Исследование спектральной эффективности беспроводных телекоммуникационных систем
Обоснование путей спектральной эффективности современных беспроводных телекоммуникационных систем. Анализ особенностей аналитического определения спектральных параметров. Оценка спектрально-эффективной двоичной манипуляции с компактным спектром.
| Рубрика | Коммуникации, связь, цифровые приборы и радиоэлектроника |
| Вид | дипломная работа |
| Язык | русский |
| Дата добавления | 11.12.2015 |
| Размер файла | 2,0 M |
Отправить свою хорошую работу в базу знаний просто. Используйте форму, расположенную ниже
Студенты, аспиранты, молодые ученые, использующие базу знаний в своей учебе и работе, будут вам очень благодарны.
Предположим, что реализуется способ формирования сигнала ММС с частотной модуляцией, для чего вначале осуществляется преобразование модулирующего сообщения в соответствии с формулой (20) и устройством, изображенным на рисунке 11. На рисунке 11 штриховой линией ограничен регистр сдвига с отводами, работа которого тактируется с тактовой частотой поступающего двоичного сообщения. Символом обозначен инвертор.[7]
(20)
Размещено на http://www.allbest.ru/
63
Рисунок 12 - Структурная схема преобразователя
Выходная последовательность символов преобразователя bj представляется в виде биполярной функции времени, принимающей для bj = 1 на тактовом интервале значение 1, а для bj = 0 значение - 1. Скачки этой функции в тактовых точках привели бы при ММС к скачкообразным изменениям мгновенной частоты и соответственно к изломам в фазовых траекториях.
3.3 Гауссовая модуляция с минимальным сдвигом (ГММС)
Чтобы сгладить скачки модулирующей функции, её пропускают через соответствующий фильтр нижних частот (ФНЧ). Соответствующий способ модуляции при таком способе формирования радиосигнала принято называть гауссовской модуляцией с минимальным сдвигом (ГММС). Гауссовской эта модуляция именуется в связи с тем, что в качестве ФНЧ здесь используют фильтр с частотной характеристикой вида ехр(-с2), который принято называть гауссовским.
Поскольку на выходе ФНЧ модулирующая функция уже не является двухуровневой, а принимает и промежуточные значения, то при манипуляции уже нельзя ограничиться формированием только двух частот, так что обычный ЧМ-модулятор становится непригодным. Требуемый закон изменения частоты сигнала создают с помощью фазовой модуляции.[8] Для этого вначале напряжение, отражающее требуемый закон изменения частоты, пропускают через идеальный интегратор, преобразовывая его таким образом в закон изменения фазы ц(t), который, в свою очередь, реализуют суммированием квадратурных векторов с уровнями sinц(t) и cosц(t) соответственно. Структурная схема модулятора, построенного на этих принципах, представлена на рисунке 13.
Размещено на http://www.allbest.ru/
63
Рисунок 13 - Структурная схема модулятора ГММС
На вход модулятора подается преобразованный модулирующий сигнал:
(21)
где хi {-1,+1} - информационный символ, вычисленный по формуле (21), передаваемый на интервале времени iTЭ < t (i + 1)ТЭ с номером i, где TЭ - длительность информационного символа. Функция(22) определяет форму этого символа:
( 22)
Сигнал (22) подвергается предварительной низкочастотной фильтрации с помощью гауссовского фильтра низкой частоты, который должен иметь импульсный отклик следующей формы:
(23)
где В - ширина полосы пропускания этого фильтра на уровне 0,707 от максимального значения его амплитудно-частотной характеристики:
(24)
Из выражения (23) следует, что физически реализуемый фильтр не может иметь такой импульсный отклик, поскольку его значения при отрицательном значении аргумента t отличны от нуля, т.е. отклик фильтра появляется на выходе фильтра раньше начала воздействия на входе. Тем не менее, можно считать, что такой фильтр может быть реализован приближенно, т.е. импульсный отклик физически реализуемого фильтра достаточно хорошо можно аппроксимировать функцией g(t) для t 0.
При дальнейшем описании данного сигнала более удобно использовать нормированное время ф = t/TЭ, при котором из (23) получаем:
(25)
Единственным параметром такого представления является произведение ВTЭ, полосы пропускания фильтра на длительность прямоугольного импульса на его входе. График функции (6) при ВTЭ = 0,3 изображен на рисунке 3.
Рисунок 14 - Импульсный отклик гауссовского фильтра низкой частоты
Отклик гауссовского фильтра на воздействие в виде одиночного прямоугольного импульса (22) вычисляется как свертка этих импульсов и отклика (23):
(26)
График отклика представлен на рисунке 15. Важно здесь обратить внимание, что одиночный прямоугольный импульс на входе фильтра имеет длительность TЭ, а отклик на выходе фильтра заметно отличен от нуля на интервале 3TЭ. В результате соседние символы на выходе гауссовского фильтра существенно перекрываются, т.е. имеет место существенная межсимвольная интерференция (МСИ), или искажения.
Размещено на http://www.allbest.ru/
63
Рисунок 15 - Импульсный отклик гауссовского фильтра низкой частоты частоты
Теперь очевидно, что если модулирующий сигнал (21) подать на вход гауссового фильтра низкой частоты, то сигнал на его выходе можно представить как сумму сверток (26):
(27)
Следовательно, сигнал на выходе устройства интегрирования на бесконечном интервале времени можно записать в виде следующей суммы:
(28)
Здесь введено обозначение
(29)
для интеграла от одиночного отклика гауссовского фильтра, который называют фазовой функцией. График последней для случая, когда функция q(ф) имеет вид, представленный на рисунке 4, изображен на рисунке 16.
Размещено на http://www.allbest.ru/
63
Рисунок 16 - Фазовая функция сигнала ГММС при ВТС = 0,3
Значения фазовой функции изменяются только на интервале 0 < TЭ < 3,0, длительность которого равна трем длительностям информационного символа. Вне этого интервал значения функции практически равны либо 0, либо 1.
В дальнейшем нам потребуется, представление функции (28) на конечном интервале k < t < k + 1, на котором передается информационный символ с номером k. В соответствии с (28) сначала можно записать выражение
(30)
которое учитывает, что мы не рассматриваем символы со значениями индекса i, превышающими значение k. Однако это выражение можно представить в более простой форме, если учесть, что символы на прошлых интервалах оказывают разное влияние на значения функции ц(t) на рассматриваемом интервале с номером k. Действительно, из рисунка 5 следует, что все информационные символы со значениями индекса i k - 3 добавляют в выражение (30) только + 1 или - 1 в соответствии со значениями символов xi. Вклад двух предшествующих символов можно представить слагаемым . Тогда вместо (30) можно записать:
(31)
Значением первого слагаемого в правой части равенства здесь может оказаться любое целое число, положительное или отрицательное, включая нуль. Два последних слагаемых определяют изменение функции ц(t) на интервале с номером k: последнее слагаемое - вклад текущего информационного символа на данном интервале, второе слагаемое - вклад двух предшествующих информационных символов в значения функции ц(t) на текущем интервале.
Таким образом, сигнал на выходе устройства интегрирования обладает "памятью" - значения этого сигнала на интервале с номером k зависят от информационных символов на всех предшествующих интервалах.
Теперь возвращаемся к схеме модулятора (рисунок 13), в соответствии с которой над сигналом ц(t) одновременно выполняются следующие преобразования:
(32)
В результате радиосигнал на выходе модулятора теперь принимает вид:
(33)
Здесь добавлен множитель /2 для того, чтобы полное приращение фазы сигнала, обусловленное одним информационным символом, было равно /2 (как это имеет место для ММС сигнала). Именно благодаря соответствующему свойству ММС сигнала рассматриваемый здесь сигнал также назван сигналом с минимальным сдвигом. [9]
В согласии с (33) радиосигнал ГММС является сигналом с угловой (частотной или фазовой) модуляцией и имеет постоянное значение огибающей. Если рассматривать значения данного сигнала на всех интервалах вплоть до текущего интервала с номером k, то вся последовательность информационных символов {bi, i = ..., (k - 1), k} закодирована в значения функции ц(t) на этих интервалах.
3.4 Энергетический спектр сигнала ММС
Он определяется соотношением (34). К сожалению, аналогичной явной Формулы для спектральной плотности мощности сигнала ГММС не существует. Путем моделирования получены лишь оценки этого спектра, представляемые графиками при различных значениях параметра ВТЭ. Примеры таких графиков приведены на рисунке 17.
(34)
Размещено на http://www.allbest.ru/
63
Рисунок 17 - Энергетический спектр сигнала ГММС
На рисунке 17, а изображен спектр сигнала ГММС при ВТЭ = 10,0, который останется практически таким же при дальнейшем увеличении этого произведения. Поэтому график можно рассматривать как оценку спектра сигнала ММС, полученную путем имитационного моделирования по аналитической формуле (34). Из рисунка 17 б следует, что на уровне - 40 дБ ширина спектра сигнала ГММС примерно в три раза эже, чем для сигнала ММС.
Таким образом, можно утверждать, что сглаживание фазовых траекторий сигналов с непрерывной фазой позволяет заметно повысить спектральную эффективность системы цифровой радиосвязи.
Вместе с тем приведенные данные указывают на возникновение значительных МСИ, вызванных использованием фильтрации закона изменения частоты при ГММС. Так, в соответствии с данными рисунка 6 изменение фазы за время передачи данного символа существенно зависит от символов, передававшихся ранее. Это означает, что можно ожидать существенного снижения помехоустойчивости сигналов ГММС по сравнению с ММС. Чтобы соответствующие энергетические потери были бы менее значительными, необходимо использовать метод демодуляции, оптимизированный с учетом наличия МСИ. Поскольку МСИ приводит к взаимозависимости сигналов, передаваемых на соседних тактовых интервалах, такая оптимизация сводится к необходимости укрупнения ансамбля элементарных сигналов. Типовым способом решения данной задачи без недопустимого усложнения оборудования является использование алгоритма Витерби при демодуляции. Последний широко реализуется в ряде случаев для борьбы с искажениями сигналов, вызванных многолучевым распространением в канале связи.
4. Анализ эффективных методов модуляции, используемых в современных беспроводных телекоммуникационных системах
4.1 Сигналы с фазовой модуляцией (PSK)
Они применяются в виде двоичной (BPSK), квадратурной (QPSK) и восьмеричной (8-PSK) фазовой модуляции. Сигналы BPSK задаются выражениями.
( 35)
где функция rectr(0) задает временное окно существования сигнала (рис. 18).
Рисунок 18 - Функция rectr (t)
где функция rectr(0) задает временное окно существования сигнала (рис. 18).
Спектральная плотность сигнала BPSK приведена на рис. 19 (кривая 7):
(35)
где - энергия сигнала.
Расстояние между сигналами .
Взаимокорреляционная функция R1,2 = -1, из-за чего сигналы BPSK называют противоположными. [5]
Вероятность ошибки в гауссовском канале при использовании сигналов BPSK
( 36)
В системах радиодоступа применяют многократные виды фазовой модуляции, такие как QPSK и 8-PSK. Выражения для cигналов QPSK записываются следующим образом:
i=1,…,4. ( 37)
а для сигналов с М= 2к фазами
(38)
Спектральная плотность сигналов QPSK и 8-PSK приведены на рисунке 19 (кривые 2 и 3 соответственно).
Рисунок 19 - Спектральная плотность сигнала ВPSK: 1 - М=2, 2 - М=4, QPSK, 3 - M=8, 8-PSK:
Рисунок 20 Зависимости вероятности ошибки от отношения сигнал/шум: 1 - BPSK, 2 - QPSK; 3 - 8-PSK, 4 - 16-PSK
Расстояние между соседними сигналами в общем случае для фазомодулированного сигнала исчисляется следующим образом:
(39)
приМ=8.
В дальнейшем при увеличении М расстояние между соседними сигналами быстро уменьшается, поэтому, несмотря на уменьшение полосы используемых частот в к= log2M раз (по отношению к BPSK сигналам), многократная фазовая модуляция используется только с М? 8.
Вероятность ошибки в гауссовском нинале для М-ичных сигналов определяется выражением
(40)
где -- энергия на один символ.
Из анализа кривых рис.20 следует, что с увеличением количества сигналов М = 2к, помехоустойчивость уменьшается. Наибольшей помехоустойчивостью (или наименьшими энергетическими затратами) при заданной вероятности ошибки обладаюг сигналы BPSK, начинаемые противоположными, так как
Сигналы QPSK образуют биортогональную систему сигналов, для которой
Сигналы MPSK при М> 4 утрачивают свойства противоположности и ортогональности, что приводит к снижению помехоустойчивости.
Рисунок 21- Изображение сигналов: а - BPSK; б - QPSK; в - /4 PSK; г - PSK:
4.2 Сигналы с квадратурной амплитудной модуляцией
Естественным является желание повысить помехоустойчивость приема сигналов за счет увеличения расстояния между соседними сигналами Di,i+1 привело к поиску многократных сигналов с большим, чем у MPSK модуляции расстоянием. Таким преимуществом обладают сигналы с квадратурной амплитудной модуляцией (QАМ):
(41)
Часто сигналы с КАМ модуляцией задают в квадратурном виде
(42)
где ai = - L + 2i + 1; bi: = L - 2i - 1; L =.
На рис. 22 приведена сигнальная диаграмма для случая 16-QAM. Расстояние между соседними сигналами
(43)
Рисунок 22 - Изображение сигнала 16 QAM
Рисунок 23 - Спектральная плотность сигнала QAM
Спектральная плотность мощности QAM-сигнала совпадает со спектром радиоимпульса (рис. 23) длительностью [5]
(44)
где То - длительность информационного символа:
(45)
где Aср - среднее значение амплитуды сигнала КАМ.
Для уменьшения занимаемой полосы частот в модуляторах сигналов с фазовой модуляцией и квадратурной модуляцией применяют сглаживающие фильтры. Чаще всего применяют фильтры с характеристикой типа «приподнятый ко синус» (рис. 24):
(46)
где б [0,1] - коэффициент сглаживания.
Рисунок 24 - АЧХ фильтра с характеристикой «приподнятый косинус»
Применение сглаживающих фильтров приводит к увеличению спектральной эффективности (1.2) . Однако из-за сглаживания уменьшается расстояние между соседними сигналами, что приводит к снижению помехоустойчивости и соответственно энергетической эффективности Поэтому выбор параметров сглаживания определяется компромиссом между частотной и энергетической эффективностью.
4.3 Сигналы с ОFDM модуляцией
Однако сигналы MSK и GMSK не позволяют обеспечить высокой спектральной эффективности в каналах связи (г ? l), а сигналы с многократной модуляцией оказываются неустойчивыми к замираниям в каналах связи. Поэтому, когда появилась необходимость высокоскоростной передачи информации в условиях городской застройки, потребовалась разработка и применение сигналов с ортогональной частотной модуляцией (OFDM). Сразу два стандарта, знаменующих переход к четвертому поколению систем радиодоступа, основаны на при менении сигналов OFDM: 802.1l a/g и 802.16.
Рисунок 25 - Разделение полосы сигнала на N подканалов
Сигналы с OFDM модуляцией позволяют бороться с межсимвольной интерференцией и поэтому являются альтернативой эквалайзера в случае одночастотной модуляции.
При OFDМ модуляции исходный спектр сигнала разделяется на N частотных ортогональных подканалов, в каждом из которых осуществляется модуляция последовательностью данных (рисунок 25). Поэтому полоса занимаемых частот каждым из N = 2к подканалов (п/к), где к - натуральное число:
?Fп/к=?F/N. (47)
Cоответственно длительность символа также увеличится в N раз и составит
Тс = ToN. (48)
При многолучевом распространении замирания обусловлены разностью хода лучей и cуммированием сигналов в точке приема с разными фазами:
?цi = ?Fk ?ф= ?Fk(ффi - фс) , (49)
где ффi - время распространения в i-м луче; фр - время распространения сигнала в направлении прямой видимости. Из выражения (47) следует, что чем меньше полоса частот, занимаемая каналом, тем меньше разность набега фаз ?цi. Для отдельного подканала ОFDM сигнала набег фаз
(50)
В частности, если ?цi = р (т.е. наблюдаются замирания), то выбором числа подканалом N можно добиться, чтобы ?цi П/К ? 0.[6]
Тогда в соответствии с (49) амплитуды принимаемых сигналов суммируются в фазе и замирании отсутствуют.
Число подканалов, необходимых в конкретных условиях, определяется изходя из максимальной наблюдаемой разности хода лучей и допустимой разности фаз в подканале между лучами. Допустимая разность фаз не превышает 3...5°. Максимальная разность хода лучей вычисляется исходя из оценки возможных отражателей, существенности амплитуды отраженных сигналов и направленных свойств антенн передатчика и приемника (рисунок 26).
Рисунок 26 - Модель приема в условиях отражений
Наихудшим считается случай, когда антенны передатчика и приемника являются всенаправленными (в частности, в условиях внутриофисного применения).
На рисунок 26 приведен пример направленных антенн. Поэтому отраженные сигналы П2 и П4 существенного вклада в результирующий сигнал не вносят и не учитываются. Максимальная разность хода лучей определяется выражением
(51)
где R0 = R1 + R2; r1 = R1/sin((иПРД/2) - максимальное расстояние от передатчика до точки отражения под углом ипрд/2; r2 =R2/sin(иПРМ/2) - максимальное расстояние от точки отражения до приемника под углом ипрм/2.
Подставляя (49) в (50) , можно найти максимальное удаление между передатчиком и приемником, при котором допустимый набег фаз не будет превышен. Например, при полосе частот ?F = 20 МГц, ширине диаграммы направленности антенны передатчика 60° и приемника 10° получаем при ?цдоп= 10° максимальную дальность 200 м. При разделении полосы частот на N = 64 подканала максимальное удаление Ro= 12км. Если ширина диаграммы направленности увеличится, то максимальное удаление уменьшится. В общем случае выражение для OFDM сигнала записывается следующим образом:
, (52)
где сik - символ данных в кадре на к-й поднесущей в составе i-го символа OFDM сигнала; l - номер символа OFDM сигнала; к - номер поднесущей; T3 - длительность защитного интервала; Тс - длительность OFDM сигнала; Tо-- длительность символа (или длительность Фурье-преобразования) в составе OFDM сигнала (рисунок 27).
Рисунок 27 - Структура OFDM сигнала
Рисунок 28 - Линейный эквалайзер во временной области (1) и эквалайзер в частотной области, или OFDM-сигнал (2)
Так как подканалы OFDM сигнала ортогональны, то спектральные характеристики определяются суммой энергетических спектров всех подканалов.
(53)
где fо - несущая частота.
Как следует из формулы с увеличением количества поднесущих форма спектра стремится к треугольной. Дополнительные преимущества спектральных характеристик OFDМ сигналов могут быть получены с использованием сглаживающих фильтров .
В настоящее время OFDМ сигналы рассматриваются как альтернатива эквалайзерам при борьбе с межсимвольной интерференцией. С точки зрения теории применение OFDM сигналов эквивалентно применению эквалайзера, реализованного в частотной области. Эквалайзеры, реализованные во временной области, существенно уступают им по сложности реализации . На рис. 28 обозначено: Мумн - число операций умножения на один символ; фк - длительность отклика на выходе канала, Tо - длительность символа.
В системах радиодоступа встречаются разновидности сигналов OFDM: COFDM и VOFDM.
Сигналы COFDM используют кодирование информации на каждой поднесущей и между поднесущими. Помехоустойчивое кодирование позволяет дополнительно усилить полезные свойства OFDM-сигнала. [4]
Обозначение VOFDM скрывает векторную модуляцию, где используется больше одной приемной антенны, что позволяет дополнительно усилить эффект от борьбы с межсимвольной интерференцией.
Заключение
Таким образом, в данной дипломной работе рассмотрены следующие вопросы.
1. Обоснованы пути повышения спектральной эффективности телекоммуникационных систем, основные из которых являются:
- анализ возможности по сближению частотных интервалов между рабочими частотами;
- использование дополнительных параметров для разделения сигналов с одинаковыми или близкими частотами (например, начальную фазу, территориальный разнос антенн, использование направленных свойств антенн).
2. Проведен обзор способов вычисления ширины спектра различных сигналов, а именно, основанных на аналитических исследованиях и численных методов с использованием компьютера. Сделан вывод о необходимости развития второго из названных методов для оценки спектральной эффективности систем, использующих сложные сигналы и типы модуляции.
3. В качестве примеров, во-первых, рассмотрены особенности формирования и спектральные свойства сигналов с гауссовской частотной манипуляцией с минимальным сдвигом с шириной спектра, примерно в 3 раза уже спектра сигналов с обычной частотной манипуляцией. Сигналы такого типа используются в стандарте сотовой связи второго поколения GSM. Во-вторых, рассмотрены особенности передачи сигналов при помощи многопозиционной модуляции и параллельной передачи информации, используемые практически во всех современных беспроводных системах связи и позволяющие повысить спектральную эффективность в несколько раз.
4. Рассмотренные методы спектрально-эффективных способов передачи информации могут быть использованы при проведении лекционных и семинарских занятиях дисциплины Общая теория связи и Радиотехнические системы передачи информации
Список использованных источников
1 Телекоммуникационные системы и сети. Т.2:Учеб. пособие/Г.П.Катунин, Г.В.Мамчев, В.Н.Попантонупуло, В.П.Шувалов, Новосибирск: ЦЭРИС, 2013.-624с.
2 Олифер В.Г. Компьютерные сети . Принципы, технологии, протоколы. Учеб. Для вузов. 3-е изд. - СПб: Питер , 2012 - 958 с.
3 Широкополосные беспроводные сети передачи информации/В.М Вишневский, А.И.Ляхов, С.Л.Портной, И.В.Шахонович - М.:Техносфера, 2005.- 595с.
4 Теория электрической связи: Учебник для вузов / А. Г. Зюко, Д.Д. Кловский, В. И. Коржик, М. В. Назаров. - М.: Радио и связь, 1999. - 432 с.
5 Ричард Рид. Основы теории передачи информации.: Пер. с англ.. - М. : Издательский дом “Вильямс”, 2005. - 320 с.
6 Волков Л.Н., Системы цифровой радиосвязи: базовые методы и характеристики: Учеб. Пособие/Н.Л.Волков , М.С.Немировский, Ю.С.Шинаков. - М.: Эко-Трендз, 2005. - 392с.
7 Першин В.Т. Основы радиоэлектроники и схемотехники: учебное пособие для студентов вузов / В.Т. Першин. - Ростов н/Д: Феникс, 2006. - 544с.
8 Баскаков С. И. Радиотехнические цепи и сигналы: Учеб. для вузов по спец. «Радиотехника». - М.: Высш. шк., 2003. - 448 с.
9 Попов В.И. Основы сотовой связи стандарта GSM. - М.: Эко-Трендз, 2005. - 296 с.
10 Биккенин Р. Р.,Теория электрической связи / Р.Р.Биккенин , М. Н. Чесноков- Академия, 2010. - 329с.
11 Макаров С.Б. Частотная и энергетическая эффективность неортогональной многочастотной системы передачи сообщений / С.Б.Макаров , С.В. Завьялов . - Радиотехника, 2015, №2, с.50-60.
Размещено на Allbest.ru
...Подобные документы
Принципы построения беспроводных телекоммуникационных систем связи. Общая характеристика корреляционных и спектральных свойств сигналов. Анализ вероятностей ошибок различения М известных и М флуктуирующих сигналов на фоне помех и с кодовым разделением.
курсовая работа [1,6 M], добавлен 19.05.2010Рассмотрение особенностей развития телекоммуникационных систем. Анализ теоремы Найквиста-Котельникова. Основные этапы расчета параметров цикловой синхронизации первичного цифрового потока. Характеристика спектральной диаграммы телефонного АИМ сигнала.
дипломная работа [1,2 M], добавлен 06.01.2013Знакомство с современными цифровыми телекоммуникационными системами. Принципы работы беспроводных сетей абонентского радиодоступа. Особенности управления доступом IEEE 802.11. Анализ электромагнитной совместимости группировки беспроводных локальных сетей.
дипломная работа [2,8 M], добавлен 15.06.2011Принципы построения беспроводных телекоммуникационных систем связи. Схема построения системы сотовой связи. Преимущества кодового разделения. Исследование распространенных стандартов беспроводной связи. Корреляционные и спектральные свойства сигналов.
курсовая работа [1,6 M], добавлен 22.05.2010Принцип действия беспроводных сетей и устройств, их уязвимость и основные угрозы. Средства защиты информации беспроводных сетей; режимы WEP, WPA и WPA-PSK. Настройка безопасности в сети при использовании систем обнаружения вторжения на примере Kismet.
курсовая работа [175,3 K], добавлен 28.12.2017Изучение особенностей беспроводных сетей, предоставление услуг связи вне зависимости от места и времени. Процесс использования оптического спектра широкого диапазона как среды для передачи информации в закрытых беспроводных коммуникационных системах.
статья [87,3 K], добавлен 28.01.2016Исследование и анализ беспроводных сетей передачи данных. Беспроводная связь технологии wi–fi. Технология ближней беспроводной радиосвязи bluetooth. Пропускная способность беспроводных сетей. Алгоритмы альтернативной маршрутизации в беспроводных сетях.
курсовая работа [825,8 K], добавлен 19.01.2015Требование к сети связи со стороны потенциальных потребителей. Пользователи системы связи. Эволюция стандартов IEEE 802.16. Обзор современных систем беспроводного абонентского доступа. Сравнение ключевых технологий WiMAX, LTE, спектральной эффективности.
дипломная работа [2,7 M], добавлен 13.02.2014Общие понятия о беспроводных локальных сетях, изучение их характеристик и основных классификаций. Применение беспроводных линий связи. Преимущества беспроводных коммуникаций. Диапазоны электромагнитного спектра, распространение электромагнитных волн.
курсовая работа [69,3 K], добавлен 18.06.2014Классификация систем синхронизации, расчет параметров с добавлением и вычитанием импульсов. Построение кодера и декодера циклического кода, диаграммы систем с обратной связью и ожиданием для неидеального обратного канала, вычисление вероятности ошибок.
курсовая работа [611,4 K], добавлен 13.04.2012Особенности разработки и осуществления телекоммуникационных проектов: опыт организации и проведения телекоммуникационных линий в России и за рубежом. Методики развития проектной деятельности учащихся в сетях, организация контактов и взаимодействия.
курсовая работа [33,7 K], добавлен 23.12.2014Математическая основа построения систем защиты информации в телекоммуникационных системах. Особенности методов криптографии. Принципы, методы и средства реализации защиты данных. Основы ассиметричного и симметричного шифрования-дешифрования информации.
курсовая работа [46,9 K], добавлен 13.12.2013Анализ основных видов сложных сигналов, анализ широкополосных систем связи. Классификация радиолокационных систем, их тактических и технических характеристик. Разработка и обоснование основных путей развития радиолокационных систем со сложными сигналами.
курсовая работа [470,3 K], добавлен 18.07.2014Тенденции развития систем безопасности с точки зрения использования различных каналов связи. Использование беспроводных каналов в системах охраны. Функции GSM каналов, используемые системами безопасности. Вопросы безопасности при эксплуатации систем.
дипломная работа [1,6 M], добавлен 22.07.2009Способы совершенствования помехозащищенных радиотехнических систем (РТС), анализ их основных характеристик и параметров. Методы повышения скрытности РТС, их устойчивости к преднамеренным помехам. Оценка эффективности предлагаемых технических решений.
дипломная работа [559,5 K], добавлен 17.04.2015Расчет спектральной плотности экспоненциального импульса цифрового устройства с помощью формулы прямого преобразования Фурье. Построение АЧХ и ФЧХ спектральной плотности. Построение амплитудного спектра периодического дискретизированного сигнала.
контрольная работа [197,1 K], добавлен 23.04.2014Тенденции развития радиоканальных систем безопасности. Использование беспроводных каналов в системах охраны. Описание существующей системы защиты предприятия. Исследование скорости передачи данных, способности канала GSM. Анализ помехоустойчивости канала.
дипломная работа [1,1 M], добавлен 05.11.2016Основы построения аналоговых радиорелейных линий. Радиорелейные линии синхронной цифровой иерархии. Принципы построения спутниковых систем связи. Многостанционный доступ с разделением по частоте и времени. Требования к видеодисплейным терминалам.
дипломная работа [813,6 K], добавлен 17.05.2012Обоснование необходимости использования и развития радионавигационных систем. Анализ принципа построения и передачи сигналов радионавигационных систем. Описание движения спутников. Принцип дифференциального режима и методы дифференциальной коррекции.
курсовая работа [654,2 K], добавлен 18.07.2014Принципы построения систем передачи информации. Характеристики сигналов и каналов связи. Методы и способы реализации амплитудной модуляции. Структура телефонных и телекоммуникационных сетей. Особенности телеграфных, мобильных и цифровых систем связи.
курсовая работа [6,4 M], добавлен 29.06.2010
