Системы связи с частотным уплотнением каналов

Размещено на http://www.allbest.ru/

МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ

ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ

Технологический институт

Федерального государственного образовательного

Учреждения высшего профессионального образования

"Южный федеральный университет"

Реферат

На тему:

Системы связи с частотным уплотнением каналов

Таганрог

2016



1. Введение

В наши дни радиосвязь получила широкое распространение. В связи с ограниченным частотным ресурсом и огромным числом пользователей, которые используют радиочастоты, приходится применять различные методы уплотнения (разделения) каналов связи. Уплотнение линий связи экономически целесообразно осуществлять, так как это позволяет сократить затраты на организацию новых линий связи в случае отсутствия уплотнения и сократить расходы на оборудование и эксплуатацию.

Существуют, например, такие методы уплотнения каналов связи:

Частотное разделение каналов - для каждого канала связи отводится своя полоса частот так, чтобы не происходило перекрытия их частотных полос.

Временное разделение каналов - сигналы каждого канала дискретизируются и их мгновенные значения передаются последовательно по времени, таким образом, каждое сообщение передается короткими импульсами - дискретами.

Фазовое разделение каналов - по линии связи передаются сигналы одинаковой частоты и амплитуды и с различными фазами. На приемной стороне такие сигналы выделяются с помощью специальных устройств.

Пространственное разделение каналов - метод уплотнения по поляризации сигнала, ортогональные сигналы передаются по одной линии связи, что позволяет сократить полосу частот канала.

Линейное разделение каналов - или метод разделения по форме, используются линейно независимые сигналы. Такие сигналы линейно разделены и могут быть приняты в качестве канальных сигналов.

Наиболее широкое применение нашли частотное и временное разделения каналов связи. Именно эти методы уплотнения описаны в данной курсовой работе.



2. Системы с частотным и временным уплотнением каналов

2.1 Системы с частотным уплотнением каналов

В системах с ЧРК используются канальные сигналы, частотные спектры которых располагаются в неперекрывающихся частотных полосах. Формирование канальных сигналов осуществляется при помощи АМ, ЧМ или ФМ так, чтобы средние частоты спектров канальных сигналов соответствовали средним частотам отведенных полос каждого канала. В приемной части разделение каналов осуществляется набором частотных фильтров, каждый из которых пропускает спектр частот, принадлежащий только данному канальному сигналу. На рис. 2.1.1 показаны спектры сообщений, передаваемых по трем каналам (а), спектры канальных сигналов (б) и спектр сигнала, передаваемого по линии связи (в).

Рис. 2.1.1, а

Рис. 2.1.1, б



Рис. 2.1.1, в

Для формирования канальных сигналов с неперекрывающимися спектрами осуществляется перенос спектров сообщений с помощью канальных модуляторов (М_i ). На каждый модулятор подаются сообщение л_k (t) и колебание s_k (t)=a_k cos(щ_k t + ц_k ) от генератора поднесущих частот (ГЧ) (рис. 2.1.2). Канальные сигналы подаются на фильтры, полосы которых согласованы со спектрами этих сигналов. Фильтры подавляют гармоники, образующиеся в канальных модуляторах. В суммирующем устройстве складываются канальные сигналы, и групповой сигнал, спектр которого показан на рис. 2.1.1,б, модулирует несущую, вырабатываемую генератором (ГН). На выходе модулятора М_У образуется радиосигнал с несущей щ₀ .

На приемной стороне после усиления и преобразования сигнала в ЛПр производится выделение группового сигнала с помощью демодулятора (Д). Групповой сигнал подается на устройство разделения, состоящее из параллельно включенных фильтров Ф₁ , Ф₂ ,…, Ф_М . На рис. 2.1.1,б параболами обозначены характеристики затухания фильтров. На выходе каждого фильтра выделяется соответствующий канальный сигнал вместе с продуктами взаимных помех и шумами. Канальные демодуляторы (КД_i ) выделяют переданные сообщения, направляемые далее получателям П_i .

Спектральные функции канальных сигналов не перекрываются, поэтому они удовлетворяют условию ортогональности:



(2.1.1)

Из (2.1.1) следует, что канальные сигналы s₁ (t),…, s_M (t) ортогональны:

(2.1.2)

что доказывается с помощью преобразования Фурье.

Рис. 2.1.2

Определим вид оператора разделения L_k для системы с ЧРК. При использовании линейных фильтров с импульсными реакциями g_k (t) и группового сигнала s_У (t) вид оператора L_k следующий:



(2.1.3)

Отсюда находим комплексный коэффициент передачи K_k (jщ) разделительного фильтра Ф_k :

(2.1.4)

Для идеального разделения каналов необходимо, чтобы затухание фильтров в пределах полосы спектра сигнала s_k (t) равнялось нулю и было бесконечным вне пределов полосы спектра (рис. 2.1.3, а). В реальных полосовых фильтрах затухание вне полосы прозрачности конечно, имеют место переходные области дщ_k . Эти области определяют величину защитных интервалов между частотными спектрами соседних канальных сигналов. С учетом защитных интервалов ширину спектра 2Дѓ_c многоканального радиосигнала можно определить выражением:

(2.1.5)

где z_k F_в k =2ДF_k - полоса частот, занимаемая k-ым канальным сигналом; z_k - коэффициент, определяемый способом модуляции поднесущей сообщением л_k , спектр которого имеет полосу F_в k ; Z - коэффициент, определяемый способом модуляции поднесущей групповым сигналом; дѓ_k - защитный интервал между соседними спектрами; Дѓ - нижняя граничная частота спектра многоканального сообщения.



Рис. 2.1.3, а

Рис. 2.1.3, б

Соотношение (2.1.5) позволяет определить число уплотняемых каналов в системе с ЧРК. При одинаковых значениях F_в для всех каналов и одинаковых защитных интервалах дѓ число каналов равно:

(2.1.6)

Как видно, число каналов зависит от селективных свойств фильтров, определяемых величиной дѓ, а также от видов модуляции z и Z.

Неидеальность разделительных фильтров (g_k (t)?р_k (t)) приводит к появлению межканальных переходных помех. При этом выражение (2.1.3) принимает вид:



(2.1.7)

где е_k - ошибка выделения канального сигнала; коэффициент м?1 характеризует уровень межканальных помех. При ослаблении переходных сигналов разделительным фильтром в N раз имеем:

(2.1.8)

Отсюда, преобразуя по Фурье (2.1.7), можно определить комплексный коэффициент передачи реального фильтра k-го канала:

(2.1.9)

Это выражение позволяет сформулировать требования к затуханию разделительного фильтра k-го канала (рис. 2.1.3, б):

(2.1.10)

Выбор способов модуляции (формирования) канальных сигналов позволяет экономично использовать отведенную для передачи полосу частот. На первой ступени модуляции (модуляции поднесущих) применяют АМ, ФМ или ЧМ. Для более эффективного использования поднесущих могут применяться комбинированные способы модуляции: одна и та же поднесущая подвергается АМ сообщением источника одного канала и ФМ (ЧМ) - сообщением другого. При этом число уплотняемых каналов увеличивается, однако возникают взаимные помехи при выделении сообщений. Применение однополосной модуляции с полным или частичным подавлением одной боковой и поднесущей (ОБП) позволяет разместить в той же полосе частот примерно вдвое больше каналов.

На второй ступени модуляции (модуляции несущей) групповой сигнал модулирует несущую по амплитуде, фазе или частоте. Таким образом, существуют различные комбинации способов модуляции первой и второй ступеней, в соответствии с которыми определяется тип системы с ЧРК, например АМ-АМ, АМ-ОБП, ФМ-АМ, ЧМ-ФМ и т.п. В системах, использующих ОБП, коэффициенты z и Z, определяющие полосы спектров, равны единице, что и позволяет увеличивать число M каналов. При АМ z=Z=2, а при ФМ или ЧМ эти коэффициенты зависят от индексов модуляции и всегда больше двух.

Рассмотрим особенности построения систем с ЧРК при некоторых способах формирования канальных сигналов. Наиболее простым способом является АМ. Для этого используется амплитудный модулятор (АМд), полосовой фильтр (ПФ). На приемной стороне выделение сообщения производится синхронным детектором или обычным линейным детектором (Д). Особенности спектров сигналов на разных этапах формирования показаны на рис. 2.1.4. Асимметрия амплитудно-частотной характеристики фильтра приводит к искажениям огибающей АМ сигнала и, следовательно, к искажениям выделяемых сообщений. Снизить искажения можно путем уменьшения коэффициента модуляции. При этом снижается уровень квадратурных составляющих модулированного сигнала на входе детектора (Д_k ), приводящих к искажениям сигнала. Однако уменьшение коэффициента модуляции сопровождается уменьшением мощности боковых составляющих за счет увеличения мощности несущей. Недостатком АМ является большая полоса частот, занимаемая каналом (в 2 раза больше максимальной частоты сообщения). Несмотря на этот недостаток, а также относительно низкую помехоустойчивость, АМ находит применение вследствие простоты аппаратуры.

Рис. 2.1.4

Подавление одной боковой (ОБ) при передаче канальных сигналов позволяет увеличить число уплотняемых каналов в 2 раза. Вместе с тем формирование ОБ представляет достаточно сложную инженерную задачу из-за необходимости построения сложного канального фильтра. Очевидно, при подавлении ОБ возникают нелинейные искажения сигнала, обусловленные появлением на выходе линейного детектора нелинейных составляющих сообщения. Указанные недостатки, а также низкая помехоустойчивость ограничивают широкое распространение метода ОБ с неподавленной несущей.

Метод ОБП с подавленной несущей оказывается наиболее экономичным с точки зрения использования спектра частот, поскольку в этом случае ширина спектра канального сигнала ДF_k равна ширине спектра сообщения F_в k . Отсутствие поднесущей при ОБП дает возможность увеличить мощность боковой полосы и тем самым обеспечить наибольшую помехоустойчивость по сравнению с другими способами АМ. Недостатком ОБП является необходимость построения на приемной стороне генератора поднесущей. Чтобы искажения сообщения были минимальны, требуется точное совпадение поднесущих на передающей и приемной сторонах. При наличии сдвига частоты дщ_с в канале происходит смещение спектра восстановленного сообщения на дщ_с (рис. 2.1.5), приводящее к искажению сообщения. Для исключения смещения спектра необходимо обеспечивать стабильность и синхронность генераторов.

Рис. 2.1.5

Для формирования ОБП используют фильтровый и бесфильтровый методы. При фильтровом методе ненужная боковая на выходе модулятора подавляется при помощи полосового фильтра. Фильтр должен обеспечивать значительное затухание в полосе подавляемой боковой и малое - в полосе выделяемой боковой. Полоса расфильтровки Дщ_р , определяющая переходную область, не зависит от значения поднесущей щ_k , поэтому при выборе значения щ_k исходят из сложности реализации фильтра. С ростом щ_k сложность фильтра возрастает, и при Дщ_р ?щ_k <10^-2 необходимо применять высокодобротные кварцевые фильтры. Чтобы упростить реализацию фильтров, используют многократное преобразование частоты с тем, чтобы при каждом преобразовании обеспечивалось условие Дщ_р ?щ_k >10^-2 , допускающее реализацию полосовых фильтров на LC-элементах.

Бесфильтровый метод формирования ОБП основан на использовании фазоразностной модуляции. Запишем выражение для колебания одной боковой при гармоническом сообщении с частотой Щ как s_k (t)=А_k cos((щ_k - Щ)t). Это колебание можно выразить иначе:

s_k (t)=Аk[cos(щ_k t)cos(Щt) + cos(щ_k t+0,5р)cos(Щt+0,5р)].

На основании полученного выражения представим схему формирования ОБП (рис. 2.1.6). Схема содержит перемножители, фазовращатель, генератор поднесущей (ГЧ) и сумматор. Для работы схемы требуется, чтобы фазовращатель обеспечивал поворот фазы всех частотных составляющих сообщения на 180 ^о (рис. 2.1.7,а). Гораздо проще реализовать постоянную разность фаз ц₁ - ц₂ =р/2 в заданном диапазоне частот (рис. 2.1.7,б). В схему формирования ОБП в этом случае перед перемножителями включаются фазовращатели на ц₁ и ц₂ .

Рис. 2.1.6



Рис. 2.1.7, а

Рис. 2.1.7, б

Помехоустойчивость передачи сообщений повышается при переходе к широкополосным видам модуляции (ЧМ и ФМ). Помехоустойчивость ЧМ и ФМ растет с увеличением индекса модуляции. Однако при этом увеличивается полоса частотного канала. Например, при индексе модуляции 5-20 ширина полосы ФМ (ЧМ) канального сигнала в 8-24 раза шире спектра АМ сигнала и в 16-48 раз шире спектра сообщения. В связи с этим ЧМ и ФМ применяют в многоканальных системах, как правило, на второй ступени модуляции, чтобы обеспечить высокую помехоустойчивость, например в радиорелейных линиях, в системах связи через ИСЗ.

Рассмотрим основные виды искажений в групповом тракте системы с ЧРК. Групповой тракт должен обеспечивать неискаженную передачу группового сигнала. Это достигается линейностью амплитудной характеристики, а также постоянством амплитудно-частотной и линейностью фазовой характеристик. Амплитудная характеристика определяет нелинейные искажения группового сигнала, а амплитудно-частотная и фазовая - линейные искажения. Линейные искажения группового тракта отсутствуют, если модуль комплексного коэффициента передачи тракта |K(jщ)|=const в полосе группового сигнала, а зависимость фазовых сдвигов от частоты ц(щ) = фщ - линейная функция частоты. Здесь ф=?ц(щ)/?щ - групповое время запаздывания (величина постоянная). Отклонение указанных характеристик от идеальных приводит к деформации спектра группового сигнала (рис. 2.1.8). Однако условие ортогональности канальных сигналов при этом сохраняется. Неравномерность коэффициента передачи тракта и группового запаздывания приводит к изменениям амплитудных и фазовых соотношений в спектрах канальных сигналов. При условии ДF_? >>ДF_k эти искажения становятся незначительными.

Рис. 2.1.8, а

Рис. 2.1.8, б

Нелинейные искажения, обусловленные отклонениями амплитудной характеристики группового тракта от линейной, связаны с появлением межканальных помех. Действительно, если представить нелинейную амплитудную характеристику степенным рядом:

(2.1.11)

то первое слагаемое в (2.1.11) представляет неискаженный сигнал, а остальные - нелинейную функцию сигнала, т.е. помеху. Преобразовав по Фурье правую и левую части равенства (2.1.11), можно убедиться в том, что второе слагаемое в правой части приводит к образованию вторых гармоник составляющих группового сигнала 2щ_k и комбинационных составляющих второго порядка щ_k ± щ_i . Третье слагаемое в (2.1.11) соответствует третьим гармоникам 3щ_k и комбинационным составляющим третьего порядка и т.п. Таким образом, наблюдается расширение спектра канального сигнала за счет нелинейности амплитудной характеристики группового тракта. Спектр нелинейных помех каждого из каналов перекрывается со спектрами соседних каналов, что приводит к возникновению перекрестных помех в соседних каналах. Мощность Р_е перекрестных помех, попадающих в полосу группового сигнала ДF_? , можно оценить по приближенной формуле:

(2.1.12)

где М - число каналов; А_k 0 - амплитуда поднесущей.

Спектральная плотность перекрестных помех N_п.п распределена в пределах полосы ДF_? со слабовыраженной неравномерностью, поэтому, учитывая, что основной вклад в Р_е определяется вторым слагаемым (2.1.12), получим:



(2.1.13)

Коэффициент б₃ определяется экспериментально, путем снятия амплитудной характеристики и ее аппроксимации полиномом.

Кроме указанных причин, перекрестные искажения в многоканальных системах возникают из-за интерференционных явлений. При сложении сигнала с колебаниями, появляющимися на входе приемника и имеющими частоты, близкие к частоте сигнала, амплитуда и фаза полезного сигнала изменяются, что приводит к искажениям принятых сообщений. Особенно сильно такие помехи проявляются в условиях одновременной работы мощных сторонних радиосредств. Уплотнение с частотным разделением (Frequency Division Multiplexing - FDM)

Каждое устройство работает на определенной частоте, благодаря чему несколько устройств могут вести передачу данных на одной территории ( рис. 1.8). Это один из наиболее известных методов, так или иначе используемый в самых современных системах беспроводной связи.

Рис.. Принцип частотного разделения каналов

Наглядная иллюстрация схемы частотного уплотнения - функционирование в одном городе нескольких радиостанций, работающих на разных частотах. Для надежной отстройки друг от друга их рабочие частоты должны быть разделены защитным частотным интервалом, который позволяет исключить взаимные помехи.

Эта схема, хотя и позволяет использовать множество устройств на определенной территории, сама по себе приводит к неоправданному расточительству обычно скудных частотных ресурсов, поскольку требует выделения своей частоты для каждого беспроводного устройства.

частотный связь уплотнение многоканальный

2.2 Уплотнение каналов радиосвязи

Первые опыты по частотному уплотнению радиоканалов были осуществлены в США еще в 1914 году. После изобретения метода модуляции ОБП во многих странах велись разработки многоканальных радиосистем, использующих этот вид модуляции. В СССР первая такая работа была выполнена в 1935 году под руководством В. А. Котельникова. В этом же году в СССР была предложена система связи с многостанционным доступом и частотным разделением каналов (МДЧР), в которой отдельные каналы не закреплялись за абонентами. В этой системе абоненты имели возможность свободного доступа к отдельным частотным каналам, находящимся в пределах полосы частот, выделенной для работы многоканальной системы связи. Принцип свободного доступа существенно повышал эффективность использования этой полосы, и с 60-х годов XX столетия он начал широко использоваться в системах подвижной и спутниковой связи.

Советские ученые в 1941 году предложили применение метода ЧУ для создания многоканальных систем радиосвязи с ЧМ. Такие системы получили в XX веке широчайшее применение в радиорелейной связи.

С начала 60-х годов различные методы многостанционного доступа начинают применяться в системах спутниковой связи. Разрабатываются многоканальные системы "один канал на несущую - ОКН", в которых абоненты, используя ЧМ, имеют свободный доступ к любому из узкополосных частотных каналов системы. Позднее разрабатывается цифровая система SPADE, в которой на каждой несущей методом ОФМ-ИКМ передаются речевые сигналы. В этой системе предусмотрено выключение несущей в паузах речи, что позволяет увеличить число одновременно передаваемых через нелинейный спутниковый ретранслятор каналов до 800.

Создание спутниковых систем многостанционного доступа с временным разделением (МДВР) относится к 70-м годам. Эти системы весьма перспективны и также широко применяются в современной технике связи. В частности, они применяются в системах сотовой подвижной связи второго поколения, а также в радиорелейных линиях связи.

В 60-х годах в спутниковой связи начинают применяться системы многостанционного доступа с кодовым разделением (МДКР) каналов. В этих системах применяются широкополосные сигналы с большой базой, что позволяет многим абонентам, использующим такие сигналы с различной структурой, работать в общей полосе частот, не создавая друг другу ощутимых помех. Этот вид уплотнения оказался весьма эффективным, и в настоящее время он применяется в системах спутниковой и наземной, фиксированной и подвижной связи.

Хронология

1914 год	Опыты по частотному уплотнению радиоканала (США - Р. А. Хейсинг).
1918 год	Создание первой системы проводной связи с частотным уплотнением сигналами с ОБП (США).
1935 год	Создание в СССР однополосной многоканальной системы передачи сигналов телефонии и телеграфии (В. А. Котельников, А. В. Черенков, А. Ф. Ганин).
1935 год	Изобретение метода МДЧР (СССР - М. П. Долуханов).
1941 год	Изобретение многоканальной системы связи ЧУ-ЧМ (СССР - И. С. Гоноровский, В. И. Сифоров).
1964 год	Создание опытной спутниковой системы МДВР-ИКМ (США - фирма COMSAT).
1964 год	Создание спутниковой системы связи с МДКР-ИКМ (США - Г. Блэсбарг, Д. Фридман, Р. Киилер).
1969 год	Создание спутниковой системы "SPADE"-МДЧР-ИКМ (США - А. Вере).
1970 год	Создание спутниковой системы SMAX МДВР-ИКМ (Япония - С. Накамура, С. Кондо, Ю. Иноге).



Использование: в технике многоканальной связи (МКС) с частотным уплотнением (разделением) каналов (ЧРК)

Сущность изобретения: для увеличения подавления нерабочей боковой полосы в групповом однополосном сигнале и уменьшения габаритов и массы передатчика МКС с ЧРК передатчик содержит генератор модулирующего сигнала, перемножители, автогенераторы гармонических колебаний, полосовой фильтр, когерентные детекторы, фазовращатели на 90^o, фазоинвертор, сумматоры, генератор несущей частоты, усилители. 1 ил.

Изобретение относится к многоканальной связи (МКС) с частотным уплотнением (разделением) каналов (ЧРК).

Известны передатчики МКС и ЧРК [1] [2] По технической сущности наиболее близким к изобретению является устройство [2] Оно состоит из n генераторов модулирующего сигнала, n формирователей однополосного сигнала на поднесущих частотах, сумматора, формирователя однополосного сигнала фильтpовым методом по суммаpному (групповому) сигналу.

Основным недостатком прототипа является недостаточная степень подавления нерабочей боковой полосы первого канала на нулевой поднесущей при формировании однополосного колебания по групповому сигналу. Это обусловлено низкой крутизной ската амплитудно-частотной характеристики полосового фильтра формирователя. При требуемом подавлении нерабочей боковой полосы на 60 дБ крутизна скатов фильтра должна быть равной 0,1 дБ/Гц, что достижимо, если несущая частота соответствуют условию f₀   (3040)кГц Полосовой фильтр формирователя группового однополосного сигнала работает на несущей порядка сотен килогерц, что и обуславливает недостаточное подавление нерабочей боковой полосы. Такой фильтр выполняется на LC-элементах, так как его полоса частот обычно превосходит 72 кГц, что увеличивает габариты и массу передатчика.

Цель изобретения увеличение степени подавления нерабочей боковой полосы в групповом однополосном сигнале и уменьшение габаритов и массы передатчика.

На фиг.1 представлена стуктуpная электрическая схема передатчика многоканальной связи с частотным уплотнением каналов (МКС с ЧРК).

Передатчик МКС с ЧРК содержит генератор 1 модулирующего сигнала, первый перемножитель 2, первый автогенератор 3 гармонических колебаний, полосовой фильтр 4, первый фазовращатель на 90^о5, усилитель 6, первый и второй когерентные детектоpы 7, 8, втоpой пеpемножитель 9, второй автогенератор 10 гармонических колебаний, второй фазовращатель на 90^о 11, третий, четвертый и пятый перемножители 12, 13, 14, первый сумматор 15, фазоинвертор 16, второй, третий и четвертый сумматоры 17, 18, 19, шестой перемножитель 20, генератор 21 несущей частоты, третий фазовращатель на 90^о 22, седьмой перемножитель 23, пятый сумматор 24 и усилитель 25.

Работа схемы происходит следующим обpазом.

Входной сигнал с генеpатоpа 1 U₁(t) U₁ сos  t поступает на н.ч. вход перемножителя 2, на в.ч. вход которого подается колебание вспомогательной несущей частоты U₃(t) U₃ сos  t с блока 3, в результате чего на выходе блока 2 имеет место колебание U₂(t) U₁(t) ^. U₃(t) U₁cos t ^. U₃cos  t 0,5 U₁U₃[cos(- ) t + cos (+ ) t] Полосовой фильтр 4 вырезает одну боковую полосу (ОБП АМ), например верхнюю (второе слагаемое), которая после усиления в блоке 6 поступает на одни входы когерентных детектоpов 7, 8. С генератоpа 3 на другой вход (опорный) блока 7 подается колебание вспомогательной несущей частоты непосредственно, а на другой вход блока 8 через фазовращатель на 90^о 5. В этих блоках сигналы перемножаются между собой U₇(t) U₆(t) U₃(t) U₆cos(+ )t ^. U₃cos t 0,5 U₆U₃ [cos t + cos (2 + ) t] U₈(t) U₆(t) ^. U₅(t) U₆cos (+ ) t ^. U₃ Cos ( t + + 90^o) 0,5U₆U₃[cos( t 90^o) + cos (2 + )t+ + 90^o] а их ФНЧ выделяют квадратурные информационные (н.ч.) сигналы. С выхода блока 7 сигнал U₇(t) поступает на н.ч. входы перемножителей 9, 13, а с выхода блока 8 на н.ч. входы перемножителей 12, 14. С генератора 10 сигнал поднесущей частоты поступает на в.ч. входы перемножителей 9, 14 непосредственно, на в.ч. входы блоков 12, 13 через фазовращатель на 90^о 11. На выходе указанных перемножителей образуются колебания U₉(t) U₇(t) U₁₀(t) U₇cos  t ^. U₁₀cos  t 0,5 U₇ U₁₀ [cos (- ) t + cos (+ ) t] U₁₂(t) U₈(t) ^. U₁₁ (t) U₈cos(  t 90^o) x x U₁₁ cos ( t + 90^o) 0,5 ^. U₈ ^. U₁₁ [cos (  + +  ) t cos (  )t] Сигнал U₉(t) поступает на один вход сумматора 15 непосредственно, а сигнал U₁₂(t) на другой его вход через фазоинвертор 16. В результате на выходе сумматора 15 образуется колебание нижней боковой полосы U₁₅(t) U₉(t) U₁₂(t) U₈ ^. U₁₁ cos (- )t при условии, что U₇ U₈, а U₁₀ U₁₁. С выхода когерентного детектора 7 сигнал поступает также на н.ч. вход перемножителя 13, а с выхода блока когерентного детектора 8 на н.ч. вход перемножителя 14. На в.ч. вход перемножителя 13 подается колебание несущей частоты с фазовращателя 11, а на в.ч. вход перемножителя 14 с выхода автогенератора 10. По аналогии имеем U₁₃(t) U₇(t) ^. U₁₁(t) U₇cos t^. U₁₁ cos (  t + + 90^o) 0,5 U₇ ^. U₁₁cos [(+ ) t + 90^o] + + cos [(- )t + 90^o] U₁₄(t) U₈(t) ^. U₁₀(t) U₈ cos ( t 90^o) U₁₀ x xcos t 0,5 U₈ U₁₀{cos [(+ ) t 90^o] + +cos [(- )t + 90^o] Эти сигналы складываются в сумматоpе 17, в результате чего получается тот же сигнал U₁₅(t), но сдвинутый по фазе на 90^о: U₁₇ (t) U₁₃(t) + U₁₄(t) U₈U₁₁ cos [(- )t + 90^o] Сигнал U₁₅(t) с сумматоpа 15 поступает на вход сумматора 18, на другие входы которого подаются сигналы остальных n-1 каналов тоже с нулевой начальной фазой. Сигнал U₁₇(t) с сумматора 17, имеющий начальный фазовый сдвиг 90^о, поступает на один вход сумматоpа 19, на другие входы которого поступают сигналы остальных n-1 каналов с таким же фазовым сдвигом 90^о. Групповой сигнал с выхода сумматора 18, имеющий нулевой фазовый сдвиг, поступает на н.ч. вход пеpемножителя 20, а гpупповой сигнал с сумматора 19, имеющий фазовый сдвиг 90^о, поступает на н.ч. вход перемножителя 23. Колебание несущей частоты с генератора 21 поступает на в.ч. вход перемножителя 20 непосредственно, а на в.ч. вход перемножителя 23 через фазовращатель на 90^о 22. На выходе перемножителей получаются колебания U₂₀(t) U₁₈(t) ^. U₂₁(t) U₁₈cos (- ) t x x U₂₁ cos _ot 0,5 U₁₈ U₂₁ [cos (_o+- ) t + + cos (_o-+ )t] U₂₃(t) U₁₉(t) ^. U₂₂(t) U₁₉cos [(- ) t + + 90^o U₂₂ cos ( t + 90^o) 0,5 U₁₉U₂₂ [cos(_o-  +  ) t cos (_o+- ) t, которые, складываясь в сумматоре 24, обpазуют однополосный сигнал верхней боковой полосы: U₂₄(t) U₂₀(t) + U₂₃(t) U₁₈U₂₁ cos (_o+- )t при U₁₈ U₁₉, U₂₁ U₂₂. Этот сигнал U₂₄(t) после усиления в усилителе 25 поступает в линию связи.

Технико-экономическим эффектом изобретения является увеличение степени подавления нерабочей боковой полосы при формировании по групповому сигналу, поскольку исключен широкополосный LC-фильтр и уменьшены габариты и масса передатчика, поскольку канальные полосовые LC-фильтры заменены малогабаритными идентичными стандаpтными фильтрами типа ЭМФ.

Формула изобретения

Передатчик многоканальной связи с частотным уплотнением каналов, содержащий n каналов, каждый из которых содержит последовательно соединенные генератор модулирующего сигнала, первый перемножитель, полосовой фильтр и усилитель, первый и второй автогенераторы гармонических колебаний, первый и второй фазовращатели на 90^o, первый и второй когерентные детекторы, второй пятый перемножители, первый и второй сумматоры, при этом выход первого усилителя соединен с первыми входами первого и второго когерентных детекторов, выход первого автогенератора гармонических колебаний с другим входом первого перемножителя, входом первого фазовращателя на 90^o и с вторым входом первого когерентного детектора, выход первого фазовращателя на 90^oсоединен с вторым входом второго когерентного детектора, выход первого когерентного детектора с низкочастотными входами второго и четвертого перемножителей, выход второго когерентного детектора с низкочастотными входами третьего и пятого перемножителей, выход второго автогенератора гармонических колебаний соединен с вторыми входами второго и пятого перемножителей и с входом второго фазовращателя на 90^o, выход которого подключен к вторым входам третьего и четвертого перемножителей, выход второго перемножителя соединен с первым входом первого сумматора, выходы четвертого и пятого перемножителей с соответствующими входами второго сумматора, отличающийся тем, что в него введены третий, четвертый и пятый сумматоры, шестой и седьмой перемножители, генератор несущей частоты, третий фазовращатель на 90^o и фазоинвертор, вход которого подключен к выходу третьего перемножителя, при этом выход первого сумматора каждого из n каналов подключен к одному из входов третьего сумматора, выход которого подключен к первому входу шестого перемножителя, выход второго сумматора каждого из n каналов соединен с одним из входов четвертого сумматора, выход которого подключен к первому входу седьмого перемножителя, второй вход которого подключен к выходу третьего фазовращателя на 90^o, выход генератора несущей частоты подключен к второму входу шестого перемножителя и к входу третьего фазовращателя на 90^o, выходы шестого и седьмого перемножителей соединены с соответствующими входами пятого сумматора, а выход фазоинвертора с вторым входом первого сумматора.



Заключение

В работе были изучены методы частотного и временного разделения каналов связи и сделаны следующие выводы:

Частотное разделение каналов связи.

Достоинства:

1. Максимальная плотность каналов в занимаемой полосе частот.

2. Такие системы можно применять для любых видов систем связи.

Недостатки:

1. Использование аналогового сигнала при передаче сообщения.

2. Низкая помехоустойчивость при передаче на дальние расстояния.

3. Сложная конструктивная реализация систем.

4. Слабая защита от несанкционированного доступа доступа к информации.

Размещено на Allbest.ru

...