Усилитель мощности звуковых частот с крайне глубокой отрицательной обратной связью

Размещено на http: //www. allbest. ru/

1. Описание электрической схемы усилителя мощности звуковых частот с крайне глубокой отрицательной обратной связью

1.1 Анализ исходных данных

В задании на дипломный проект указаны такие исходные данные:

1.Номинальная выходная мощность 120 Вт на нагрузку 4 Ом;

2.Коэффициент гармоник Кг = 0,0002% на частоте 20 кГц, при Uвых.амп. = 20В;

3.Полоса пропускания по уровню - 3дБ (частота среза петли ООС)100кГц;

4.Усиление на частоте 20кГц (без ООС) 150 дБ;

Выходной является мощность, отдаваемая усилителем в нагрузку. Различают номинальную и максимальную выходную мощность. Номинальной называют такую наибольшую выходную мощность, при которой искажения усиливаемого сигнала не превышают некоторого оговоренного заранее значения. С возрастанием выходной мощности увеличивается и искажения усиливаемого сигнала. Для данной схемы значение номинальной выходной мощностиравно120 Вт на нагрузку 4 Ом. Наибольшую мощность, которую можно получить от усилителя при уровне искажений усиливаемого сигнала до 10%,называют максимальной. Максимальная выходная мощность может в 2…10 раз превышать номинальную. Максимальная выходная мощность данного усилителя равна 125 Вт при нагрузке 4 Ом.

Полоса пропускания по уровню 3дБ - диапазон частот, в пределах которого амплитудно-частотная характеристика (АЧХ) акустического, радиотехнического, оптического или механического устройства достаточно равномерна для того, чтобы обеспечить передачу сигнала без существенного искажения его формы. Иногда вместо термина «полоса пропускания» используют термин «эффективно передаваемая полоса частот (ЭППЧ)». В ЭППЧ сосредоточена основная энергия сигнала (не менее 90 %). Этот диапазон частот устанавливается для каждого сигнала экспериментально в соответствии с требованиями качества, в этом случае он составляет 100кГц.

Коэффициент нелинейных искажений, называемый иногда коэффициентом гармоник, отображает уровень нелинейных искажений усилителя. Нелинейные искажения данного усилителя при уровне -1 дБ от ограничения равны 0,0002 %.Усилитель не является линейным элементом, поэтому при поступлении на его вход гармонического сигнала возникнут дополнительные составляющие с частотой

и т.д. Чем больше амплитуда этих дополнительных составляющих, тем выше коэффициент нелинейных искажений усилителя. Допустимая величина вносимых усилителем нелинейных искажений определяется назначением и областью применения усилителя.

Усиление на частоте 20кГц (без ООС) 150 дБ; С точностью достаточной для практического применения можно считать что: усиление, внутри петли ООС, на частоте где фаза равна 90°, должно быть меньше единицы, тогда как без ООС усиление рассматриваемого усилителя равно 150дБ при заданной частоте равняющейся 20кГц

1.2 Описание схемы электрической структурной

Рассмотрим структурные схемы усилителей, на рис. 1 УМЗЧ с фиксированным усилением (линейной АЧХ) в широкой полосе частот, а на рис. 2 УМЗЧ на основе интегратора со стопроцентной крайне глубокой ООС на ВЧ и соответствующую ей АЧХ со спадом выше звуковой области частот. Соответственно на рис.3 и на рис. 4 даны их АЧХ и ФЧХ. Здесь следует отметить, что по структурной схеме приведенной на рис.1 собрано подавляющее большинство как промышленных, так и любительских УМЗЧ. Возникает вопрос, должен ли УМЗЧ (или любой другой усилитель) обладать большим усилением (т.е. иметь линейную АЧХ) выше области звука (20кГц), ведь в спектре выше этой частоты присутствуют только нелинейные искажения. Если сравнить (например на частоте F1=1МГц и при одинаковом входном уровне) перегрузочные характеристики выходных каскадов схем усилителей, то окажется что величина сигнала на выходе УМЗЧ рис. 1 больше сигнала на выходе УМЗЧ на рис. 2 в Кус (30) раз. На частотах выше 1МГц разница ? Кус может достигать 100 и более раз (40дБ и более). УМЗЧ показанный на рис.1 обладает незначительным запасом усиления внутри петли ООС на частотах выше 1МГц. В тоже время УМЗЧ показанный на рис. 2, на частотах выше 1МГц, имеет значительный запас усиления внутри петли ООС (Запас усиления внутри петли ООС, есть главный параметр, который обеспечивает высокую линейность усилителя в соответствующей области частот. Тем самым перегрузочные характеристики для варианта УМЗЧ на рис. 1 (в этой области частот) будут существенно хуже, варианта УМЗЧ на рис. 2. В свою очередь искажения на ВЧ вырастут в десятки, а интермодуляционные помехи высоких порядков могут возрасти в сотни и тысячи раз, часть их неизбежно попадёт в звуковую область. И хотя в целом эти искажения будут небольшими, лучше, если бы их не было б вообще. Цепь фазовой коррекции на опережение, еще более увеличивает усиление на ВЧ, обеспечивая линейность АЧХ и ФЧХ УМЗЧ в более широкой области частот, и соответственно еще более ухудшает перегрузочные характеристики на ВЧ, тем самым, увеличивая искажения. Из сказанного выше следует вывод: что усилитель охваченный стопроцентной ООС обладает, на высоких частотах, более высокими перегрузочными характеристиками и меньшими нелинейными искажениями.

Рисунок 1 УМЗЧ с фиксированным усилением

Рисунок 2 УМЗЧ на основе интегратора скрайне глубокой ООС

Итак, зачем усилитель должен иметь большое усиление на частотах порядка 1-10МГц. Какие же аргументы (доводы) движут разработчиками, которые проектируют УМЗЧ с линейной АЧХ в широкой полосе частот, которая по определению, обладает серьёзными недостатками. Фактически такой аргумент один, это необходимость максимально большего запаса усиления внутри петли ООС, для обеспечения низкого уровня искажений УМЗЧ на звуковых частотах. Причем считается, хотя и не афишируется, что этому "препятствует" так называемый "критерий Найквиста". С точностью достаточной для практического применения можно считать что: усиление, внутри петли ООС, на частоте где фаза равна 90°, должно быть меньше единицы. Словосочетание "внутри петли ООС" фактически означает, что усиление УМЗЧ, на частоте где фаза меньше 90°, может быть много больше 1, так как при его ослаблении (делении) цепью ООС (для схемы на рис.1 в Кус раз), усиление внутри петли, будет меньше единицы. Тем самым, на низких частотах, запас усиления внутри петли ООС для УМЗЧ на рис. 1. может быть в Кус раз больше по сравнению с усилением внутри петли ООС у УМЗЧ на рис.2. Но как отмечено в большой запас усиления (внутри петли ООС) можно обеспечить другими методами, т.е. на основе Многоканальных Усилительных Структур (МКУС). Соответственно следует применить стопроцентную ООС, которая обеспечила бы низкую частоту единичного усиления УМЗЧ (F1) и соответственно узкую полосу пропускания УМЗЧ (50-100кГц по уровню -3 дБ). Тем самым обеспечивается большой запас усиления, в внутри петли ООС, как на низких (звуковых) частотах, так и на F1 УМЗЧ и выше. Это в свою очередь, обеспечивает высокую линейность в широкой полосе частот.

Кстати, в своё время (конец 70х), стопроцентная ООС достаточно часто применялась в звукоусилительной технике и конкретно в УМЗЧ. Например, в УМЗЧ магнитофона "Ростов-102 стерео" применена стопроцентная ООС. Аналогичная (почти стопроцентная ООС) применена и магнитофоне "ИЛЕТЬ-102-1 стерео". Даже при допотопной схемотехнике, это была элитная техника в своё время (начало 80х), обеспечивающая достаточно приличное качество звука.

Можно привести пример и из области ламповых УМЗЧ с субъективно весьма достойным качеством звука. Как правило ламповые УМЗЧ обладают достаточно узкой полосой пропускания 15-20 кГц (по уровню -3дБ), а экземпляры с полосой более 50 кГц встречаются достаточно редко.

Часто возникает вопрос: зависят ли перегрузочные характеристики или уровни нелинейных искажений от фазы сигнала. Следует дать чёткий и категоричный ответ - нет. Перегрузочные характеристики и величина нелинейных искажений зависят от амплитуды сигнала, и как следствие от усиления в той или иной области частот. С другой стороны изменение АЧХ (как правило) соответственно изменяет и ФЧХ. Например, УМЗЧ на рис. 2 со стопроцентной глубокой ООС, и с соответствующим ей спадом АЧХ выше звуковой области частот, имеет АЧХ и ФЧХ показанные на рис. 3 и 4. Из рисунка видно, что фаза дополнительно увеличивается на 90° градусов. Так как данный УМЗЧ обладает более высокими перегрузочными характеристиками по отношению к УМЗЧ на рис.1, с линейной АЧХ и ФЧХ, то можно сделать косвенный вывод о том, что увеличение фазовой задержки улучшает перегрузочные характеристики. Аналогичный вывод можно сделать при анализе фильтра низких частот (ФНЧ первого порядка), который увеличивает фазовую задержку. ФНЧ пропускает низкие частоты и не пропускает высокие частоты, тем самым, улучшая перегрузочные характеристики. Соответственно увеличение фазы сигнала, приводит к улучшению перегрузочных характеристик, на ВЧ, следующих за ФНЧ каскадов усиления. Подчеркнём что это косвенный вывод, так как изменение ФЧХ, при отсутствии изменений в АЧХ (например в фазовращателях на ОУ), ни как не изменит перегрузочные характеристики.

Рисунок 3 АЧХ УМЗЧ

Рисунок 4 ФЧХ УМЗЧ

На основании выше перечисленного, следует общий вывод, что стопроцентная крайне глубокая ООС обеспечивает, большое отношение фазовой задержки к временной задержке (т.е. к ВРП ООС). А также большое отношение Fзам/F1 (1).

Скорость нарастания:

Также часто возникает вопрос о таком параметре как скорость нарастания выходного напряжения. Существует расхожее мнение, что от данного параметра, существенно зависят динамические искажения, причем подразумевается, что чем выше скорость нарастания, тем меньше динамические искажения. Целесообразно уточнить, как в действительности связаны с этим параметром, перегрузочные характеристики УМЗЧ и нелинейные искажения?

Для ответа на этот вопрос следует рассмотреть в отдельности эти параметры, скорость нарастания выходного напряжения с включенной ООС, и скорость нарастания выходного напряжения с отключенной ООС. Для этого снова обратимся к усилителям на рис. 1 и 2 и подадим на их входы сигнал типа меандр. Эпюры напряжений на выходах этих УМЗЧ (переходная характеристика усилителя в режиме с включенной ООС) показаны на рис. 5. Из рисунка видно, что УМЗЧ с линейной АЧХ в широкой полосе частот (рис. 1) пытается обеспечить высокую скорость нарастания выходного сигнала. Соответственно для входных сигналов имеющих большую скорость нарастания необходима очень большая скорость нарастания самого УМЗЧ (в Кус раз большая скорости нарастания входного напряжения), иначе произойдет их ограничение. Это говорит о том что, усилитель обладает низкими перегрузочными характеристиками на высоких частотах и небольшим запасом по скорости нарастания выходного напряжения. Для усилителя охваченного стопроцентной ООС (рис.2) получается очень низкая скорость нарастания выходного напряжения (рис. 5), даже если сигнал на входе УМЗЧ имеет очень высокую скорость нарастания напряжения. Причём нарастание (спад) сигнала происходит под жёстким контролем ООС соответственно и искажения крайне малы. Эта скорость нарастания обратно пропорциональна произведению интегрирующей цепи R1, C1 и пропорциональна входному напряжению.

Рисунок 5 График скорости нарастания выходного напряжения

усилитель мощность звуковой сигнал

Из всего сказанного выше следует вывод: что усилитель охваченный стопроцентной ООС (режим с включенной ООС) и имеющий вследствие этого низкую скорость нарастания выходного напряжения - обладает и высокими перегрузочными характеристиками на высоких частотах и большим запасом по скорости нарастания выходного напряжения.

Несколько иная картина при разомкнутой петле ООС. Рассмотрим работу выходного каскада УМЗЧ при перегрузке вызванной конечной скоростью нарастания выходного напряжения (режим с отключенной ООС). При этом происходит снижение максимальной выходной мощности УМЗЧ на очень высоких частотах, причём с обвальным ростом искажений. От скорости нарастания выходного напряжения зависит другой параметр, время переключения (время установления) из одного состояния в другое, при большой амплитуде высокочастотного сигнала. Конечно, чем выше скорость нарастания выходного напряжения при разомкнутой петле ООС, тем быстрее выходной сигнал достигнет своей амплитуды и тем больше будет запас по скорости нарастания выходного напряжения. Соответственно малой будет и временная задержка этого сигнала, а его динамические искажения будут небольшими. Однако понятно, что ВЧ сигналы с большими уровнями, как на входе, так и на выходе УМЗЧ, должны отсутствовать по определению. Для маломощных ВЧ сигналов, (к которым принадлежат помехи, шумы и нелинейные искажения и пр.) с небольшой амплитудой (10-20мВ), время задержки практически не зависит от скорости нарастания выходного напряжения.

Время реакции петли(ВРП) ООС:

Оценим временные параметры усилителей, у которых отсутствуют МКУС. Считается, что при прохождении сигнала через усилитель он покаскадно увеличивает фазовую задержку. Однако вместе с этим растет и его временная задержка. Первая причина, это конечное время распространения электрических сигналов, ограниченное скоростью света. Вторая что, процессы, происходящие в транзисторах достаточно инерционны. И третья это то что, при многокаскадном усилении, усилитель следует рассматривать как линию задержки с распределенными параметрами. На частотах близких граничным, транзисторы (биполярные) фактически представляют собой реактивные звенья 2-3го порядка. Соответственно для десятикаскадного усилителя получим фильтр 20-30 порядка, а с учетом меж каскадных (и так же реактивных) связей, получим фильтр 40-50 порядка. Тем самым, при большом количестве каскадов, фазовая задержка трансформируется во временную.

Для биполярных ВЧ транзисторов по ТУ нормируется параметр, характеризующий внутреннюю обратную связь в транзисторе (внутренняя RбCкцепь), такой как "постоянная времени цепи обратной связи". Например, для высокочастотного транзистора типа КТ315 (Fгр=200МГц) этот параметр составляет 0.5-1нс. Понятно, что даже по приблизительной оценке, для десятикаскадного усилителя условно этот параметр возрастет в десять и более раз (10-15нс). Конечно, считать, что подобная временная задержка равна ВРП ООС данного усилителя было б не совсем корректно, тем не менее, использовать этот параметр в качестве ориентира вполне допустимо. Для так называемых низкочастотных транзисторов типа КТ502, КТ503, КТ814-КТ819 этот параметр даже не нормируется, хотя конечно понятно, что он многократно больше аналогичного параметра КТ315 транзистора. Десять каскадов усиления -это много или мало? Например, так называемый широкополосный ОУ типа К544УД2 имеет семь усилительных каскадов, по инвертирующему входу. Не намного лучше этот параметр у прочих широкополосных ОУ типа К140УД11 и К574УД1. Если же перейти к УМЗЧ, то к каскадам в ОУ добавляются и каскады самого УМЗЧ. Так для УМЗЧ, имеющих относительно большой запас усиления, общее количество последовательных каскадов усиления превышает десять. Безусловно, имеются и другие УМЗЧ с меньшим числом последовательных каскадов усиления и меньшей временной задержкой, но они сильно проигрывают УМЗЧ по главному параметру усилителя - запасу усиления внутри петли ООС.

Перечисленные выше факторы приводят, при распространении сигнала в среде усилителя, к его временной задержке, которая для большинства наиболее распространённых УМЗЧ составляет порядка 10-50нс (Fзам = 20 - 100МГц). Как правило, точное время задержки определить достаточно сложно, причина состоит в том, что это время сильно зависит от мгновенных значений токов и напряжений в каскадах усилителя, а также схем включения электронных приборов. Понятно, что при наличии сигнала изменяются электрические режимы транзисторов, например, в выходных каскадах УМЗЧ токи и напряжения изменяются в десятки раз. Это приводит к синхронному изменению многочисленных реактивных параметров применённых транзисторов. Тем самым время задержки, и соответственно ВРП ООС, может, изменятся в течение периода сигнала, в несколько раз. Применение МКУС позволяет существенно уменьшить время задержки и обеспечить его стабильность. Здесь целесообразно произвести сравнительную оценку временных характеристик УМЗЧ с другими усилителями, например с радиочастотными ОУ. Данный класс ОУ разрабатывался в основном для применения в широкополосных видеоусилителях. Наиболее широкополосные тракты, как правило, имеют компьютерные CRT мониторы. На сегодняшний день минимальные требования, к полосе пропускания видеоусилителей CRT монитора, составляют порядка 250МГц, также предъявляются высокие требования к временной задержке и её стабильности. Для этих ОУ нормируется по ТУ как полоса пропускания, так и их временная задержка (режим большого сигнала). Так, например для ОУ AD8055 она составляет порядка 2.5нс, а для ОУ AD8009 0.725нс. При полосе пропускания, по уровню -3Дб, 0.3ГГц и 1ГГц соответственно.

Рассмотрим структурные схемы, приведенные на рис. 6 и 7, на предмет перегрузочных характеристик каскадов при временной задержке (ВРП ООС). На рис. 6 приведена схема на основе многоканального усиления, а на рис. 7 типовая схема УМЗЧ, т.е. на основе большого числа последовательных каскадов усиления. Условно обозначим некоторые технические характеристики и параметры. Для упрощения, будем считать что, на вход усилителя поступает прямоугольный сигнал типа меандр, с идеальными фронтами. Также будем условно считать, что ОУ DA1 не вносит временной задержки (идеальный ОУ), а его скорость нарастания выходного напряжения, равна 1000 В/мкс (1кВ/мкс - это среднее значение для современных ОУ), а DA2 это мощный ОУ с относительно большой временной задержкой.

Для варианта на рис. 2.1 получим, что сигнал пришедший на вход ОУ DA1 пройдет через него, и далее, с выхода ОУ через С1 и С2 вернется на его вход, замкнув петлю ООС. В силу стопроцентной ООС (С1) напряжение как на выходе УМЗЧ, так и на выходе ОУ в первый момент времени будет близко к нулю. А далее оно будет очень медленно расти в соответствии с временем интегрирования цепи R1, C1. Тем самым перегрузка VT1, и прочих каскадов, будет отсутствовать.

Рисунок 6 Схема на основе многоканального усиления

Рисунок 7 Типовая схема УМЗЧ

Для варианта рис. 7 получим, что сигнал пришедший на вход ОУ DA1 пройдет через него, и появится на выходе ОУ. Так как в начальный момент времени отклик сигнала по цепи ООС будет отсутствовать, напряжение (сигнал) на выходе ОУ начнет нарастать со скоростью равной скорости нарастания ОУ. Рассчитаем время, в течение, которого произойдет перегрузка (выход из линейного режима) VT1. Для этого необходимо знать напряжение, при изменении которого транзистор переходит из закрытого состояния в открытое. Так по данным, приведенным в биполярный транзистор переходит из закрытого в открытое состояние, уже при разнице в напряжении на входе всего в 50мВ. Получается что время, в течение которого транзистор будет работать в линейном режиме, равно всего-навсего 50пс (1кВ/мкс), далее он перейдет в открытое (а при спаде сигнала в закрытое) состояние на время задержки (ВРП ООС). Тоже самое произойдёт и с входным каскадом ОУ, так как на входе сигнал будет большим, а его отклик по цепи ООС будет отсутствовать. То есть это означает что, при ВЧ импульсе на входе УМЗЧ, фактически все его каскады войдут в режим ограничения. Конечно, если ВРП ООС будет меньше 50пс, то УМЗЧ будет работать в линейном режиме. Однако понятно, что на практике это время почти в тысячу раз больше (50нс). Здесь, целесообразно воспользоваться не ВРП ООС (Tз), а аналогичным и более наглядным параметром - частотой замыкания петли ООС (Fзам), где

Fзам = 1 / Tз

Это позволит сравнить, эти две частоты. Соответственно получаем 20ГГц и 20МГц. Понятно, что обеспечить частоту замыкания петли ООС (Fзам) в 20ГГц практически невозможно.

Безусловно, известными методами, возможно заметно улучшить параметры УМЗЧ, но главная проблема останется - это большое время задержки (ВРП ООС) и соответственно низкие перегрузочные характеристики УМЗЧ на высоких частотах. Здесь следует подчеркнуть: что чем выше будут скоростные характеристики ОУ (усиление на ВЧ и скорость нарастания выходного напряжения), тем более худшими перегрузочными характеристиками будет обладать УМЗЧ, выполненный по структуре подобной рис. 7. Фактически это означает невозможность применения современных высокоскоростных (радиочастотных) ОУ, в подобных усилителях. Таким образом, для обеспечения высоких перегрузочных характеристик, на высоких частотах, временная задержка (ВРП ООС) должна быть минимальной (т.е. близкой к нулю). Соответственно УМЗЧ должен быть на основе МКУС (рис. 6), для обеспечения минимального ВРП ООС.

Охарактеризуем (оценим), работу каскадов на транзисторах или лампах при разных схемах включения, в многокаскадном усилителе, на основе задержки по времени. Так для биполярного транзистора включенного по схеме с ОБ (рис. 8) сигнал, поступивший на вход каскада, непосредственно проходит с эмиттера в коллектор транзистора (выход).

Для схемы с ОК (рис.8) сигнал, поступивший на вход каскада, непосредственно проходит через базо-эмиттерный переход на выход. При этом, чем больше будут паразитные межэлектродные емкости, и чем больше будут номиналы сопротивлений (Rби Rк), тем меньше временная задержка сигнала этими каскадами.

Рисунок 8 Биполярный транзистор включенный по схеме с ОБ и ОК

Рисунок 9 Биполярный транзистор, включенный по схеме с ОЭ

Для транзистора, включенного по схеме с ОЭ (рис. 9), высокочастотная часть сигнала, поступившего на вход каскада, непосредственно (напрямую) проходит (через внутреннюю емкость база-коллектор, Сб-к) с базы транзистора в его коллектор (выход каскада). При наличии конденсатора осуществляющего частотную коррекцию каскада (Скорр), сигнал проходит также и через него. Тем самым, для паразитного сигнала, обеспечивается очень малая задержка по времени этим каскадом. Это означает, что время задержки Положительной Обратной Связи (ПОС), меньше времени задержки Отрицательной Обратной Связи. Получается, что усилитель содержащий транзисторный каскад (каскады) включенный (включенные) по схеме с ОЭ, обладает не только ООС, но и ПОС. Наиболее эффективно эта ПОС проявляется на очень высоких частотах (Fзам). Эффект ПОС резко обостряется при наличии в области эмиттера сопротивления или индуктивности (рис. 10), причём роль индуктивности здесь может выполнять проводник соединяющий эмиттер с общим проводом. В этом случае компенсировать эффект ПОС не сможет даже транзистор с идеальными параметрами. Для минимизации эффекта ПОС в каскадах, по схеме с ОЭ, следует включить дополнительное сопротивление в цепь базы, а конденсатор Скорр (осуществляющий частотную коррекцию каскада) соединить с общим проводом (рис. 11). Также следует в каскадах с ОЭ использовать транзисторы с высокой Fгр (1ГГц и выше), даже в низкочастотных (звуковых) усилителях. Здесь можно также рекомендовать использование полевых (т.е. схем с ОИ и без резистора в цепи истока) транзисторов, однако они обладают меньшим усилением.

Рисунок 10 Схема включения биполярного транзистора с эффектом ПОС

Рисунок 11 Схема включения биполярного транзистора с конденсатором осуществляющим частотную коррекцию каскада

Искажения:

На сегодняшний день измерение уровня нелинейных искажений, таких как гармоники и интермодуляция, служит основным источником информации о качественных (технических) параметрах УМЗЧ. Между тем, такая точка зрения разделяется далеко не всеми. Причем приводится весомый контраргумент в виде того, что существуют УМЗЧ (например, ламповые) с субъективно весьма достойным качеством звука, но с очень большим уровнем гармоник. Зачастую величина гармоник в них в десятки, а иногда даже и в сотни раз выше (так называемые однотактные усилители), аналогичного параметра качественных транзисторныхУМЗЧ.

Считается, что гармоники и итермодуляция проявляются следующим образом. Так, например гармоники получаются как побочные сигналы (компоненты), с частотами в 2, 3, 4 и т.д. раза больше основной (опорной) частоты. Интермодуляция получается как побочный сигнал с частотой в виде разности (суммы) частот основного двух тонового сигнала. В целом, такой вариант возникновения нелинейных искажений соответствует реальности, хотя несколько и поверхностен. Более точная трактовка состоит в том, что часть энергии исходного сигнала, преобразуясь на нелинейностях среды, переносится как вверх, так и в низ по частоте, в виде суммы или разности компонент сигнала. Так, для одно тонового сигнала получим (при преобразовании вверх), известный (гармонический) ряд с частотами в 2, 3, 4 и т.д. раза больше основной (опорной) частоты, а (при преобразовании в низ) получим сигнал с частотой близкой к нулю (постоянное напряжение или ток). При двух тоновом (много тоновом) сигнале получим: для каждого тона (гармонический) ряд с частотами в 2, 3, 4 и т.д. раза больше основного тона, и интермодуляционные помехи с частотами в виде суммы и разности тонов, а также интермодуляционные помехи высоких порядков. Отметим что преобразование происходит на каждой нелинейности, то есть в каждом каскаде усиления часть энергии переносится как вверх, так и в низ по частоте. Причем в качестве исходного сигнала могут выступать как гармоники сигнала, так и продукты интермодуляции. Положение заметно усугубляется ещё и тем, что даже одиночные транзисторы, особенно биполярные, фактически представляют собой несколько нелинейностей, что значительно увеличивает рост комбинационных составляющих. Тем самым, от количества каскадов существенно зависит ширина спектра искажений и уровень интермодуляции высоких порядков.

Обычно считается, что на выходе усилителя охваченного общей ООС, искажения имеют достаточно низкий уровень, это соответствует действительности. Однако в самих каскадах, уровни искажений могут быть значительными, причём весьма широкополосными. Соответственно эти продукты искажений, при определенных условиях складываясь по амплитуде, могут привести к появлению сигнала с большим пик фактором. Наличие данного хаотично мерцающего сигнала, при достаточно низких перегрузочных характеристиках каскадов на ВЧ и большом ВРП ООС, может заметно ухудшить качество низкочастотного (звукового) сигнала. Условно обозначим этот вид искажений как шумоподобная интермодуляция.

Отметим причины, которые в совокупности, могут привести к модификации обычных искажений в хаотично мерцающий сигнал, с большим пик фактором. Итак, первое и главное - это большое, причём, нестабильное время реакции петли ООС (ВРП ООС), что служит первопричиной для сложения различных компонент искажений (и шума и помех) по амплитуде. Второе - это наличие разного рода паразитных ПОС, в том числе и тех которые образуются при применении каскадов с ОЭ, что усиливает различные колебательные процессы в каскадах. И последнее - это собственно сама цепь ООС создающая режим циркуляции искажений в усилителе.

Сказанное выше наводит некоторых авторов на мысль о том что: "Возникает порочный круг, порождающий резкий рост высокочастотных составляющих искажений. Увеличение глубины общей ООС усилителя приводит лишь к дальнейшему расширению спектра искажений и соответственно к ещё большему ухудшению качества звуковоспроизведения."

Однако такой вывод, конечно, не является всеобъемлющим, так как ухудшение качества есть прямое следствие большого ВРП ООС. Итак, следует подчеркнуть, что для многих УМЗЧ, ухудшение качества связано не с ООС, а большим ВРП ООС.

1.3 Описание схемы электрической принципиальной

Усилитель мощности звуковой частоты:

Корневой темой дипломного проекта является простой усилитель. Понятно, что в относительно простых усилителях затруднительно обеспечить весь спектр требований предъявляемых к современным высококачественным УМЗЧ. Однако базовые требования, о которых шла речь в начале главы дипломного проекта, безусловно, должны быть учтены в любом УМЗЧ, как основа высоких перегрузочных характеристик. Кратко повторим их. Это крайне малое ВРП ООС и глубокая (80-100дБ) стопроцентная ООС на ВЧ. Конечно реализовать эти требования можно и в УМЗЧ на дискретных элементах. Но рациональней и правильней для этого использовать радиочастотные ОУ допускающие стопроцентную ООС, например AD8055.

Краткие технические характеристики AD8055AR:

1. Скорректирован до Кус= 1

2. Полоса пропускания по уровню -3дБ 300МГц

3. Частота единичного усиления ~ 200МГц

4. Усиление на частоте 40кГц; 100кГц 70дБ; 60дБ

5. Усиление на частоте 1МГц 40дБ

6. Скорость нарастания 1400В/мкс

7. Время задержки (при большом сигнале) 2.5нс

8. Напряжение шума 6нВvГц

9. Напряжение питания +/- 5В

10. Выходное напряжение +/- 3В

Максимальный выходной ток ~ 100ма

Подобные ОУ разработаны для применения в видеоусилителях. Как следствие они по определению обладают: большой широкополосностью и высокой линейностью, при значительном уровне сигнала (порядка 1В) как на входе так и на выходе ОУ, малым временем задержки и малым временем установления выходного сигнала, высокой скоростью нарастания выходного напряжения и большим усилением, а также имеют достаточно большой выходной ток. Подобные характеристики ставят их вне конкуренции при сравнении с прочими так называемыми "широкополосными" ОУ типа 140УД11, 574УД1, 544УД2 и т.д. Использование радиочастотных ОУ особенно актуально при их применении в УМЗЧ, для обеспечения высоких перегрузочных характеристик по входу.

На основании перечисленных выше аргументов, была разработана версия усилителя представленная на рис. 12. В качестве главного канала УМЗЧ применён ОУ AD8055AR (DA1). Именно, главный канал обладает приоритетом на замыкание петли ООС, и обеспечивает не большое ВРП ООС равное времени задержки этим ОУ. УМЗЧ охвачен крайне глубокой стопроцентной ООС (C1, R2). УМЗЧ обладает низкой частотой единичного усиления (1МГц), а структура и тип ООС соответствует усилителю на рис. 2.Выходной каскад УМЗЧ выполнен, на мощных полевых транзисторах, по классической схеме - генератор тока управляющий мощным (истоковым) повторителем. Как уже отмечалось полевые транзисторы (на низких частотах) относительно нелинейные.

Размещено на http: //www. allbest. ru/

Рисунок 12 Принципиальная схема усилителя мощности с крайне глубокой ООС

То есть, каскады, собранные на их основе создают значительные гармонические искажения, особенно в двухтактном режиме при большой выходной мощности. Это происходит от того что, напряжение на входе выходного каскада (Uзи) весьма большое и как следствие линейность достаточно низкая. Но в тоже время, при малом уровне сигнала, даже если он достаточно широкополосный, линейность выходного каскада на полевых транзисторах будет очень высокой. Тем самым допустимо, заметно упростить мощный выход УМЗЧ, сделав его однокаскадным. Этим обеспечивается небольшое время задержки самим выходным каскадом, крайне низкий уровень интермодуляции высоких порядков и шумоподобной интермодуляции. Что, в свою очередь, при крайне глубокой стопроцентной ООС, обеспечивает хорошие технические характеристики УМЗЧ высокое качество звукового сигнала.

Краткие технические характеристики УМЗЧ:

1. Выходная мощность Rн = 4Ом 120Вт

2. Вых. мощность F=20кГц при Кг = 0.1%, Rн = 4Ом 90Вт

3.Вых. мощность F=10кГц при Кг = 0.1%, Rн = 4Ом 120Вт

4. Кг при 20кГц и Uвыхамп = 20В 0.01%

5. Кинт (1кГц) при Uвыхамп = 20В 0.0005%

6.Усиление на частоте 20кГц (ООС откл) 100дБ

7.Усиление на частоте 1кГц (ООС откл) 120дБ

8.Коэффициент усиления -10 (20Дб)

9.Полоса пропускания по уровню -3дБ 100кГц

10.Частота единичного усиления (F1) 1МГц

11.ВРП ООС не более 2.5нс

Рассмотрим работу усилителя при разных частотных сигналах. На высоких частотах (выше1МГц), сигнал пришедший на вход УМЗЧ (R1) поступает (через ограничительный резистор R3) на вход ОУ DA1. С выхода ОУ сигнал через согласующее устройство (элементы C2, C3, R5) приходит на выход УМЗЧ (точка соединения L1, L2). Далее, через цепь ООС (элементы C1, R2) возвращается на вход УМЗЧ, замыкая петлю ООС (точка соединения R1, R2, R3). Также, с выхода ОУ, ВЧ сигнал приходит и на затворы мощного комплементарного истокового повторителя (конденсаторы C12, C14). C выхода истокового повторителя (транзисторы VT5 - VT12) сигнал поступает (через L2) на выход УМЗЧ. Индуктивность L2 образует совместно с элементами C2, C3, R5, согласующее устройство, которое служит для объединения сигналов выше 1МГц и ниже 1МГц, на выходе УМЗЧ. Индуктивность L2, пропускает низкочастотные сигналы и не пропускает ВЧ сигналы на выход УМЗЧ, чем обеспечивает приоритет главного канала на замыкание петли ООС. Причём L2, обладает очень низкой добротностью, что предотвращает колебательные (резонансные) процессы в согласующем устройстве. Дополнительно, (на низких частотах) сигнал усиливается высоковольтным усилителем на VT1-VT4, включенных по схеме с ОБ. На DA2 собран стабилизатор напряжения смещения (около7.1В) для выходного каскада. Этим обеспечиваются напряжения затвор-исток порядка +/- 3.5В. Качество стабилизации напряжения смещения весьма высокое, однако, зависимость начального тока покоя выходных транзисторов от температуры большая. Поэтому для усилителя требуются достаточно большие радиаторы, а ток покоя (300мА), следует выставить (регулируя напряжение смещения) после прогрева УМЗЧ. Для улучшения термостабильности рекомендуется вместо DA2 применить типовую схему на транзисторе, поместив его на стоке транзистора выходного каскада.

Диоды VD5-VD8 осуществляют защиту затворов выходных транзисторов от превышения входного напряжения, ограничивая его на уровне +/- 8.1В (7.1В +1В = 8.1В). Токи коллекторов транзисторов VT1-VT4 приблизительно равны и составляют порядка 5мА. Нагрузкой этого каскада служат транзисторы истокового повторителя (VT5 - VT12). Достаточно большая (и нелинейная) входная ёмкость выходного каскада приводит к значительным искажениям. Заметно уменьшить их (без изменения схемы) можно увеличив ток VT1-VT4 до 10-20мА. Однако для этого требуется их замена более мощными транзисторами, например КТ940, КТ9115. В более сложных версиях, возможно, дополнить УМЗЧ транзисторными усилительными каскадами или ОУ. Допускается и полная замена данного оконечного каскада на "чисто" биполярный.

Размещено на Аllbest.ru