Размещено на http://www.allbest.ru/

Cодержание

Введение

1. Разработка широкополосного излучающего элемента

1.1 Постановка задачи и теоретическое исследование

1.2 Моделирование излучателя

1.3 Характеристики моделей

2. Программный пакет синтеза амплитудно-фазового распределения линейной антенной решетки методом парциальных диаграмм

2.1 Описание программного пакета

2.2 Синтез косекансной ДН

2.3 Моделирование линейной решетки, построенной на представленных излучателях

3. Создание стенда для тестирования синтезатора частот

3.1 Теоретическое описание исследуемого синтезатора

3.2 Развернутое функциональное описание Si4133-GT

3.3 Расчет внешней индуктивности для настройки ГУНа

3.4 Описание регистров

3.5 Практическая реализация стенда для измерений

3.6 Результаты измерений при помощи изготовленной демонстрационной платы и программного обеспечения

Заключение

Список литературы

Список сокращений и условных обозначений

Приложение



Введение

Современное состояние вопроса и актуальность темы:

В современных системах радиолокации, радионавигации и информационного сообщения активные фазированные антенные решетки (АФАР) часто создаются для использования одновременно в разных частотных диапазонах, например, для передачи различных типов информации. Существенная экономия пространства втаких АФАР достигается за счет использования общих элементов антенной системы. Пример структуры АФАР показан на рисунке 1. В такой структуре общими для различных каналов могут быть полотно элементов излучения, блок приемника, блок формирования зондирующих импульсов и опорных частот и блок обработки и индикации информации. Частично могут быть объединены блоки приемо-передающих модулей (ППМ) и блок демодуляции и оцифровки.

Рис. 1. Структура АФАР.

В ряде блоков объединение идет за счет использования широкополосных или многодиапазонных электро-радио изделий (ЭРИ), микросхемм.

Каждое частное решение задачи создания такой системы АФАР обладает своими особенностями и требует моделирования, как этапа разработки. От автоматизации моделирования зависит скорость разработки, от уменьшения количества пренебрежений качество полученной модели. Сложность в моделировании элементов АФАР представляет различная природа устройств от программных до антенных, от полупроводниковых до устройств, работающих с эфиром. Не зависимо от природы, все устройства должны быть согласованы друг с другом, например, по волновому сопротивлению или временным характеристикам.

Поэтому задача моделирования элементов АФАР является актуальной.

Методология и методы исследования:

Общая методика моделирования и исследования излучающих элементов заключалась в применении численного моделирования на основе уравнений Максвелла и использования универсальных электродинамических программ при рассмотрении широкополосных антенн.

При исследовании синтеза амплитудно-фазового распределения применен метод парциальных диаграмм и его модификация. Метод обладает наглядностью и является интуитивно понятным.

При создании стенда для тестирования синтезаторов частот, использовалось руководство производителей синтезатора, база аналитических формул для полосковых устройств, эмпирическая корректировка некоторых из формул и универсальные программы для создания печатных плат на тонких диэлектриках.

Цель диссертационной работы - моделирование широкополосных элементов АФАР.

Задачи исследования:

Создание широкополосной модели излучающего элемента антенной решётки (АР) с уменьшенными габаритными размерами.

Создание программного пакета синтеза АФР методом парциальных диаграмм.

Создание стенда для тестирования синтезатора частот.

Научная новизна:

При решении задач, поставленных в диссертационной работе, получены следующие новые научные результаты.

1) Построены топологии излучающих элементов АР уменьшенных габаритов.

2) Модифицирован метод парциальных диаграмм синтеза амплитудно-фазового распределения по заданной диаграмме направленности, позволяющий достигать уменьшенного уровня бокового излучения при построении широко распространённых в радиолокации косекансных диаграмм направленностей.

3) Скорректирована аналитическая формула индуктивности полоскового элемента для частного случая.

Реализация и внедрение результатов работы:

Основные результаты диссертационной работы внедрены в практику проектирования и производства ОАО «НПО ЛЭМЗ»:

· Двухдиапазонная антенная решетка с электрическим сканированием.

Основные результаты диссертационной работы внедрены в практику измерительной деятельности АНО «Промтехносерт»:

· Стенд температурных испытаний синтезаторов частот.

Положения, выносимые на защиту:

1) топологии излучающих элементов АР уменьшенных габаритов;

2) модификация метода парциальных диаграмм синтеза амплитудно-фазового распределения по заданной диаграмме направленности, позволяющая достигать уменьшенного уровня бокового излучения;

3) стенд для испытаний синтезаторов частот.

Апробация работы:

Результаты работы, изложенные в настоящей диссертации, были доложены на следующих конференциях:

· Научно-технической конференция «Состояние, проблемы и перспективы создания корабельных информационно-управляющих комплексов». Москва - ОАО «Концерн «Моринформсистема-Агат», 2014.XII

· Молодежной научно-технической конференции «Взгляд в будущее - 2014». СПб - ОАО «ЦКБ МТ «Рубин», 2014;

· VII МНПК учащихся и студентов. Протвино - 2014;

· 24 Международной Крымской конференции «СВЧ-техника и телекоммуникационные технологии» (КрыМиКо'2014);

· V научно-техническая конференция молодых ученых и специалистов «Актуальные вопросы развития систем и средств ВКО».

По теме диссертации опубликовано в соавторстве 2 статьи в журнале “Радиотехника и электроника”.

Объем и структура диссертации:

Работа состоит из 3 глав, а также введения и заключения, содержит 90 страниц основного текста, 3 страниц списка литературы (29 наименований), 39 рисунков и 1 приложения.

Краткое содержание работы:

В первой главе проведено численное электродинамическое моделирование частотных характеристик широкополосного излучающего элемента АР: КСВ, ДН. Численное электродинамическое моделирование позволило улучшить характеристики, которые могут быть получены в реальных излучателях. Исследованы зависимости от частоты характеристик диаграммы направленности.

Во второй главе диссертации описан программный пакет синтеза АФР. Показана возможность модификации метода парциальных диаграмм и получения уменьшенного уровня бокового излучения.

В третьей главе диссертации рассмотрен стенд для измерения характеристик синтезаторов частот. Описана демонстрационная плата для тестирования микросхемы синтезатора частот. И программное обеспечение для программирования микроконтроллера по предложенному протоколу связи.



1. Разработка широкополосного излучающего элемента

В настоящее время распространены антенные решетки, использующие в качестве излучающего элемента, построенный на экспоненциально расширяющейся щели излучатель. Также такой излучатель называется антенной Вивальди [1-8]. В работах рассмотрены различные модификации антенн Вивальди. Для согласования щелевого излучателя с фидером и с открытым пространством в широкой полосе частот (или нескольких частотных диапазонах) требуются дополнительные элементы согласования в его конструкции, что приводит к увеличению габаритных размеров.

Вопрос габаритных размеров для антенны Вивальди в решетке, а именно его глубины, раскрыт в [2]. В настоящее время опубликован также ряд работ [9-14], посвященных исследованиям предельно миниатюрных антенн и их свойств, которые могут быть применимы к антенным решеткам.

1.1 Постановка задачи и теоретическое исследование

В качестве исходного варианта излучающего элемента рассмотрим ранее модифицированный излучатель, запитываемый полосковой линией [1]. Он представляет интерес ввиду работы в схожей полосе частот.

На рис.2 показана геометрия запитки щелевой линии такого излучателя, а также представлены элементы, на которые целесообразно разбить одиночный излучатель для параметрического исследования [2]. Измерения характеристик образца линейной антенной решетки с такими антенными элементами проводились в безэховой экранированной камере, и результаты этих измерений приведены в работе [1].



Рис. 2. Геометрия запитки щелевой линии исходного варианта антенны Вивальди.

1 - расширяющаяся щель;

2 - симметричная полосковая линия;

3 - полосковый шлейф;

4 - согласующая полость щели.

На рис. 3 показаны слои материалов такой антенны. На слое фольгированного стеклотекстолита (СТФ) (см. рис. 3) вытравливаются расширяющаяся щель и согласующая полость щели (см. рис. 2). Слой металла служит экраном для симметричной линии запитки. Стеклотекстолит является диэлектрическим слоем, который покрывает антенный элемент и придает конструкции жесткость. Диэлектрическая проницаемость стеклотекстолита (ест) равна 5, а тангенс угла диэлектрических потерь (tg дст) равен 0.04. Диэлектрической подложкой для линии запитки антенного элемента служит пенистый полиэтилен (ППЭ), диэлектрическая проницаемость (еппэ) которого равна 1,05, что близко к диэлектрической проницаемости свободного пространства. Толщина листа ППЭ равна 5 мм. Запитка излучателя осуществляется симметричной полосковой линией, топология которой выполнена на лавсане толщиной 0.16мм (см. рис. 3).



Рис. 3.Слои материалов исходного варианта антенны Вивальди.

При исследовании структуру и материалы конструкции антенны оставим такими как в исходном варианте. Рассмотрим только варианты геометрической модификации элементов излучателя и запитки.

В рамках задач работы [1] рассмотрена антенна Вивальди для работы в двух диапазонах частот: 1-1,1 ГГц и 1,45-1,55 ГГц, в составе плоской антенной решетки. В данной работе модифицируется излучатель для работы в диапазоне от 1ГГц до1,6 ГГц. То есть, если в статьях [2-8] описывались многооктавные антенны, то в рамках данной работы исследуется антенна, диапазон рабочих частот которой не превышает 0.6 октавы, что позволяет существенно модифицировать экспоненциальную кромку щели, изменять точку запитки щели полосковой линией, и, как следствие, приводит к изменению формы согласующей полости щели и полоскового шлейфа. С другой стороны антенна не должна быть сверхширокополосной из соображений электро-магнитной совместимости (ЭМС). Это не позволяет использовать классический вариант антенны Вивальди.

За основу к подходу изучения антенны возьмем принципы, обозначенные в работах [2, 3].

В работе [2] показано, что для запитываемой симметричной полосковой линией антенны Вивальди важными являются следующие условия:

1) согласование перехода с полосковой линии на щелевую;

2) согласование полоскового шлейфа и периметра согласующей полости щели;

3) согласование расширяющейся щели с окружающим пространством и с соседними элементами.

В работе [3] рассмотрены антенны Вивальди с другим способом запитки, и показаны характерные особенности их параметров при использовании антенны как одиночного излучателя сверхкоротких импульсов. В указанной работе также показано, что для обеспечения оптимального согласования, периметр согласующей полости щели должен быть равен длине кромки экспоненциальной щели от точки возбуждения до раскрыва. Такая геометрия формирует достаточно крупные габариты антенны.

1.2 Моделирование излучателя

При моделировании элемента излучения в составе решетки использована ячейка Флоке. Вначале, для изучения, построена модель вышеупомянутого двухдиапазонного излучателя. Однако при параметрическом изучении такой конструкции имел место вывод, что элементы такого излучателя функционируют согласно «классическому представлению» только в нижнем диапазоне. В верхнем же диапазоне щелевой излучатель лишь выполняет роль облучателя рефлектора. Такое, новое, понимание модели исходного излучателя не позволяет исследовать его согласно определенному выше принципу и ставит под сомнение возможность расширения его рабочего диапазона и улучшения характеристик. Таким образом, определена необходимость модификации как кромки расширяющейся щели вместе с согласующими элементами, так и всей конструкции излучающего элемента. Для удобства описания моделей обозначим нижнюю границу исследуемого частотного диапазона как f0, а соответствующую ей длину волны в свободном пространстве - л0.

Построение моделей и расчет их характеристик проводились в электродинамическом программном пакете Ansoft HFSS v.12 [16].Для построения элемента излучения использовалась ячейка Флоке, построенная в соответствии с [17]. Оптимизация согласования элементов излучателя проводилась в 3 этапа в соответствии с вышеопределенными принципами. Вычисление сетки проведены в двух частотных точках (1,05 f0и 1,5 f0), для чего указаны соответствующие значения параметра “Solution frequency”. После чего для построения графиков КСВ и матрицы рассеивания использовалось свипирование частотных точек типа “fast” в диапазонах 0,9 f0- 1,3 f0и 1,3 f0- 1,7 f0, привязанных к 1,05 f0и 1,5 f0соответственно.

На рис. 4 представлена модель исходного излучателя. На нем обозначено расположение рефлекторов (0.58 л0 от плоскости раскрыва антенны), показаны также ширина (в H-плоскости) и длина (в E-плоскости)элемента излучения, которые составляют соответственно 0.55 л0 и 0.4л0. Также на рисунке обозначены грани короткого замыкания и холостого хода ячейки Флоке, которые имеют аналогичное расположение и на других, новых, моделях элемента излучения.

..

Рис.4. Модель исходного излучателя в ячейке Флоке с обозначениями:

а)ширины, длины модели и расстояний до рефлекторов;

б) граней короткого замыкания ячейки Флоке;

в) граней холостого хода ячейки Флоке.

Для нового элемента излучения в эквидистантной антенной решетке сопротивление между соседними элементами рассчитывается в соответствии с новыми длиной и шириной излучателя [15], которые равны 0,37 л0. Исходя из этих данных задача уменьшения габаритных размеров элемента излучения сводится к уменьшению высоты такого элемента.

В соответствии с вышеизложенными принципами рассчитаны и промоделированы 2 варианта параметрической модели излучателей отличающихся специфической формой расширяющейся щели, согласующей полости щели и полоскового шлейфа. Как критерии при оптимизации излучателей были выбраны наилучшая П-образная характеристика ДН, наибольшее усиление в направлении нормальном плоскости раскрыва, наименьшее среднее КСВ в выбранной частотной полосе и наименьшее расстояние от раскрыва до рефлектора, также проработан ряд вариантов конструкторских особенностей АР, не получивший отражения в данной работе.

В первом варианте (рис. 5) щелевой излучатель запитываетсяполоском в точках лежащих на расширяющейся щели. Соответственно продолжение щели уже является согласующей частью, обладающей специфической формой, и, как следствие, необходимым для согласования импедансом. Для лучшего согласования на низких частотах запитка щели такой антенны осуществляется полоском в форме полукруга. Расстояние от раскрыва до кромки расширяющейся щели при удалении от центра такого излучателя можно описать при помощи функции :

,

гдеa,b,c-изменяемые коэффициенты, а . Согласующая полость щели круглая, её диаметр равен 0.02 л0.Расстояние от плоскости раскрыва до дальней точки полости щели равно 0.185 л0. При этом расстояние от плоскости раскрыва до рефлекторов равно 0.25 л0.

Рис. 5. Внешний вид 1-го варианта спроектированной модели антенны.

Во втором варианте (рис.6) щелевой излучатель запитывается полоском в точках также лежащих на расширяющейся щели, но расположенных вблизи перехода на согласующую полость щели. Кромка расширяющейся щели такого излучателя образована двумя сегментами окружностей разного диаметра, которые можно описать как :

, при

, ,

гдеR1, R2 - радиусы окружностей; и H-изменяемые коэффициенты.



Рис.6. Внешний вид 2-го варианта спроектированной модели антенны.

Для согласования в ней использовался шлейф специфической формы, в виде лопасти. А периметр согласующей полости щели круглой формы много меньше длины кромки расширяющейся щели, диаметр полости равен 0.053 л0. Для такой модели был использован плоский рефлектор, который вплотную подходит к листам стеклотекстолита. Расположение рефлектора вносит свою составляющую комплексного сопротивления и дополняет импеданс согласующей полости щели.

1.3 Характеристики моделей

Частотные характеристики КСВ, соответствующие оптимизированным значениям параметров показаны на рис. 7.

Рис.7. Частотная характеристика КСВ.



1 - КСВ модели исходного варианта антенны Вивальди; 2 - КСВ 1-й модели антенны; 3 - КСВ 2-й модели антенны.

На рис. 7 показаны частотные характеристики КСВ исходного излучателя Вивальди, рассмотренного в работе [1] (кривая 1), первого варианта излучателя Вивальди после оптимизации (кривая 2), второго варианта излучателя Вивальди после оптимизации (кривая 3). Как видно из графика на рис. 7 (кривая 1), значения КСВ для исходного излучателя Вивальди для частоты 0.9 f0 составляет 1.78, при увеличении чатоты до 1.04 f0, значение КСВ практически снижается до 1. Далее при увеличении частоты до 1.27 f0, КСВ увеличивается до значения 2.2. На частоте 1.31 f0 КСВ снижается до значения 1.8. При дальнейшем увеличении частоты до 1.41 f0 КСВ вновь растет и достигает значения 2.1. Далее КСВ снижается до 1 на частоте 1.58 f0, после чего начинается резкий рост КСВ и уже на частоте 1.63 f0 КСВ достигает значения 2, а для частоты 1.7 f0 значение КСВ превышает 6,8. Как следует из приведенного графика, частотная характеристика КСВ исходного излучателя Вивальди имеет два минимума, в которых КСВ равняется 1, причем расстояние между указанными минимумами составляет 0.54 f0, при этом КСВ между минимумами возрастает до значения 2.2.

Частотная характеристика КСВ первого варианта модификации излучателя Вивальди, которая показана на рис. 7 (кривая 2), отличается от частотной характеристики КСВ исходного излучателя Вивальди следующим образом: для частоты 0.9 f0 КСВ принимает значение 2.3; далее плавно снижается до значения 1.4 для частоты 1.22 f0; при дальнейшем увеличении частоты до 1.34 f0 снижается до 1.2 и продолжает далее снижаться, достигая значения близкого к 1 на частоте 1.53 f0; далее КСВ уже увеличивается, достигая значения 1.16 на частоте 1.6 f0; при дальнейшем увеличении частоты вплоть до 1.68 f0 значения КСВ для первого варианта излучателя Вивальди (кривая 2) меньше значений КСВ для исходного излучателя Вивальди (кривая 1), на частоте 1.68 f0 кривые 1 и 2 пересекаются при значении КСВ 5.2, причем для более высоких частот значения КСВ первого варианта излучателя Вивальди становятся больше значений КСВ для исходного излучателя. Для кривой 2, показанной на рис.7, минимум КСВ наблюдается только один, в отличии от кривой 1, но он является значительно менее выраженным.

Для такой антенны влияние рефлектора, при его расположении ниже согласующей полости щели, незначительно. ДН показаны для значения Zref = 0,27л0, т.к. при значениях Zref = (0,2л0 - 0,33л0) они отличаются только в направлении заднего лепестка и не более чем на 2 дБ.

Частотная характеристика КСВ второго варианта новой антенны Вивальди после оптимизации (рис. 7, кривая 3), также как и частотная характеристика КСВ исходного излучателя Вивальди имеет два минимума, но отличается большей пологостью. Таким образом, для частоты 0.9 f0 КСВ принимает значение 1,81; далее плавно снижается до значения 1.05 для частоты 1.23f0; при дальнейшем увеличении частоты до 1.6f0КСВ увелчивается до 1.47; далее снижается, достигая значения близкого к 1 на частоте 1.7f0.

ДН соответствующие 3 вариантам моделей представлены на рис.8 (а, б, в),где маркер m1 соответствует точкам максимума в Е и Н плоскостях ненормированной диаграмме направленности (ДН) на частоте 1,5 f0, а m2 -точкам максимума ДН на частоте 1,05 f0.

Рис.8 а)



Рис.8 б)

Рис.8. в)

Рис.8. ДН в Е и Н-плоскостях, в центрах частотных диапазонов (1,05; 1,5 f0).

а) ДН модели исходной антенны;

б) ДН 1-го варианта новой модели антенны;

в) ДН 2-го варианта новой модели антенны

На ДН модели исходной антенны коэффициенты усиления в точках m1и m2,соответственно, равны 4 дБ и 5.8 дБ. ДН практически симметричная в обеих плоскостях, на обеих частотах.

В E плоскости, на частоте 1,5 f0, на отстройке в 45 от максимума, КУ равен 0 дБ, на 90 равен -6 дБ, а в направлении заднего лепестка-12,7 дБ.

В H плоскости, на частоте 1,5 f0, на отстройке в 45 от максимума, КУ равен +2 дБ, на 90 равен -5 дБ, а в направлении заднего лепестка -12,7 дБ. ДН на этой частоте имеет невыраженные лепестки. Из-за интерференций, вызванных некоторой несогласованностью рефлекторов с облучателем, как оговаривалось раньше, именно эту роль играет щелевой излучатель на этой частоте.

В E плоскости, на частоте 1,05 f0, на отстройке в 45 от максимума, КУ равен 0 дБ, на 90 равен -6,8 дБ, а в направлении заднего лепестка -15,1 дБ.

В H плоскости, на частоте 1,05 f0, на отстройке в 45 от максимума, КУ равен 1,5 дБ, на 90 равен -4 дБ, а в направлении заднего лепестка -15,1 дБ.

На ДН 1-го варианта новой модели антенны коэффициенты усиления в точках m1и m2,соответственно, равны 2.2 дБ и 4.5 дБ.

В E плоскости, на частоте 1,5 f0, на отстройке в 45 от максимума, КУ равен 3,9 дБ, на 90 равен -5,8 дБ, а в направлении заднего лепестка -23,6 дБ.

В H плоскости, на частоте 1,5 f0, на отстройке в 45 от максимума, КУ равен 4 дБ, на 90 равен -4,9 дБ, а в направлении 180-23,6 дБ. ДН на этой частоте имеет форму кардиоиды.

В E плоскости, на частоте 1,05 f0, на отстройке в 45 от максимума, КУ равен -0,3 дБ, на 90 равен -5,8 дБ, а в направлении заднего лепестка -27,1 дБ.

В H плоскости, на частоте 1,05 f0, на отстройке в 45 от максимума, КУ равен -0,2дБ, на 90 равен -5,5 дБ, а в направлении заднего лепестка -27,1 дБ.

На ДН 2-го варианта новой модели антенны коэффициенты усиления в точках m1и m2,соответственно, равны 2.4 дБ и 5.1 дБ.

В E плоскости, на частоте 1,5 f0, на отстройке в 45 от максимума, КУ равен 1,5 дБ, на 90 равен -5,2 дБ, а в направлении заднего лепестка -24,8 дБ.

В H плоскости, на частоте 1,5 f0, на отстройке в 45 от максимума, КУ равен 1,5 дБ, на 90 равен -5 дБ, а в направлении заднего лепестка -24,8 дБ.

В E плоскости, на частоте 1,05 f0, на отстройке в 45 от максимума, КУ равен -0,3 дБ, на 90 равен -6,2 дБ, а в направлении заднего лепестка -31,2 дБ.

В H плоскости, на частоте 1,05 f0, на отстройке в 45 от максимума, КУ равен -0,3дБ, на 90 равен -5,9 дБ, а в направлении заднего лепестка -21,2 дБ.

Таким образом, видно, что ДН двух новых моделей антенн обладают меньшими коэффициентами усиления в направлении максимума, улучшенной П-образной формой ДН. И диаграммами в форме кардиоиды, в частных случаях с пренебрежимо малым задним лепестком.



2. Программный пакет синтеза амплитудно-фазового распределения линейной антенной решетки методом парциальных диаграмм

При создании антенных решеток (АР) радиолокационных станций (РЛС) одной из задач является синтез амплитудно-фазового распределения (АФР) АР. Таким образом, может быть решена задача понижения боковых лепестков (БЛ) диаграммы направленности (ДН), создание ДН специальной формы, создание разностных ДН или, например, противодействия воздействию помеховых сигналов, создание глубоких нулей ДН [25].

Для синтеза АФР по известной ДН существует ряд методов, обладающих как достоинствами, так и недостатками [18-24].

В программном пакете, освещаемой в данном докладе, реализован метод парциальных диаграмм синтеза АФР линейной антенной решетки. На данном этапе программа предназначена для помощи разработчику антенных систем.

где N - число известных функций распределения, используемое для описания искомого распределения. Каждому из распределенийсоответствует функция остронаправленной ДН . Сама же, требуемая функция синтезированной ДН описывается в (2)

Наиболее просто метод парциальных ДН реализуется при среднеквадратическом приближении. При этом в качестве системы функций следует взять какую-либо полную систему функций, удовлетворяющую условию ортогональности:

Коэффициенты тогда могут быть вычислены по заданной ДН как обобщенные коэффициенты Фурье.

2.1 Описание программного пакета

Программный пакет состоит из двух файлов формата «.exe»,первый из которых formDN.exe позволяет задать вводные данные, по ним сформировать АФР, и вывести файл с АФР, а второй TMC_DN.exe рассчитывает и отображает графики ДН.

Интерфейс программы FormDN.exe представлен на рисунке 9:

Рис.9.Интерфейс программы FormDN.exe.



В верхней части окна программы вводятся основные исходные данные: частота в ГГц, количество элементов излучения, расстояние между элементами (мм), и функцию, описывающую ДН одного элемента излучения решетки. В средней части окна вводятся значения слагаемых ряда стоящего в правой части (3). Здесь первые два столбца - амплитуда и фаза коэффициентов. В крайнем правом столбце находится кнопка «Type», которая позволяет выбрать тип каждого парциального распределения из стандартных амплитудных распределений, описанных в литературе, например [26], либо задать функцию распределения самостоятельно, либо оптимизировать параметры данного парциального распределения. Так же можно вызвать парциальное амплитудное распределение из ранее сохраненного файла. Меню вызываемое по кнопке «Type» изображено на рисунке 10:

Рис.10. Меню выбора и отимизации парциальных распределений.

Другими словами, меню вызываемое по кнопке “Type” позволяет изменить ядро функции распределения, чем и внести модернизацию в метод парциальных диаграмм.

В столбце «Delta» на рисунке 9 указывается высота пьедестала, используемая для большинства из предложенных распределений на рис.14.Она обозначена буквой «d».

Так же в средней части рис.9 имеется кнопка «All optim». Окно, вызываемое по нажатию кнопки, показано на рисунке 11. Оно позволяет провести общую оптимизацию ряда распределений парциальных ДН по заданной ДН, вызываемой из файла.

Рис.11. Меню оптимизации АФР.

В нижней части интерфейса программы FormDN.exe расположены кнопки и поля для обращения с внешними файлами. Под заголовком «Input data filename» расположены кнопки и поля взаимодействия с файлом вводной информации для ряда распределений, информации содержащейся в окнах программы FormDN. Под заголовком «Input distribution data filename» расположены кнопки и поля взаимодействия с файлом вводного распределения, предназначенного для последующей корректировки. Под заголовком «Output file name» расположены кнопки и поля взаимодействия c файлом, в который выводится таблица полученного АФР.

Окно программы позволяет отображать диаграммы направленности по файлам синтезированных АФР. Сверху находится панель программных кнопок, которая содержит кнопки управления вызовом файлов, управления отображением графиков, кнопки вывода графиков на печать и справки по программе.



Рис.12. Интерфейс программы TMC_DN.exe.

Опсисание кнопок слева на право

- открытие нового файла;

- добавление нового файла графика в список отображаемых файлов;

- кнопка вызова окна управления характеристиками и параметрами графиков ДН;

- копка вызова окна управления видом отображаемых графиков;

- кнопка обновления информационных файлов;

- кнопки управления окном(масштаб и смещение);

- кнопки печати и справки.

Окно управления характеристиками и параметрами графиков ДН представлено на рисунке

Рис.13. Окно управления характеристиками и параметрами графиков ДН.



Окно управления видом отображаемых графиков представлено на рисунке 14. Оно позволяет задать как единицы измерения, так и пределы отображения графика. Так же для наглядности в нем могут быть изменены параметры линий графиков и поставлены маркеры точек.

Рис.14. Окно управления видом отображаемых графиков.

2.2 Синтез косекансной ДН

На рисунке 15представлена синтезированная косекансная ДН, полученная при оптимизации АФР по заданной ДН в данном программном пакете.

На рисунке 9 представлены параметры парциальных распределений, используемые для синтеза АФР. Амплитудное распределение парциальных ДН представляет собой расширенный косинус квадрат на пьедестале 0,1. Что позволило снизить боковые лепестки как парциальных ДН, так и полученной в итоге ДН. В полученной ДН первый выраженный боковой лепесток имеет уровень ниже 40 дБ. На рис.15 представлены заданная ДН с синтезированной. В ненулевой области расхождение диаграмм не составляют более 0,03 дБ.



Рис.15. ДНзаданная с полученной.

2.3 Моделирование линейной решетки, построенной на представленных излучателях

С использованием полученных излучателей была построена модель решетки в Аnsоft HFSS 12 для имитации угломестной эквидистантной линейной подрешетки рис.16.

Рис.16. Модель угломестной эквидистантной линейной подрешетки.

И получена требуемая диаграмма направленности, синтезированная доработанным методом парциальных диаграмм[14] рис.17.



Рис.17. Смоделированная ДН линейной подрешетки.

Полученная ДН соответствует предварительному расчету с отклонениями в допустимых пределах (СКО меньше 0,2 дБ в ненулевой области), что показывает возможность использования таких излучающих элементов в решетке.



3. Создание стенда для тестирования синтезатора частот

Одними из основных характеристик для синтезаторов частот является фазовый шум и паразитный шум вызванный петлей ФАПЧ [27]. Разберем эти понятия и причины возникновения этих шумов в современной электронике.

Фазовый шум -- это один из важнейших критериев оценки частотной стабильности любого источника сигнала (генератора, входящего в состав синтезатора)[28]. Частотная стабильность генератора является качественным показателем того, насколько точно данный генератор может воспроизводить одну и ту же выходную частоту в заданном временном интервале. Любой источник сигнала (генератор) будет иметь определенную стабильность (или, наоборот, нестабильность) генерации выходной частоты. Данная стабильность бывает двух видов: долговременная и кратковременная. Долговременная стабильность описывает флуктуации частоты, которые имеют место в течение длительного временного интервала: отношение ухода частоты к ее номинальному значению задень, месяц, год. Кратковременная стабильность -- это изменения в номинальном значении выходной частоты за временной промежуток, который измеряется секундами. Математически идеальный синусоидальный сигнал описывается как:

,

где

V0 -- номинальная амплитуда сигнала;

2f0t -- величина, описывающая линейное приращение фазы;

f0 -- номинальная частота сигнала.

Однако, реальный сигнал правильнее моделировать как (рис. 18):

,



где

е(t) -- амплитудные флуктуации;

Дц(t) -- флуктуации фазы.

Рис.18. РЧ сигналы в частотной и временной области:

а) идеальный сигнал ;

б) реальный сигнал .

Есть два типа фазовых флуктуаций -- детерминированные и стохастические. Детерминированные флуктуации представляют собой дискретные сигналы на определенных отстройках от несущей частоты. Эти сигналы могут быть четко соотнесены с определенными факторами применительно к данному источнику сигнала, например, частота линии питания, частота вибрации, комбинационные продукты смешения. Стохастические флуктуации имеют случайную природу, и именно их обычно называют фазовым шумом. Причиной таких флуктуаций является тепловой шум, дробовый шум и фликкер-шум в полупроводниковых элементах. Для количественной оценки фазового шума источника используется оценка девиации частоты или фазы в частотной либо временной области. Поскольку между частотой и фазой существует четкая взаимосвязь, то все термины, которые характеризуют флуктуации частоты и фазы (например, фазовый шум и джиттер), также взаимосвязаны. Фундаментальным определением фазового шума является спектральная плотность мощности (СПМ) фазовых флуктуаций в заданной полосе частот, данная величина имеет размерность рад2/Гц:

,

где fm-- частота отстройки от несущей; ДцСКЗ-- среднеквадратическое значение флуктуации фазы; BW -- полоса, используемая при измерении ДцСКЗ.

Другим термином, который очень часто используется для характеристики фазового шума, является спектральная плотность мощности фазового шума в одиночной боковой полосе . Данная величина связана с путем простой аппроксимации, которая верна при условии, что общая пиковая девиация фазы оказывается много меньше, чем 1 рад:

,

Величина легче всего соотносится со спектральным распределением мощности ВЧ- и СВЧ-сигналов, которые мы обыкновенно наблюдаем на анализаторе спектра. Согласно определению Международного института радиоинженеров (IEEE), спектральная плотность мощности фазовых шумов в одиночной боковой полосе равна:

,

где PSSB - спектральная плотность шума на заданной отстройке от несущей в одиночной боковой полосе, пересчитанная в полосу 1 Гц; PTOTAL -- полная мощность сигнала.

Величина обыкновенно представляется в логарифмическом масштабе в децибелах относительно несущей на Гц (дБн/Гц или dBc/Hz).

При использовании следует помнить, что данная величина служит корректным критерием оценки фазового шума, если выполняется правило «малого угла», то есть если пиковая девиация фазы (на практике, если пиковая девиация фазы не превышает 0,2 рад). На рис. 19 показан график пиковой девиации фазы 0,2 рад, проинтегрированной на частотах отстройки от 1 Гц до 10 МГц.В области значений ниже данного графика для оценки фазового шума устройства можно использовать , в области же значений выше данного графика не работает, и для оценки фазового шума следует пользоваться величиной. Для иллюстрации правила«малого угла» на рис. 19 также приведен типичный график фазовых шумов ГУН. При малых отстройках от несущей использование величины предполагает фазовый шум+40 дБн/Гц на отстройке 1 Гц, что означает, что мощность шума в полосе 1 Гц на 40 дБ больше мощности всего сигнала. Такое предположение, разумеется, является ошибочным. На самом деле на малых отстройках от несущей пиковая девиация фазы данного ГУНа существенно превышает 1 рад, а фазовый шум надо оценивать, пользуясь .

Рис.19. Правило «малого угла».

Еще один важный термин для оценки кратковременной стабильности источника сигнала -- это спектральная плотность мощности частотных флуктуаций :



,

Поскольку частота - это скорость изменения фазы, то нетрудно выявить взаимосвязь трех величин , и :

,

,

В цифровых системах связи для оценки стабильности источников тактовой частоты чаще используется понятие джиттера .

Джиттер -- это отклонение по времени некоторого события (например, фронта) от его идеального положения на временной оси. Между джиттером во временной области и СПМ флуктуаций фазы существует следующая взаимосвязь (измеряется в секундах (СКЗ)):

,

Опишем различные схемы построения синтезированных генераторов и гетеродинов с точки зрения получения оптимальных фазовых шумов.

Синтезированный гетеродин анализатора спектра должен в идеале удовлетворять трем требованиям:

· иметь узкий шаг перестройки;

· иметь низкий фазовый шум;

· иметь высокую скорость перестройки в широком диапазоне частот.

Обыкновенно те же самые требования предъявляются и к синтезированному генератору. Следует отметить, что теоретически минимальные фазовые шумы и самую высокую скорость перестройки будут иметь генераторы, построенные на основе прямого аналогового синтеза(DAS). Однако решение задачи получения узкого шага по частоте и малых комбинационных составляющих в синтезаторе, построенном по принципу прямого синтеза, предполагает очень высокую конечную стоимость прибора. Для приложений, когда нужна симуляция сверхчистых и сверхскоростных сигналов (то есть когда речь идет о генераторе), высокая стоимость иногда оказывается, тем не менее, приемлемой. Если же речь идет о построении первых гетеродинов для анализаторов спектра, то от прямого аналогового синтеза, как правило, отказываются. Классические схемы построения гетеродина в анализаторе спектра подразумевают ту или иную комбинацию методов косвенного и прямого цифрового синтеза. Именно о таких схемах и об их оптимизации и пойдет речь далее.

Традиционная архитектура анализатора спектра представляет собой супергетеродинный приемник с трехкратным преобразованием частоты. При этом первый гетеродин -- это гетеродин, перестраиваемый в достаточно широкой полосе частот, а второй и третий -- генераторы на точку. Фазовые шумы анализатора спектра будут определяться шумами этих трех гетеродинов. Достичь хороших фазовых шумов в генераторе на одну частотную точку, в принципе, не представляет особых сложностей. Гораздо более сложной и актуальной задачей является создание первого гетеродина, то есть синтезированного генератора с перестройкой порядка нескольких гигагерц, высокой дискретностью (доли герц) и низкими фазовыми шумами. Кроме того, решение этой задачи является, по сути, отправной точкой для создания измерительного синтезированного СВЧ-генератора. Итак, как же получить искомые параметры в перестраиваемом синтезированном генераторе?

Основой любого синтезированного гетеродина является генератор, перестраивающийся в широкой полосе частот (обычно в пределах октавы, иногда до трех октав). До недавнего времени этому требованию удовлетворяли генераторы с перестройкой на железо-иттриевом гранате, в последнее время появились и широкополосные ГУНы (генераторы, управляемые напряжением) с октавной полосой перестройки, эквивалентной диапазону ЖИГ-генераторов или приближающейся к нему.

В концептуальном виде ядро СВЧ-генератора представлено на рис. 20.

Рис. 20. Ядро генератора.

СПМ фазовых шумов в одиночной боковой полосе СВЧ-генератора может быть определена следующей формулой:

,

где G-- коэффициент усиления активного элемента; F -- фактор шума активного элемента; k -- постоянная Больцмана 1,38`10-23 Дж/К; t -- температура; P -- мощность, рассеиваемая на резонаторе; Q -- нагруженная добротность резонатора; f0 -- номинальная выходная частота; fa-- частота отстройки, где начинается фликкер-ЧМ активного элемента; f -- частота отстройки.

Формула (21) определяет четыре основные области частотных отстроек, которые схематично представлены на рис. 21, где показан типичный график фазовых шумов СВЧ-генератора.



Рис. 21. Схематичное представление фазовых шумов генератора.

Области частотных отстроек выделяются в зависимости от крутизны графика СПМ фазовых шумов, и, как правило, они обусловлены разными элементами в структуре генератора. В русскоязычной литературе не все они имеют устоявшийся перевод, поэтому мы также будем приводить англоязычные термины. Область отстроек за частотой f0/2Q обычно называется белым шумом или «полкой» (white phase noise), поскольку она имеет ровную характеристику. По мере приближения к несущей СПМ фазовых шумов начинает возрастать: сначала 10 дБ на декаду (фликкер-шум или 1/f-шум -- flicker phase noise), затем20 дБ на декаду (1/f 2-шум или белая ЧМ -- white FM), затем 30 дБ на декаду (1/f 3-шум или фликкер-ЧМ -- flicker- FM) и, наконец,40 дБ на декаду (1/f 4-шум или случайная ЧМ -- random walk FM). Следует отметить, что для СВЧ-генератора 1/f-шум обычно рассматривается вместе с 1/f 2-шумом, поскольку последний, как правило, доминирует, а 1/f 4-шум измеряется редко, поскольку он характеризует зону очень близких отстроек. Формула (21) дает базовое представление о том, какими способами можно понизить фазовый шум генератора. Так, очевидно, что в качестве резонатора следует выбирать элемент с максимальной добротностью (например, кварц для частот 10-100 МГц, железоиттриевый гранат или диэлектрический резонатор для единиц гигагерц). Мощность, рассеиваемая на данном резонаторе, должна быть также максимальной, в этом случае «полка» будет приближаться к уровню kT0B. В качестве активных элементов следует выбирать те, которые имеют минимальный коэффициент шума и наименьший фликкер-шум (например, кремниевые биполярные транзисторы).

Из анализа формулы (16) становится очевидным, какие преимущества схемы синтезаторов на основе ЖИГ-генераторов имеют по сравнению со схемами на основе ГУНов. Поскольку ЖИГ-генераторы могут иметь добротность до 4000 на частоте 10 ГГц (по сравнению с добротностью от 30 до 300 у ГУНов на более низких частотах 4-5 ГГц), то очевидно, что их фазовые шумы будут лучше на порядок. Некоторые ЖИГ-генераторы, разработанные в последние годы, и использующие в качестве активных элементов кремниевые биполярные транзисторы, имеют фазовые шумы на отстройке 100 кГц от несущей 18 ГГц в -130 дБн/Гц, которые при смещении в зону дальних отстроек продолжают уменьшаться в соотношении 25 дБ на декаду. Данный параметр пока недостижим для широкополосных ГУНов, лучшие из которых имеют фазовый шум в -105 дБн/Гц на отстройке 100 кГц от несущей 4-5 ГГц. Следует помнить, что ЖИГ-генераторы обыкновенно имеют хорошие шумы на отстройках более 100 кГц от несущей, ГУНы с аналогичной перестройкой удовлетворительные шумы имеют на отстройках более 500 кГц-- 1 МГц от несущей. Вблизи несущей (отстройки менее 100 кГц) фазовые шумы оказываются неудовлетворительными как у ЖИГов, так и ГУНов, а их частотная нестабильность может достигать нескольких мегагерц (у ГУНов десятки мегагерц) для несущих порядка 4-5 ГГц. Это означает, что для построения синтезированного гетеродина с узким шагом ЖИГ-генератор или ГУН нужно стабилизировать при помощи системы ФАПЧ. Простейшая схема -- это однопетлевой синтезатор с ФАПЧ. Типичный однопетлевой синтезатор ФАПЧ включает в себя перестраиваемый генератор -- ГУН или ЖИГ-генератор, сигнал которого после требуемого снижения по частоте подается на один из входов фазового детектора, как показано на рис. 22.



Рис. 22. Простейший однопетлевой синтезатор.

На другой вход фазового детектора подается опорный сигнал. Данный сигнал может быть фиксированной частоты (в этом случае используется делитель с переменным коэффициентом деления), или он может перестраиваться в некоторой (более узкой по сравнению с диапазоном ЖИГ-генератора или ГУНа) полосе частот с высокой дискретностью. В последнем случае используется делитель с фиксированным коэффициентом деления. В первом случае разрешение по частоте нашего синтезированного генератора будет определять частота фиксированного опорного сигнала, во втором случае -- шаг перестраиваемого опорного генератора, умноженный на фиксированный коэффициент деления. Фазовый детектор сравнивает сигналы на обоих входах и генерирует сигнал ошибки, который после фильтрации и усиления (при необходимости) подстраивает частоту ЖИГ/ГУН к f = FREF*N, где FREF -- частота опорного сигнала на входе фазового детектора. Главным преимуществом любой схемы на основе ФАПЧ является более чистый спектр выходного сигнала. Результирующий фазовый шум синтезатора в пределах полосы пропускания фильтра ФАПЧ равен:

,

где -- суммарный шум, складывающийся из приведенного шума фазового детектора для заданной частоты сравнения, остаточного шума делителя, операционного усилителя и опорного источника, а N -- коэффициент деления в петле. За полосой фильтра ФАПЧ фазовый шум будет определяться ГУНом (или ЖИГ-генератором). Полосу петли надо выбирать в точке пересечения шумов ГУНа (ЖИГ-генератора) и шумов L(fm)PD ,умноженных на 20 log(N) (рис. 23).

На рис. 23 видно, что изначально ЖИГ-генератор и ГУН будут иметь оптимальные петли ФАПЧ разной ширины (оптимальная петля ГУН всегда шире). Область, закрашенная оранжевым цветом, -- это та зона, где ГУН всегда будет проигрывать ЖИГ-генератору при опорах со спектром одинаковой чистоты. Таким образом, можно утверждать, что наименьшие фазовые шумы в синтезаторе ФАПЧ для одинаковой опоры могут быть получены на основе ЖИГ-генератора. Синтезаторы на основе ГУН предпочтительнее в тех случаях, где ключевыми параметрами являются скорость перестройки и малое потребление.

Рис.23. Формирование фазовых шумов в синтезаторе с ФАПЧ.

3.1 Теоретическое описание исследуемого синтезатора

Тестируемый синтезатор представляет из себя сложное цифро-аналоговое устройство [29]. Для работы с ним нужно учитывать все нюансы как программируемой части, так и печатно реализуемой части.

Si4133-GT - это монолитная интегральная микросхемма (ИМС), которая выполняет синтез сразу ПЧ (англ. IF) и ВЧ (англ. RF) для беспроводных электронных систем.Si4133-GT включает в себя три цепи состоящих из генератора управляемого напряжением (ГУН), фильтра цепи обратной связи, относительного делителя частоты и ГУН-делителей, и фазовых детекторов. Настройки делителя частоты и отключения программируются посредством трехканального последовательного интерфейса. Функциональная схема Si4133-GT представлена на рисунке 24.

Рис.24. Функциональная схема Si4133-GT.

Микросхема Si4133-GT (далее по тексту Si4133) выполнена в корпусе TSSOP24-pin.

3.2 Развернутое функциональное описание Si4133-GT

Данная ИМС завершает частотный синтез необходимый для ВЧ коммуникационных систем.

Si4133 имеет три петли ФАПЧ с встроенными ГУН-ами. Малый фазвый шум ГУНов делает Si4133 пригодным для средств беспроводных коммуникаций. Фазовые детекторы, фильтры цепей обратной связи и входные и выходные делители частоты интегрированы. ИМС программируется по трехканальному последовательному интерфейсу.

Две петли ФАПЧ предназначены для двухдиапазонного синтеза ВЧ. Эти ВЧ петли ФАПЧ мультиплексированы таким образом, что только одна петля ФАПЧ активна одновременно, в соответствии с настройками внутреннего регистра. Активная ФАПЧ определяется по последней записи. Центральная частота ГУНа для каждой ФАПЧ определяется внешней индуктивностью. Неточности этих индуктивностей компенсируются самоподстраивающимся алгоритмом. Алгоритм включается после включения или после изменений в программируемой выходной частоте. Каждая ВЧ ФАПЧ, в активном режиме, может регулировать ВЧ выходную частоту в диапазоне ±5% от центральной частоты своего ГУНа. Так как центральные частоты двух ВЧ ГУНов могут далеко отстоять друг от друга. ВЧ выход может быть запрограммирован на обслуживание двух далеко отстоящих друг от друга частотных полос программированием соответствующего N-делителя (N-Divider). излучающий антенный решетка индуктивность

Один ГУН оптимизирован так, чтобы его центральная частота располагалась между 947 МГц и 1,72 ГГц, в то время как другой - так, чтобы его центральная частота располагалась между 789МГц и 1,429 ГГц.

Одна ФАПЧ используется для синтеза промежуточной частоты (ПЧ, англ. IF). Центральная частота ПЧ ГУНа также определяется внешней индуктивностью. ПЧ ФАПЧ может регулировать ПЧ выходную частоту в диапазоне ±5% от центральной частоты своего ГУНа. Неточности этой индуктивностях компенсируются самоподстраивающимся алгоритмом. Алгоритм включается после включения или после изменений в программируемой выходной частоте. ПЧ ГУН оптимизирован так, чтобы его центральная частота располагалась между 526МГц и 952 МГц. Выходной делитель мощности ПЧ может быть запрограммирован программированием соответствующего делителя. Этот делитель программируется и может делить на 1, 2, 4, 8.

Уникальная архитектура ФАПЧ, используемая в Si4133, производит настройку (захват) точек, в которые сравниваются в скоростной архитектуре c N-делителем без большого фазового шума или паразитного эффекта модуляции, обычно ассоциируемого с такими решениями.

Последовательный интерфейс.

Временная диаграмма последовательного интерфейса представлена на рисунках 25, 26.

Рис.25. Временные диаграммы последовательного интерфейса.

Рис.26. Формат последовательного пакета.

Si4133 программируется периодически 22-хбитными пакетами, состоящими из 18 информационных битов и 4 адресных битов. Когда последовательный интерфейс включен (т.е. когда SEN = 0) информационные и адресные биты на контакте SDATA тактируется во внутреннем сдвиговом регистре по возрастанию области SCLK. Информация в сдвиговом регистре после того поставляется по возрастанию SEN во внутренний информационный регистр определенный адресным полем. Последовательный интерфейс не активен когда SEN в высоком состоянии.

В таблице 1 в общем виде представлены функции информационных регистров и соответствующие им адреса в десятеричной системе исчисления.

Таблица1. Общее представление регистров.

Внутренний сдвиговый регистр пропускает первый бит до 22 ожидаемых битов.

Установка центральной частоты ГУНа.

ФАПЧ может подрегулировать ПЧ и ВЧ выходные частоты ±5% от центральной частоты соответствующего ГУНа. Каждая центральная частота представлена значением внешней индуктивности подключенной соответствующему ГУНу. Допускается производственная точность внешней индуктивности в ±10%.

Si4133 компенсирует неточности для каждой индуктивности используя самонастраивающийся алгоритм после включения ФАПЧ или после программного изменения выходной частоты.

Так как весь набор требуемых индуктивностей лежит в диапазоне малых нГн, индуктивность корпуса должна быть учтена, когда определяется требуемая внешняя индуктивность.

Общая индуктивность (LTOT), представленная для каждого ГУНа, является суммой

внешней индуктивности (LEXT) и индуктивности корпуса (LPKG). Каждый ГУН имеет специфическую емкость (CNOM) параллельную общей индуктивности, а центральная частота вычисляется следующим образом:

,

,

Таблица 2.

ГУН	fCEN диапазон (MHz)	CNOM (pF)	LPKG (nH)	LEXT диапазон (nH)
	Min	Max			Min	Max
RF1	947	1720	4.3	2.0	0.0	4.6
RF2	789	1429	4.8	2.3	0.3	6.2
IF	526	952	6.5	2.1	2.2	12.0

Рис.27. Схема подключения внешней индуктивности.

Самонастраивающийся алгоритм.

Самонастраивающийся алгоритм запускается сразу после запуска ФАПЧ или если ФАПЧ уже запущена, после программного изменения чаcтоты. Такой алгоритм позволяет настроить ГУН так, что его перестраивающаяся частота около ожидаемой выходной частоты. Таким образом алгоритм компенсирует производственные допуски внешней индуктивности. Это так же уменьшает частотную ошибку, для которой ФАПЧ должна внести корректировку, чтобы получить точное ожидаемое значение частоты. Самонастраивающийся алгоритм прекращает осцилирование частоты при ошибке меньшей, чем 1 % от ожидаемой частоты.

После самонастройки ФАПЧ контролирует гетеродинное значение частоты ГУНа, завершая захват частоты, исключая оставшиеся частотные ошибки. С этого момента ФАПЧ главным образом поддерживает захваченную частоту, компенсируя эффекты температуры и колебаний напряжения питания.

Самонастраивающийся алгоритм Si4133 компенсирует любые ошибки значений компонентов в указанном температурном диапазоне. Однако, способность ФАПЧ компенсировать дрейф значений компонентов появляющихся после самонастройки ограничена. Для внешней индуктивности с температурным коэффициентом ±150ppm/С, ФАПЧ может поддерживать захват в температурах около ±30С .

...