В качестве итогов, отметим, что метод CDMA обладает сравнительно высокой помехоустойчивостью и хорошо работает в условиях многолучевого распространения. Кроме того, он отличается высокой скрытностью, не использует частотного планирования, допускает «мягкую передачу обслуживания», но все это требует обязательного использования достаточно сложных технических решений: аккуратной регулировки уровня сигналов, применения секторных антенн и отработки «речевой активности», точной синхронизации базовых станций, причем последнее может быть связано с потерей автономности системы.

3.4 Пути повышения емкости системы сотовой связи

Емкость системы сотовой связи, определяемая числом абонентов, которых она может обслужить, -- очень важная характеристика, и значительная часть усилий при проектировании, создании и развитии системы в большинстве случаев направляется именно на обеспечение достаточно высокой емкости. Фактически и сама сотовая связь как таковая, основанная на принципе повторного использования частот, появилась в ответ на потребность в построении системы массовой подвижной связи при использовании жестко ограниченной полосы частот. Далее будут приведены четыре основных пути повышения емкости.

Первый -- это совершенствование методов обработки сигналов, в частности, переход от аналоговой обработки к цифровой, сопровождаемый переходом к более совершенным методам множественного доступа - от FDMA к TDMA и, вероятно, к CDMA, а в пределах TDMA - переход от полноскоростного кодирования речи к полускоростному. Пределом на этом пути являются достижимые характеристики CDMA - это коэффициент порядка 20 (по числу физических каналов) при переходе от FDMA к CDMA.

Второй путь - дробление ячеек, т.е. переход к меньшим ячейкам в районах с интенсивным трафиком при том же коэффициенте повторного использования частот (рис.3.3); число базовых станций при этом соответственно увеличивается, а мощность излучения - как для базовых, так и для подвижных станций - снижается. Фактически тот же эффект достигается и при использовании на базовых станциях секторных антенн, например с разделением ячейки на три сектора (при 120-градусных секторах) и использованием в каждом из секторов своей полосы частот (рис. 3.4). Практически ячейки с радиусом менее 300...500 м неудобны, так как чрезмерно возрастает поток передач обслуживания. Выход просматривается в использовании многоуровневых (иерархических) схем построения сотовой сети с обслуживанием в крупных ячейках (макросотах) быстро перемещающихся абонентов (автомобилистов), а в более мелких (микросоты, пикосоты) - малоподвижных абонентов, например покупателей в пределах торгового центра.

Рис. 3.3 Использования ячеек меньших

Рис. 3.4. 7-элементный кластер с трехсекторными размеров в районах с интенсивным трафикомантеннами

Заметим, что в некоторых случаях может оказаться необходимым не дробить, а наоборот - укрупнять ячейки, если трафик столь мал, что не обеспечивает достаточной загрузки базовой станции. Если при этом радиус ячейки превышает номинальную дальность действия передатчика базовой и/или подвижной станции, для обеспечения связи в удаленных частях ячейки приходится использовать повторители, выполняющие фактически роль ретрансляторов.

В качестве третьего пути повышения емкости отметим возможность использования адаптивного назначения каналов в методах FDMA и TDMA. До сих пор мы предполагали, что имеющийся частотный ресурс, т.е. все частотные каналы в пределах выделенной полосы частот, заранее определенным образом распределяются между ячейками кластера - равномерно или в соответствии с априорной информацией об интенсивности трафика. Возможен, однако, и иной подход, частотные каналы, все или частично, находятся в оперативном распоряжении центра коммутации, который выделяет их для пользования отдельным ячейкам (базовым станциям) по мере поступления заявок (вызовов), т.е. в соответствии с реальной интенсивностью трафика, но при соблюдении необходимого территориально-частотного разноса. Такой адаптивный алгоритм, конечно, сложнее, но он может обеспечить определенное повышение емкости за счет гибкого отслеживания флуктуаций трафика.

Алгоритмы адаптивного назначения каналов используются в беспроводном телефоне, но в сотовой связи более или менее широкого распространения они пока не получили. Адаптивным по существу является назначение физических каналов в методе CDMA, что позволяет в некоторых пределах перераспределять нагрузку между разными ячейками.

Наконец, четвертый путь -- это тривиальное расширение выделяемой полосы частот. Разумеется, этот путь насколько очевиден, настолько же и мало полезен, и мы упоминаем о нем не в качестве рекомендации к непосредственному применению, а в виде примера преимуществ, например, GSM 1800 (или GSM 1900) по сравнению с GSM 900, которые имеют рабочие (аппаратурные) полосы 75 МГц (или 60 МГц) и 25 МГц соответственно.

4. Цифровая обработка сигналов

4.1 Роль и построение цифровой обработки. Характеристика речевых сигналов

Цифровая обработка сигналов - важный элемент в аппаратурной реализации принципов сотовой связи. Именно цифровая обработка обеспечила возможность перехода от первого поколения сотовой связи ко второму с соответствующим совершенствованием методов множественного доступа, повышением емкости системы, улучшением качества связи. Только в цифровой форме оказывается возможным применение экономичного (с устранением избыточности) кодирования речи, эффективного канального кодирования с высокой степенью защиты от ошибок, совершенных методов борьбы с многолучевым распространением.

При рассмотрении цифровой обработки сигналов будем опираться на блок-схему рис. 1.4, отражающую все основные этапы обработки и их последовательность. При этом мы ограничимся принципами цифровой обработки без детализации схемотехнических решений, поэтому наше изложение в значительной мере будет относится сразу к обоим соответствующим друг другу блокам, один из которых находится в передающем тракте, а другой - в приемном: к модулятору и демодулятору, к кодеру и декодеру, к АЦП и ЦАП.

Используемые в сотовой связи методы цифровой обработки сигналов, характеристики и параметры реализующих их устройств, в частности АЦП и кодера, теснейшим образом связаны с характеристиками передаваемых речевых сигналов. Поэтому мы коротко остановимся на последних. Спектр мощности сигнала речи имеет максимум вблизи частоты 400 Гц и спадает на более высоких частотах со скоростью около 9 дБ на октаву. При аналого-цифровом преобразовании и цифровой обработке сигнала речи ограничиваются интервалом частот 300...3400 Гц. Длительность звуков речевого сигнала составляет от нескольких десятков до нескольких сотен миллисекунд при среднем значении 130 мс, причем среднее значение для гласных звуков 210 мс, а для согласных 95 мс. В задачах кодирования сигнал речи часто рассматривают как квазистационарный гауссовский процесс, спектрально-корреляционные характеристики которого постоянны на интервале 20...30 мс. При телефонном разговоре мгновенный уровень речевого сигнала изменяется в диапазоне 35...40 дБ. При этом уровень согласных в среднем на 20 дБ ниже уровня гласных.

4.2 Аналого-цифровое преобразование

Аналого-цифровое преобразование является первым этапом цифровой обработки сигналов в передающем тракте (рис.1.4). Как подсказывает само название, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) является связующим элементом между аналоговым и цифровым участками тракта, преобразующим непрерывный аналоговый сигнал с выхода микрофона в цифровую форму, так что вся последующая обработка производится с сигналом, представленным в цифровом виде. Соответственно цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) - последний элемент в цифровом приемном тракте, и задача его прямо противоположна: он преобразует цифровой сигнал в аналоговый, а последний поступает на динамик, преобразующий его в акустический сигнал, воспринимаемый ухом.

Работа АЦП складывается из двух этапов, которые в реальном устройстве часто не могут быть четко отделены один от другого: дискретизации входного непрерывного сигнала во времени -обычно с постоянным шагом, т.е. через равные интервалы времени, и квантования величины сигнала по уровню для этих дискретных моментов времени. В результате на выходе АЦП с фиксированным темпом, определяемым периодом дискретизации, появляются двоичные числа, т.е. наборы единиц и нулей, соответствующие уровням сигнала в моменты дискретизации. Этот процесс схематически иллюстрируется рис. 4.1, на котором моменты дискретизации показаны штрихами на оси времени и для трех моментов дискретизации указаны уровни сигнала - в десятичном и двоичном представлении.

Рис. 4.1 Дискретизация непрерывного сигнала во времени и квантование по уровню в АЦП

В соответствии с теоремой Котельникова, частота дискретизации должна быть по крайней мере вдвое выше наибольшей частоты в спектре обрабатываемого сигнала. Поскольку, как указывалось в предыдущем разделе, при цифровой передаче сигналов речи по телефонным каналам связи ограничиваются полосой частот от 300 до 3400 Гц, общепринятой является частота дискретизации F_д = 8 кГц.

Число двоичных разрядов АЦП обычно выбирается равным 8, включая знаковый разряд, так что диапазон чисел на выходе АЦП составляет от -127 до +127, поскольку 127 = 2⁷-1. В результате на выходе АЦП получается поток 8-битовых чисел, следующих с частотой 8 кГц, т.е. поток информации на выходе АЦП составляет 64 кбит/с.

4.3 Кодирование речи

Кодер речи является первым элементом собственно цифрового участка передающего тракта, следующим после АЦП (рис.1.4). Основная задача кодера - предельно возможное сжатие сигнала речи, представленного в цифровой форме, т.е. предельно возможное устранение избыточности речевого сигнала, но при сохранении приемлемого качества передачи речи. Компромисс между степенью сжатия и сохранением качества отыскивается экспериментально, а проблема получения высокой степени сжатия без чрезмерного снижения качества составляет основную трудность при разработке кодера. В приемном тракте перед ЦАП размещен декодер речи; задача декодера - восстановление обычного цифрового сигнала речи, с присущей ему естественной избыточностью, по принятому кодированному сигналу. Сочетание кодера и декодера называют кодеком.

Исторически сложилось два направления кодирования речи: кодирование формы сигнала и кодирование источника сигнала. Первый метод основан на использовании статистических характеристик сигнала и практически не зависит от механизма формирования сигнала. Кодеры этого типа с самого начала обеспечивали высокое качество передачи речи (хорошую разборчивость и натуральность речи), но отличались меньшей по сравнению со вторым методом экономичностью. В методе кодирования формы сигнала используются три основных способа кодирования: импульсно-кодовая модуляция (ИКМ), дифференциальная ИКМ - ДИКМ и дельта-модуляция - ДМ. ИКМ соответствует цифровой сигнал непосредственно с выхода АЦП, в нем сохраняется вся избыточность аналогового речевого сигнала. При ДИКМ эта избыточность несколько уменьшается за счет того, что квантованию с последующим кодированием и передачей по линии связи подвергается разность между исходным речевым сигналом и его предсказанным значением, а при приеме разностный сигнал складывается с предсказанным значением, полученным по тому же алгоритму предсказания. Шкала квантования может быть равномерной, неравномерной или адаптивно изменяемой; предсказание сигнала может быть не зависящим от формы последнего или же зависеть от формы сигнала, т.е. быть адаптивным. Если при кодировании сигнала используются элементы адаптации, то соответствующую разновидность ДИКМ называют адаптивной ДИКМ - АДИКМ. ДМ - это ДИКМ с однобитовым квантованием, она также может быть адаптивной (АДМ). АДИКМ находит применение, например, в беспроводном телефоне с коэффициентом сжатия сигнала около 2.В сотовой связи используется исключительно второй метод кодирования, как более экономичный, - коэффициент сжатия порядка 5...8 с увеличением его в перспективе еще вдвое.

Второй метод - кодирование источника сигнала, или кодирование параметров сигнала, - первоначально основывался на данных о механизмах речеобразования, т.е. использовал своего рода модель голосового тракта и приводил к системам типа анализ-синтез, получившим название вокодерных систем или вокодеров. Вокодерные методы на основе линейного предсказания и применяются в сотовой связи, причем зависимость этих методов от данных о механизмах речеобразования отступает на второй или даже третий план, а оценка передаваемых по линии связи параметров производится на основе статистических характеристик сигнала по жестко определенному алгоритму, как и при кодировании формы сигнала.

Суть кодирования речи на основе метода линейного предсказания заключается в том, что по линии связи передаются не параметры речевого сигнала, как такового, а параметры некоторого фильтра, в известном смысле эквивалентного голосовому тракту, и параметры сигнала возбуждения этого фильтра. В качестве такого фильтра используется фильтр линейного предсказания. Задача кодирования на передающем конце линии связи заключается в оценке параметров фильтра и параметров сигнала возбуждения, а задача декодирования на приемном конце - в пропускании сигнала возбуждения через фильтр, на выходе которого получается восстановленный сигнал речи. Различные варианты алгоритмов кодирования отличаются один от другого набором передаваемых параметров фильтра, методом формирования сигнала возбуждения и тому подобными деталями.

Метод линейного предсказания заключается в том, что очередная выборка речевого сигнала S_n с некоторой степенью точности предсказывается линейной комбинацией М предшествующих выборок:

где a_i - коэффициенты линейного предсказания, М - порядок предсказания. Разность между истинным и предсказанным значениями выборки определяет ошибку предсказания (остаток предсказания):

В результате z-преобразования этого разностного уравнения получаем

где функция A(z)

интерпретируется как передаточная характеристика некоторого фильтра (инверсного фильтра или фильтра-анализатора), частотная характеристика которого обратна по отношению к частотной характеристике голосового тракта. При подаче речевого сигнала на вход инверсного фильтра на выходе фильтра получается сигнал возбуждения, подобный (с точностью до ошибок, определяемых конечностью порядка предсказания М и погрешностью оценки коэффициентов предсказания) сигналу возбуждения на входе фильтра голосового тракта.

Полученное выражение для A(z) соответствует структуре трансверсального фильтра (рис. 4.2). Порядок предсказания выбирается из условия компромисса между качеством передачи речи и пропускной способностью линии связи; практически М берется порядка 10.

Рис. 4.2 Анализирующий трансверсальный фильтр при порядке предсказания М=3

Значения коэффициентов предсказания, постоянные на интервале кодируемого сегмента речи (на практике длительность сегмента составляет 20 мс), находятся из условия минимизации среднеквадратического значения остатка предсказания на интервале сегмента.

Для этого частные производные ?/?а_i приравниваются к нулю, что приводит к системе М линейных уравнений с М неизвестными коэффициентами а,. Матрица системы и метод ее решения оказываются несколько различными в зависимости от того, какими свойствами наделяется речевой сигнал на интервале преобразуемого сегмента речи.

Если речевой сигнал на этом интервале считается стационарным случайным процессом (автокорреляционный метод оценки коэффициентов предсказания), то матрица системы теплицева, система решается с помощью итерационной процедуры алгоритма Дарбина, и фильтр-синтезатор получается заведомо устойчивым. Если речевой сигнал считается нестационарным процессом (ковариационный метод оценки коэффициентов предсказания), то матрица системы симметрична, но не теплицева, система решается с использованием разложения Холецкого, а для обеспечения устойчивости фильтра-синтезатора ковариационный метод приходится соответствующим образом модифицировать.

В обоих случаях (как в автокорреляционном методе, так и в ковариационном) в качестве побочного результата решения получаются значения так называемых коэффициентов отражения, или коэффициентов частичной корреляции k_i, i=1,...M, число которых равно числу коэффициентов линейного предсказания а_i и которые связаны с коэффициентами а_i взаимно однозначными нелинейными функциональными соотношениями. Коэффициенты отражения непосредственно связаны с другой формой фильтра линейного предсказания - так называемым решетчатым, или лестничным, фильтром (рис. 4.3). Коэффициенты отражения k, более удобны, чем коэффициенты линейного предсказания а_i, для передачи по линии связи, так как в силу своих статистических характеристик в меньшей степени могут приводить к потере устойчивости фильтра при квантовании. Иначе говоря, они требуют меньшего числа разрядов при квантовании, т.е. приводят к более экономичному использованию линии связи. Иногда используются также функции от коэффициентов отражения - логарифмические отношения площадей:

название которых связано с моделью голосового тракта в виде набора акустических труб различных сечений.

Рис. 4.3 Анализирующий решетчатый фильтр при порядке предсказания М=3 (e⁺ и e^- - остатки предсказания вперед и назад)

Вернемся к выражению для A(z), определяющему передаточную характеристику фильтра-анализатора. Передаточная характеристика фильтра-синтезатора H(z) обратна ей с точностью до скалярного коэффициента усиления G:

H(z) = G / A(z) .

Синтезирующий фильтр имеет ту же структуру, что и анализирующий (инверсный), и определяется тем же набором параметров (коэффициентов предсказания а_i , или коэффициентов отражения k_i или логарифмических отношений площадей r_i), но входы и выходы в анализирующем и синтезирующем фильтрах меняются местами. Если на вход синтезирующего фильтра подать сигнал возбуждения, то на его выходе будет получен речевой сигнал с тем качеством, которое обеспечивается фильтром при принятом порядке предсказания, используемом числе дискретов для квантования параметров фильтра и прочих ограничениях и погрешностях того же характера.

Рис.4.4 Работа кодека речи в методе линейного предсказания

Таким образом, процедура кодирования речи в методе линейного предсказания сводится к следующему (рис.4.4):

оцифрованный сигнал речи нарезается на сегменты длительностью 20 мс (160 выборок по 8 бит в каждом сегменте);

для каждого сегмента оцениваются параметры фильтра линейного предсказания и параметры сигнала возбуждения; в качестве сигнала возбуждения в простейшем (по идее) случае может выступать остаток предсказания, получаемый при пропускании сегмента речи через фильтр линейного предсказания с параметрами, полученными из оценки для данного сегмента;

параметры фильтра и параметры сигнала возбуждения кодируются по определенному закону и передаются в канал связи.

Процедура декодирования речи заключается в пропускании принятого сигнала возбуждения через синтезирующий фильтр известной структуры, параметры которого переданы одновременно с сигналом возбуждения. Подчеркнем, что как анализирующий, так и синтезирующий фильтры являются цифровыми и процедуры кодирования и декодирования речи реализуются в соответствующих вычислителях (процессорах). Сигнал на вход анализирующего фильтра поступает непосредственно с выхода АЦП, а выходной сигнал синтезирующего фильтра попадает на вход ЦАП (рис. 1.4).

4.4 Модуляция

Модулятор является последним элементом передающего тракта (рис. 1.4) и, строго говоря, не выполняет никаких операций собственно цифровой обработки сигналов. Его задача состоит в переносе информации цифрового сигнала с выхода кодера канала на несущую частоту, т.е. в модуляции сверхвысокочастотной (СВЧ) несущей низкочастотным (НЧ) цифровым видеосигналом. Модулированный СВЧ сигнал с выхода модулятора через антенный коммутатор поступает на антенну и излучается в эфир, чтобы быть затем принятым антенной станции-получателя информации. Соответственно демодулятор -- первый элемент приемного тракта, и его задача заключается в выделении из принятого модулированного радиосигнала информационного видеосигнала, который подвергается цифровой обработке в последующей части приемного тракта.

Как известно, существуют три основных вида модуляции: это амплитудная модуляция - AM, частотная модуляция - ЧМ и фазовая модуляция - ФМ. Между тем в цифровой сотовой связи фигурируют такие названия, как квадратурная фазовая манипуляция, минимальная манипуляция и т.п. На самом деле это не что иное, как разновидности фазовой или частотной модуляции, предназначенные для передачи дискретных (цифровых) сигналов. Дискретная модуляция (модуляция дискретными сигналами) имеет свою специфику и во многом обличается от более привычной для многих радиоинженеров модуляции непрерывными сигналами. В применении к цифровой сотовой связи в качестве обязательных требований для используемых методов модуляции обычно указывают высокую спектральную эффективность, низкий уровень помех по смежным частотным каналам, низкую частоту битовой ошибки, экономичность (эффективность использования энергии источника питания, что особенно актуально для подвижной станции), простоту реализации.

В стандарте D-AMPS используется дифференциальная квадратурная фазовая манипуляция со сдвигом р/4 (р/4 ДКФМ). По сути это -- дискретная фазовая модуляция, с основным дискретом коммутации фазы р/2 (как при обычной квадратурной фазовой манипуляции), но с дополнительным сдвигом по фазе на р/4 при переходе от символа к символу входной модулирующей последовательности импульсов. Слово дифференциальная в названии метода означает, что очередное изменение фазы отсчитывается не по отношению к фазе некоторого опорного сигнала, а по отношению к фазе предыдущего дискрета.

В этом методе все импульсы входной информационной последовательности b_k модулятора разбиваются на пары - на 2-битовые символы, и при переходе от символа к символу начальная фаза СВЧ сигнала изменяется на величину Дц, которая определяется битами символа в соответствии с алгоритмом, приведенным в табл.4.1.

Таблица 4.1 Закон фазовой манипуляции метода р/4 ДКФМ

Фазовая диаграмма, соответствующая этому методу, представлена на рис. 4.5. Кружочками обозначены дискретные значения, которые может принимать фаза несущей, отсчитываемая от некоторого начального значения. Стрелками указаны возможные переходы между разрешенными значениями фазы. Оси координат соответствуют синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющим сигнала. Эта фазовая диаграмма состоит фактически из двух диаграмм обычной квадратурной фазовой манипуляции: фазовые состояния одной из них помечены значком, а другой - значком, и диаграммы сдвинуты одна относительно другой на угол р/4. При переходе от

Рис.4.5 Фазовая диаграмма, соответствующая методу р/4 ДКФМ

Одного символа к другому происходит изменение фазы от одного из состояний первой диаграммы к одному из состояний второй, а при переходе к следующему символу - возврат к предыдущей диаграмме, хотя скорее всего не к прежнему фазовому состоянию. Результирующий выходной сигнал модулятора может быть представлен в виде

s(t) = cos(щ₀t + ц_k) ,

где щ₀ - несущая частота,

ц_k = ц_k-1 + Дц_k -- начальная фаза на интервале k-го символа.

Рис.4.6 Блок-схема модулятора р/4 ДКФМ

Описанному выше модулятору р/4 ДКФМ соответствует блок-схема, приведенная на рис. 4.6. Поясним работу блока дифференциального кодирования фазы, который осуществляет формирование амплитуд l_k, Q_k квадратурных составляющих очередного дискрета (символа) модулированного сигнала в соответствии с алгоритмом

I_k = cosц_k = cos(ц_k-1 + Дц_k) = cos ц_k-1 cos Дц_k - sin ц_k-1 sinДц_k = I_k-1cos[Дц_k(X_k,Y_k)] - Q_k-1sin[Дц_k(X_k,Y_k)] ,

Q_k = sinц_k = sin(ц_k-1 + Дц_k) = sin ц_k-1 cos Дц_k + cos ц_k-1 sinДц_k = Q_k-1 cos[Дц_k(X_k,Y_k)] - I_k-1sin[Дц_k(X_k,Y_k)],

где приращение фазы Дц_k определяется табл.4.1. Выполнение вычислений упрощается тем, что каждая из величин cos Дц_k, sinДц_k, l_k, Q_k может принимать в соответствии с рис.4.5 лишь одно из пяти дискретных значений: 0, ±v2/2, ±1. Сумма модулированных квадратурных составляющих дает окончательный выходной сигнал:

I_k cosщ₀t + Q_k sinщ₀t = cosц_k cosщ₀t + sinц_k sinщ₀t = cos(щ₀t + ц_k) = s(t).

В стандарте GSM используется гауссовская манипуляция с минимальным сдвигом (ГММС). Этот метод представляет собой частотную манипуляцию, при которой несущая частота дискретно - через интервалы времени, кратные периоду Т битовой модулирующей последовательности, - принимает, значения

f_н = f₀ - F/4илиf_в = f₀ + F/4,

где f₀ - центральная частота используемого частотного канала, а F = 1/Т - частота битовой последовательности.

Разнос частот

Дf = f_B - f_H = F/2

минимально возможный, при котором обеспечивается ортогональность колебаний частот f_H и f_B на интервале Т длительности одного бита; при этом за время Т между колебаниями частот f_H и f_B набегает разность фаз, равная р. Таким образом, термин "минимальный сдвиг" в названии метода модуляции относится, в указанном выше смысле, к сдвигу частоты. Поскольку модулирующая частота в этом случае равна F/2, а девиация частоты F/4, индекс частотной модуляции составляет

m = (F/4)/(F/2) = 0,5.

Термин «гауссовская» в названии метода модуляции соответствует дополнительной фильтрации модулирующей битовой последовательности относительно узкополосным гауссовским фильтром; именно эта дополнительная фильтрация отличает метод ГММС от метода ММС (манипуляция с минимальным сдвигом).

В методе MSK входная последовательность битовых импульсов модулятора разбивается на две последовательности, состоящие соответственно из нечетных и четных импульсов, и модулированный сигнал (выходной сигнал модулятора) на протяжении очередного n-го бита определяется выражением, зависящим от состояния текущего n-го и предшествующего (n - 1 )-го бита:

s(t) = ±cos(рt/2T)cosщ₀t ± sin(рt/2T)sinщ₀t = ±cos(щ₀t± рt/2T),(n-1)T ? t ? nT. (4.1)

Здесь щ₀ = 2рf₀ -- центральная частота канала, а выбор знаков «плюс» или «минус» перед соответствующими членами выражения определяется алгоритмом, приведенным в табл.4.2.

Таблица 4.2 Закон модуляции метода ММС

Подчеркнем, что два бита, используемые в качестве аргументов закона модуляции (два первых столбца в табл. 4.2), выбираются с учетом того, какой бит является текущим: если текущий бит четный, то вторым битом пары является предшествующий ему нечетный; если же текущий бит нечетный, то второй бит пары - предшествующий ему четный.

Из выражения (4.1) следует, что текущая фаза модулированного сигнала

ц(t) = щ₀t ± рt/2T ,

т.е. набег фазы на интервале Т одного бита

Дц = ±р/2 ,

а мгновенная частота, как производная от фазы

щ(t) = d[ц(t)]/dt = щ₀ ± р/2t = 2р(f₀ ± F/4) ,

т.е. мгновенная частота принимает одно из двух значений - f_B или f_H, постоянное на протяжении бита, что и указано в последнем столбце табл. 4.2.

Таким образом, изменение знака начальной фазы во второй части выражения (4.1) означает переход от f_H к f_B или обратно. Изменение же общего знака выражения (4.1), эквивалентное изменению начальной фазы на р, позволяет сохранить непрерывность фазы при изменении частоты.

Приведем еще одно пояснение метода ММС, которое, возможно, будет более наглядным, для чего обратимся к рис.4.7. На первом графике рис.4.7 представлен пример входной битовой последовательности а модулятора.

Рис.4.7. Временные диаграммы сигналов в методе ММС

Второй и третий графики дают соответственно последовательности нечетных a_I и четных а_Q бит входной последовательности, причем длительность каждого бита увеличена вдвое в сторону запаздывания, т.е. каждый бит «растянут» во времени до 2-битового символа, и для удобства последующих рассуждений принято, что последовательности а_I и а_Q принимают значения +1 и -1 (значение -1 соответствует значению 0 исходной последовательности а).

В результате для каждого битового интервала длительностью Т расположенные одно над другим значения а_I и а_Q дают как раз ту пару четного и нечетного бит, которые являются аргументами закона модуляции (табл. 4.2).

Четвертый и пятый графики рис.4.7 показывают форму модулирующих сигналов двух квадратурных каналов b_I и b_Q, получаемых как произведения функций а_I и а_Q соответственно на квадратурные низкочастотные сигналы sin(рt/2T) и cos(рt/2T). Обратим внимание на скачкообразные изменения фазы этих сигналов на р в моменты изменений знаков а_I, а_Q.

Окончательный модулированный сигнал согласно первой части выражения (4.1) получается как результат перемножения модулирующих сигналов квадратурных каналов с соответствующими несущими sin(щ₀t ) и cos(щ₀t) и суммирования полученных произведений. Описанный принцип построения модулятора ММС поясняется блок-схемой рис. 4.8 (пока без учета первого блока - гауссовского фильтра G). Подчеркнем, что эта схема также служит лишь для иллюстрации принципа работы модулятора.

Рис.4.8 Блок-схема модулятора ГММС

Из приведенных выше аналитических выражений непосредственно следует, что начальная фаза ц_н модулированного сигнала в методе ММС описывается линейно-ломаной кривой (график 6 на рис.4.7), т.е. зависимость ц_н(t) является непрерывной, но не гладкой. Добавление гауссовского фильтра, т.е. фильтра низких частот с амплитудно-частотной характеристикой в форме гауссовской кривой (блок G на рис 4.8), приводит к сглаживанию кривой ц_н(t) в точках излома. Ширина полосы B фильтра по уровню 3 дБ выбирается равной

B = 0,3F ,

т.е. произведение

BT = 0,3 ,

где Т и F, как и ранее, - соответственно период и частота битовой модулирующей последовательности.

Поскольку в стандарте GSM F = 270,833 кГц,полоса гауссовского фильтра равна В = 81,3 кГц.

Введение гауссовского фильтра приводит к сужению главного лепестка и снижению боковых лепестков спектра на выходе модулятора, чем обеспечивается допустимый уровень помех по смежным частотным каналам.

В заключение раздела отметим, что методы модуляции р/4 ДКФМ и ГММС оказываются сопоставимыми по частоте битовой ошибки, хотя первый из них обеспечивает несколько более высокую эффективность использования полосы частот в расчете на 1 бит передаваемой информации. Упомянем также, что метод модуляции р/4 ДКФМ используется в японском цифровом стандарте сотовой связи PDC, а метод ГММС - в стандарте DECT беспроводного телефона, но при ВТ = 0,5.

5. Проблемы проектирования систем сотовой связи

Проектирование -- один из наиболее сложных и ответственных этапов развертывания сетей сотовой связи, поскольку он должен обеспечить возможно более близкое к оптимальному построение сети по критерию эффективность - стоимость. Формально задача проектирования проста: надо определить места установки базовых станций и распределить имеющиеся частотные каналы между ячейками (составить территориально-частотный план в соответствии с принципом одновременного использования одних и тех же частот в геометрически разнесенных ячейках) таким образом, чтобы обеспечить обслуживание сотовой связью заданной территории с требуемым качеством при минимальном числе базовых станций, т.е. при минимальной стоимости инфраструктуры сети. Фактически эта задача очень сложна. С одной стороны, чрезмерное сгущение сети, то есть чрезмерно частая расстановка базовых станций, невыгодна, так как влечет за собой неоправданные затраты. С другой стороны, слишком редкое расположение базовых станций может привести к появлению необслуживаемых «белых пятен», что тем более недопустимо. Задача дополнительно осложняется трудностью аналитической оценки характеристик распространения сигналов и расчета напряженности поля, а также необходимостью учета неравномерности трафика в пределах обслуживаемой территории. Поэтому проектирование систем сотовой связи требует наличия специалистов высокой квалификации, имеющих опыт как в части решения технических вопросов, так и в части характеристик рынка.

Поскольку конфигурация и параметры сети существенным образом зависят от условий местности (рельефа, характеристик застройки и т.п.) и в ходе разработки проекта приходится выполнять большой объем расчетов, требующих интенсивного использования вычислительных средств, проектирование начинается с создания электронной карты территории, т.е. с переноса в компьютер топографической карты местности со всеми параметрами и характеристиками, существенными для составления проекта. Затем с учетом характеристик намечаемой к использованию аппаратуры и результатов приближенной оценки энергетического баланса производится предварительное проектирование ячеек сети и позиций базовых станций.

Для полученной схемы с использованием имеющихся моделей распространения радиоволн и характеристик местности более точно рассчитываются параметры электромагнитного поля в пределах обслуживаемой территории, позволяющие оценить качество покрытия. Для той же схемы составляется территориально-частотный план (распределение частотных каналов по ячейкам в соответствии с принципом повторного использования частот), а также оцениваются трафик и емкость для характерных участков и сети в целом.

Если по каким-либо показателям (качество покрытия, трафик, емкость) составленная схема сети не удовлетворяет предъявляемым к ней требованиям, производится ее корректировка, и для уточненной схемы указанные выше расчеты повторяются. Таким образом, в значительной своей части процесс проектирования оказывается итерационным.

Кроме того, в проектируемой сети обязательно производятся экспериментальные измерения характеристик электромагнитного поля, и по результатам измерений схема сети также корректируется.

Необходимый объем экспериментальных измерений и частота их повторения определяются на основании опыта проектировщиков. Окончательно качество проекта выясняется и оценивается уже на этапе эксплуатации сети, где также неизбежны его корректировка и доработка, особенно в самом начале работы, когда производятся настройка и оптимизация сети. Этот этап работы фактически оказывается наиболее трудоемким.

Наконец, последующие доработки проекта требуются по мере развития и совершенствования сети, для повышения ее качества, и в этом смысле можно сказать, что процесс проектирования сотовой сети, один раз начатый, уже никогда не заканчивается.

В заключение отметим, что с проблемой проектирования тесно связана проблема оценки зоны покрытия сети сотовой связи. Дело в том, что оценка зоны покрытия, в том числе и для уже действующей сети, производится расчетным путем, с экспериментальной проверкой в отдельных сечениях или на отдельных участках, поскольку сплошные экспериментальные измерения во всей сети чрезмерно трудоемки.

Для оценки зоны покрытия действующей сети применяются те же методы расчета, что и при проектировании, и качество такой оценки тем выше, чем выше квалификация проектировщиков и чем совершеннее используемые ими методы проектирования.

Размещено на Allbest.ru