тем, что схемотехника этих цепей практически не претерпела существенных изменений и базируется на теории и практике традиционных полосковых структур. Эти структуры разработаны, как известно, исходя из концепции о фазовом синхронизме нормальных волн в многопроводных связанных линиях с однородным магнитодиэлектриком. Однако микрополосковая реализация этих структур привнесла ряд характерных для них волновых особенностей, обусловленных резко выраженной неоднородностью среды (диэлектрическая подложка - воздух): дисперсию; возбуждение волн высших типов; эффект неравенства фазовых скоростей квази-Т-волн в связанных МПЛ. Эти особенности существенно снижают потенциально достижимые параметры традиционных полосковых устройств в интегральном исполнении.
Вместе с тем рациональное использование этих волновых особенностей как дополнительных степеней свободы открывает новые возможности в совершенствовании микрополосковых устройств.
3.1 Структурный синтез базовых элементов
Успешное решение задачи синтеза во многом определяется тем, насколько умело выбрано исходное приближение, которое должно быть как можно ближе к желаемому конечному результату. В качестве такого исходного приближения целесообразно выбрать цепи на сосредоточенных элементах, т.к. для них уже решена задача синтеза. Один из возможных подходов в поисках рациональных структурных решений, принцип действия которых основан на эффекте неравенства фазовых скоростей квази-Т-волн, проиллюстрируем на следующем примере.
Пусть необходимо найти наиболее простую (каноническую) и технологичную микрополосковую структуру полосно-пропускающего звена с полюсом затухания на конечной частоте. Для этого проведем следующую процедуру последовательных преобразований симметричной лестничной цепи-прототипа на элементах с сосредоточенными параметрами (3.2.1а). Как известно, любому симметричному четырехполюснику может быть представлена в соответствии, применяя метод зеркальных отображений, уравновешенная мостовая схема замещения (рис. 3.2.1б). Импеданс эквивалентного двухполюсника Zа определяется как входное сопротивление исходное сопротивление исходного четырехполюсника при его нечетном (противофазном) возбуждении (режим короткого замыкания в плоскости симметрии), а Zb - при его четном (синфазном) возбуждении (режим холостого хода). Тогда в рассматриваемом случае значения элементов горизонтального и диагонального плечей уравновешенного уравновешенной мостовой схемы замещения будут определяться следующим образом:
.
Применяя преобразование Ричардса, перейдем в базис соразмерных распределенных цепей, заменяя каждый индуктивный элемент короткозамкнутым, а емкостной - разомкнутыми шлейфами равной электрической длины лс/8 (рис. 3.2.1г), где лс - длина волны, соответствующая центральной частоте полосы пропускания звена. Проведем эквивалентную замену в каждом плече уравновешенной мостовой цепи последовательного соединения короткозамкнутого и разомкнутого шлейфов шлейфом удвоенной электрической длины со скачком волнового сопротивления на участке его длины (рис. 3.2.1д). Следующий очевидный этап синтеза - поиск такой канонической микрополосковой секции, которая бы имела схему замещения, аналогичную рис. 3.2.1д.
Для начала формально установим взаимосвязь между этой схемой и решетчатой секцией на двух одинаковых четвертьволновых связанных МПЛ, концы которых находятся в режиме холостого хода (рис. 3.2.2 а-в). Запишем в квази-Т-приближении Z-матрицу реактивного четырехполюсника [16], эквивалентного решетчатой секции, с учетом эффекта неравенства фазовых скоростей четной (ое) и нечетной (оо) волн, и сопоставим ее с Z-матрицей уравновешенной мостовой цепи
;
L1 C1 L1 Za
L2
Zb
C2
a) б)
La Ca
Lb Cb
в) г) д)
Рис. 3.2.1. Процедура структурного синтеза
W
S
H еr
а) б)
Za
Zb
в) г) д)
Рис. 3.2.2 Эквивалентное модовое представление
Где Zoe,oo; Eэф,ое,оо; fое,оо - волновые сопротивления; эффективные диэлектрические проницаемости и резонансные частоты четвертьволновой секции при ее четном (рис 3.2.2 а) и нечетном (рис 3.2.2 б) возбуждении; с - скорость света; l-геометрическая длина отрезков связанных МПЛ. При этом для фазовых скоростей квази-Т-волн, распространяющихся в двух связанных МПЛ, выполняется следующее условие Voo>Voe, т.е. четная (синфазная) волна является более медленной, чем нечетная (противофазная), т.к. все силовые линии ее электрического поля замыкаются через подложку c Er>1 (рис. 3.2.2 а).
Таким образом, мы получаем так называемое эквивалентное модовое представление [17], в котором каждой нормальной волне, распространяющейся в системе связанных МПЛ, ставится в соответствие в уравновешенной мостовой схеме замещения резонатор с волновыми параметрами этой моды и с краевыми условиями, соответствующими краевым условиям на концах связанных МПЛ (рис. 3.2.2 д):
; . (1)
Вследствие подобия схем замещения рис. 3.1.1д и рис. 3.2.2д, можно сделать вывод о том, что задача структурного синтеза полосно-пропускающего звена в базисе цепей с распределенными параметрами решена.
Рассмотренный метод структурного синтеза позволяет выявить новые базовые элементы СВЧ цепей с любым другим типом частотной характеристики. При этом эквивалентное модовое представление той или иной канонической секции может быть получено без обращения к математическим моделям, а непосредственно используя метод зеркальных отображений. Следующий этап синтеза таких цепей - параметрический синтез сводится к установлению соответствия между волновыми параметрами эквивалентных двухполюсников мостовых схем замещения цепи-прототипа и микрополосковой секции с учетом условий ее физической реализуемости. Таким образом, синтез различных рациональных схемотехнических решений представляет собой формализованную процедуру последовательных преобразований симметричных прототипов на сосредоточенных элементах и определения условий соответствия эквивалентным модовым представлениям физически реализуемых симметричных полосковых структур.
3.2 Механизм и условия формирования частотных характеристик решетчатой секции
Эквивалентное модовое представление, имеющее ясный физический смысл и сравнительную простоту схем замещения, раскрывает механизм формирования частотных характеристик симметричных цепей. При этом рабочее затухание Ар, групповое время запаздывания t и характеристическое сопротивление Zc для уравновешенной мостовой реактивной цепи определяется через нормированные относительно сопротивления нагрузки импедансы
следующим образом [15, 21]:
(2)
(3)
(4)
Из выражения (1), (2) и (4) следует, что при фазовом синхронизме волн Voo=Voe (в случае однородной среды) решетчатая секция является все заграждающей, т.к. вырождается область вещественных значений характеристического сопротивления (foe=foo=f8) и на этой частоте формируется полис затухания. Условием формирования в решетчатой секции амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) полосно-пропускающего фильтра является неравенство резонансных частот парциальных двухполюсников foe?foo. Это эквивалентно неравенству фазовых скоростей четной и нечетной волн
или электрических длин эквивалентных резонаторов схем замещения. Вследствие различия, например, фазовых скоростей нормальных волн Voo?Voe, обусловленного неоднородностью среды, решетчатая секция обладает областью вещественных значений Re Zc, т.к. в этой частотной области Za и Zb имеют различные знаки. Граничные частоты области Re Zc определяются из условий Xb(foe)=0 и Xf(foo)=0 и в ней Дfc=|foo-foe| формируется при выполнении условия согласования секции полоса пропускания. Нули рабочего затухания определяются согласно (2) из условия Zc(foo)=R. Таким образом, необходимым и достаточным условием, при котором всезаграждающая при фазовом синхронизме волн решетчатая секция становиться полосно-пропускающей, является условие несоразмерности цепи. Полюс затухания на конечной частоте формируется в решетчатой секции согласно (2) при условии баланса импедансов эквивалентных двухполюсников Xb(f8)=Xa(f8). Так как для связанных МПЛ Zoe>Zoo, то это условие выполняется при любых значения коэффициента электромагнитной связи K=(Zoe-Zoo)/(Zoe+Zoo)>0. Рассмотренный механизм и условия формирования рабочего затухания решетчатой секции иллюстрирует рис. 4.
...Подобные документы
Реализация КИХ и БИХ фильтра на процессоре TMS320C50. Блок-схема алгоритма программы, командные файлы компоновки и программного имитатора. Расчет максимально возможной частоты дискретизации. Расчет и результаты фильтра с помощью пакета Filter Design.
курсовая работа [1,3 M], добавлен 26.05.2014Методы измерений параметров и характеристик нелинейных элементов. Принципы интегральной схемотехники. Принципы построения фазонечувствительных активных фильтров. Расчет канала преобразования и обработки квадратурного сигнала и инвертирующего сумматора.
курсовая работа [1,0 M], добавлен 03.04.2016Изучение сущности цифровой фильтрации - выделения в определенном частотном диапазоне с помощью цифровых методов полезного сигнала на фоне мешающих помех. Особенности КИХ-фильтров. Расчет цифрового фильтра. Моделирование работы цифрового фильтра в MatLab.
курсовая работа [2,0 M], добавлен 21.09.2010Проектирование схемы LC-фильтра. Определение передаточной функции фильтра и характеристики его ослабления. Моделирование фильтра на ПК. Составление программы и исчисление параметров элементов ARC-фильтра путем каскадно-развязанного соединения звеньев.
курсовая работа [824,9 K], добавлен 12.12.2010Моделирование пассивных фильтров низкой частоты: однозвенных и двухзвенных. Пассивные и активные высокочастотные фильтры. Параметры элементов трехконтурного режекторного фильтра. Описание полосового фильтра активного типа. Электрическая схема фильтра.
лабораторная работа [1,1 M], добавлен 29.11.2010Технология изготовления платы фильтра. Методы формирования конфигурации проводящего, резистивного и диэлектрического слоя. Выбор установки его напыления. Расчет точности пленочных элементов микросхем и режимов изготовления тонкопленочных резисторов.
контрольная работа [359,2 K], добавлен 25.01.2013Параметры элементов и характеристики проектируемого фильтра. Частотное преобразование фильтра-прототипа нижних частот. Расчет полосно-пропускающих фильтров и сумматора. Кольцевые и шлейфные мостовые схемы, бинарные делители мощности, пленочные резисторы.
курсовая работа [1,2 M], добавлен 22.01.2016Моделирование электронных схем в пакете комплексного проектирования OrCad 9.2. Определение граничной частоты фильтра. Исследование влияния подстраиваемых элементов на частоту среза фильтра. Оптимизация с помощью PSpice Optimizer. Разводка печатной платы.
курсовая работа [457,5 K], добавлен 27.12.2012Понятие и внутренняя структура, достоинства, недостатки и области применения цифровых фильтров, классификация и разновидности. Требования задания к частотным характеристикам проектируемого фильтра. Расчет рекурсивного и нерекурсивного цифрового фильтра.
курсовая работа [2,1 M], добавлен 16.01.2014Проблема помехоустойчивости связи, использование фильтров для ее решения. Значение емкости и индуктивности линейного фильтра, его параметры и характеристики. Моделирование фильтра и сигналов в среде Electronics Workbench. Прохождение сигнала через фильтр.
курсовая работа [442,8 K], добавлен 20.12.2012Разложение периодического сигнала на гармоники. Расчет фильтра для полосы частот с согласованием на выходе с сопротивлением нагрузки Rн. Расчет передаточной функции по напряжению Ku(p), графики АЧХ и ФЧХ фильтра. Расчет переходной характеристики фильтра.
курсовая работа [465,5 K], добавлен 21.01.2009Расчет КИХ-фильтра четвертого порядка методом наименьших квадратов. Структурная схема фильтра с конечной импульсной характеристикой с одной или несколькими гармониками. Исследование КИХ-фильтра с одиночным или последовательностью прямоугольных импульсов.
лабораторная работа [760,0 K], добавлен 23.11.2014Выделение полезной информации из смеси информационного сигнала с помехой. Математическое описание фильтров. Характеристика фильтра Баттерворта и фильтра Чебышева. Формирование шаблона и определение порядка фильтра. Расчет элементов фильтра высоких частот.
курсовая работа [470,3 K], добавлен 21.06.2014Способы построения активного фильтра каскадным соединением независимых звеньев. Реализация аппроксимированной передаточной функции. Просмотр аналогичных схем и особенности проектирования фильтров. Методика настройки и регулировка разработанного фильтра.
курсовая работа [255,8 K], добавлен 21.04.2011Классификация фильтров по виду их амплитудно-частотных характеристик. Разработка принципиальных схем функциональных узлов. Расчет электромагнитного фильтра для разъединения электронных пучков. Определение активного сопротивления фазы выпрямителя и диода.
курсовая работа [1,3 M], добавлен 11.12.2012Понятие электрического фильтра и полосы пропускания. Активные RC-фильтры. Операторная передаточная функция активного четырехполюсника. Параметрический синтез фильтра. Расчет частотных и переходных характеристик фильтра. Анализ полученных результатов.
контрольная работа [393,4 K], добавлен 12.08.2010Расчет коэффициентов фильтра с помощью Matlab. Фазово-частотная характеристика фильтра. Синтезирование входного сигнала в виде аддитивной смеси гармонического сигнала с шумом. Нерукурсивный цифровой фильтр, отличительная особенность и выходной сигнал.
контрольная работа [4,6 M], добавлен 08.11.2012Методы синтеза электрического фильтра нижних и верхних частот. Аппроксимация частотной характеристики рабочего ослабления фильтра. Реализация схемы фильтров по Дарлингтону. Денормирование и расчёт ее элементов. Определение частотных характеристик фильтра.
курсовая работа [2,4 M], добавлен 23.01.2011Разработка активного фильтра верхних частот на операционном усилителе: расчет, анализ, математическое и схемотехническое моделирование. Технологичность фильтра, определение отклонений характеристик при случайном разбросе номиналов электрорадиоэлементов.
курсовая работа [3,4 M], добавлен 21.03.2013Обзор принципиальных схем транзисторных фильтров и проведение проектного расчета транзисторного фильтра с нагрузкой в центре эмиттера. Оценка уровня пульсации при изменениях нагрузки сети и определение коэффициента сглаживания разработанного фильтра.
курсовая работа [219,1 K], добавлен 12.08.2015
