Выбор структурной схемы передающей части радиолинии

Размещено на http://www.allbest.ru/

1. Выбор структурной схемы передающей части радиолинии и расчет радиолинии

1.1 Построение передающей части приемно-передающего узла

Для построения предающей части предварительно рассмотрим особенности формирование сигнала в прямом (с узла 1) и обратном (с узла 2) каналах системы CDMA.

Особенности формирования прямого и обратного каналов

Прямой канал. Формирование сигнала в системе CDMA начинается с преобразования аналогового речевого сигнала (в передающем узле 1) в цифровой сигнал, для чего используется вокодер с переменной скоростью кодирования, в основу работы которого положен алгоритм , который учитывает особенности человеческой речи. Вокодер перекодирует цифровой поток, имеющий скорость 64 кбит/с в поток со скоростью 8 или 13 кбит/с. В ходе этого преобразования информационный поток делится на кадры длиной 20мс, а содержащие паузы интервалы удаляются. Результирующий поток имеет скорость от 1 до 8 кбит/с.

Другой важной особенностью вокодера с переменной скоростью кодирования является использование адаптивного порога для определения требуемой скорости кодирования данных. Уровень порога изменяется в соответствии с фоновым шумом, в результате улучшается качество речи.

После вокодера сигнал попадает в устройство сверточного кодирования, которое позволяет исправлять до трех ошибок в пакете данных.

С устройства сверточного кодирования поток, имеющий скорость 19,2 кбит/с, попадает на устройство перемежения, где перемешиваются во временном интервале 20 мс. Это делается для того, чтобы равномерно распределить в потоке данных потерянные во время передачи биты и устранить пачки ошибок в эфире. Принцип такой - поток данных записывается в матрицу по строкам. Как только матрица заполнена, начинаем с нее передавать информацию по столбцам. Следовательно, когда в эфире искажаются несколько бит информации, при приеме пачка ошибок, пройдя через обратную матрицу, преобразуется в одиночные ошибки.

После перемежения цифровой поток преобразуется с помощью длинного кода (кодами максимальной длины), который могут быть получены с помощью регистра сдвига и равен 2n -1 двоичных символов, где n - число разрядов регистра сдвига. В аппаратуре CDMA длинный код формируется в результате нескольких логических операций с псевдослучайной двоичной последовательностью, генерируемой в 42 - разрядном регистре сдвига, и двоичной 32 - битовой маской, которая определяется индивидуально для каждого абонента. Такой регистр сдвига применяется во всех базовых станциях этого стандарта для обеспечения режима синхронизации всей сети. Так как скорость информационного потока 19,2 кбит/с, то в прямом канале используется только каждый 64 - й символ длинного кода.

Следующий этап, это кодирование сообщения с помощью кодов Уолша. Это самая важная часть, поскольку именно она обеспечивает разделение 64 каналов CDMA на одном участке частоты. Один ряд матрицы Уолша ставится в соответствие каналу связи между абонентом и БС. Если на входе кодера «0», то посылается соответствующий ряд матрицы (код Уолша), если «1» -посылается последовательность, сформированная путем логического отрицания соответствующего ряда матрицы (кода Уолша). Это повышает скорость информационного потока с 19,2 кбит/с до 1,2286 Мбит/с. Соответственно расширяется и спектр сигнала до 1,22886 МГц.

Далее двоичный поток разделяется на синфазный и квадратурный каналы (I- и Q-канал) для передачи сигнала с использованием квадратурной фазовой манипуляции (QPSK). До подачи на смесители цифровой поток в каждом из каналов преобразуется с помощью короткого кода. Короткий код представляет собой псевдослучайную двоичную последовательность длиной 32768 двоичных символов, генерируемую со скоростью 1,3288 Мбит/с. Эта последовательность является общей для всех базовых станций в корпоративной сети. Короткий код формируется в 15-разрядном регистре сдвига. Результирующий двоичный поток в каждом канале проходит через цифровой фильтр с конечной импульсной характеристикой (КИХ- фильтр), что позволяет ограничить полосу излучаемого сигнала. Частота среза фильтра составляет около 615 кГц. Полученные аналоговые сигналы поступают на соответствующие входы I/Q-модулятора.

Поскольку все пользователи (узел 2, узел 3 и т.д.) получают объединенный сигнал, то для выделения информации необходимо передавать опорный сигнал по пилотному каналу. В пилотном канале передается нулевой информационный сигнал, а его код Уолша формируется из нулевого ряда матрицы Уолша. Обычно на пилотном канале излучается около 20% общей мощности. Опорный сигнал необходим для последующей фазовой демодуляции. Короткий код позволяет многократно использовать в каждой ячейке один и тот же набор кодов Уолша. Каждая БС имеет свой временной сдвиг при формировании кода и поэтому может быть однозначно определена в сети. Описав основную часть формирования сигнала в передающей части CDMA, на рис. 2.1 отобразим описанную выше схему формирования сигнала в прямом канале узла 1.

Рисунок 1.1 - Формирование сигнала в прямом канале

Обратный канал. В узле 2 применяется такой же, как и в прямом канале, вокодер и сверточное кодирование со скоростью 1/3, что повышает скорость передачи данных с 9,6 до 28,8 кбит/с, и перемежение в пакете длительностью 20 мс (рис.2.2).

Рисунок 1.2 - Формирование сигнала в обратном канале

После перемежения выходной поток разбивается на слова (по шесть бит в каждом), которым слову можно поставить в соответствие один из 64 кодов Уолша. Таким образом, каждый приемный узел корпоративной системы использует весь их набор. После этой операции скорость потока данных повышается до 307,2 кбит/с. Далее поток преобразуется с помощью длинного кода, аналогичного используемому коду передающего узла 1. На этом этапе происходит разделение пользователей.

Окончательное формирование потоков данных происходит таким же образом, как и в узле 1, за исключением дополнительного элемента задержки на 1/2 длительности символа в 0-канале для реализации смещенной QPSK.

Рассмотрим основные схемы передатчиков, используемых в системах связи, на основе стандарта CDMA.

Архитектура интегральных схем тракта передачи отличается у различных производителей. Поэтому при проектировании передатчика важнейшим является учет типа используемой модуляции. Методы модуляции могут быть разделены на две группы: методы модуляции с постоянной огибающей (constant envelope) и с изменяющейся огибающей (variable envelope). Первая группа методов имеет постоянную амплитуду промодулированного сигнала. Примером такой модуляции является GFSK сигнал - гауссовская частотная манипуляция (Gaussian filtered frequency shift keying). Сигналы с постоянной огибающей более эффективны в энергетическом плане.

У сигналов с изменяющейся огибающей типа квадратурной фазовой манипуляции QPSK (quadrature phase shift keying) происходит вариация и амплитуды и фазы, что приводит к необходимости использования на выходе передатчика высоколинейного усилителя мощности. Они энергетически не очень эффективны.

В последнее время появились новые разновидности архитектур передатчиков. Наиболее распространенные разновидности рассмотрены далее.

Квадратурные модуляторы

Квадратурный модулятор (Quadrature Modulator) или I/Q (In-phase/quadrature) модулятор (рис. 2.2) представляет собой универсальное устройство, с помощью которого могут быть получены сигналы практически со всеми видами модуляции. Это устройство имеет РЧ вход и РЧ выход и два информационных входа I и Q. РЧ сигнал может быть изображен в декартовых координатах как величины векторов X и Y. В терминологии цифровых сигналов, вектор X заменяется на синфазный I (In-phase), а вектор Y заменяется на квадратурный Q (Quadrature), отсюда следует название I/Q модулятор/демодулятор.

На модуляционные IQ входы квадратурных модуляторов с информационного тракта поступают две информационные последовательности. Они формируются в цифровых узлах из исходного информационного потока с помощью последовательно-параллельного преобразования.

Квадратурные опорные сигналы получаются при использовании фазосдвигающего узла, формирующего два опорных ортогональных сигнала со сдвигом фазы на 90 градусов.



Рисунок 1.3 - Структура квадратурного модулятора

Фаза выходного сигнала перемножителя в канале I может иметь значения 0 или 180, в канале Q - 90 или 270 градусов. После суммирования этих сигналов на выходе модулятора может быть получен модулированный сигнал с требуемыми параметрами.

Тракт передачи с прямой квадратурной модуляцией

Блок с прямой квадратурной модуляцией (Direct quadrature modulation) (рис. 1.3) непосредственно выполняет преобразование сигнала вверх по частоте на радиочастоту рабочего канала.

Рисунок 1.4 - Структура блока с прямой квадратурной модуляцией

Конструктивно в таком тракте передачи используются два радиочастотных перемножителя сигналов и петля ФАПЧ с перестраиваемым РЧ гетеродином (генератор, управляемый напряжением - ГУН). При этом достигается высокая степень интеграции радиочастотного блока, так как подавление зеркального канала проводится в активных каскадах с использованием фазовых методов. Побочные составляющие на выходе передатчика, связанные с формированием промежуточной частоты, отсутствуют в силу отсутствия в передатчике самой ПЧ.

В данной архитектуре, по сравнению с непрямой модуляцией, используется меньшее количество компонентов, но применение двух перемножителей, работающих на высоких канальных частотах, может привести к значительному увеличению тока, потребляемого радиочастотным блоком. Трудность обеспечения точного сдвига фазы в квадратурных каналах на высоких частотах ведет к недостаточному подавлению сигнала зеркального канала.

Достоинствами схемы с прямой модуляцией на РЧ являются: простота, больший динамический диапазон передатчика по сравнению с передатчиком, выполненным с трактом преобразования частоты, уменьшение энергопотребления, уменьшение массогабаритных показателей устройства из-за отсутствия фильтров ПЧ, смесителей.

Данная схема может приводить к возникновению ряда паразитных эффектов, ухудшающих качество формируемого сигнала, которые могут возникать, когда радиочастотный ГУН (на рис.2.4 обозначен как РЧ ГУН) и выходной усилитель мощности работают на одной частоте. Блок с прямой квадратурной модуляцией имеет следующие недостатки:

а) затягивание частоты (Frequency pulling) генератора, управляемого напряжением - отклонение выходной частоты ГУН от номинальной величины, вызванное изменениями нагрузки на его выходе;

б) смещение частоты (Frequency pushing) - изменение выходной частоты ГУН при внешнем воздействии. Внезапный бросок тока, вызванный изменением режима работы выходного усилителя мощности абонентского устройства, может приводить к паразитному выбросу постоянного напряжения на входе питания ГУН. Это в свою очередь приводит к нежелательному скачку значения выходной частоты ГУН;

в) затягивание ГУН по входу (Injection pulling) - дополнительная подмодуляция усилителя мощности за счет непосредственного влияния усилителя мощности на управляющий вход ГУН.

Чтобы уменьшать эффект затягивания частоты гетеродина, используется ряд технических решений:

§ формирование сигнала гетеродина с помощью сдвига по частоте (путем смешения с сигналом второго гетеродина);

§ удвоение частоты гетеродина;

§ деление частоты гетеродина;

§ дробное деление и умножение с использованием регенеративного смесителя;

§ использование широкополосной системы ФАПЧ.

Передатчики с двойным преобразованием частоты

В передатчиках с двойным преобразованием частоты модулятор выполняет модуляцию и преобразование сигнала вверх по частоте на фиксированную частоту ПЧ. Сигнал фильтруется с помощью фильтра нижних частот (ФНЧ). Смеситель с преобразованием вверх по частоте выполняет преобразование на РЧ частоту рабочего канала. Так как на выходе второго смесителя генерируется две боковые полосы, внешний фильтр после смесителя отфильтровывает нежелательную боковую. Затем сигнал усиливается и подается на выход для передачи.

Во многих передатчиках систем CDMA используется двухступенчатый принцип построения передатчика. Необходимость использования внешнего полосового фильтра для осуществления хорошего подавления побочных составляющих не позволяет достигать основной цели разработчиков - выполнения радиочастотного блока в виде полностью интегрированного узла. По сравнению с прямым преобразованием, использование этого подхода создает меньше проблем, но требует добавления фильтров в тракт РЧ и ПЧ. Для подавления уровня широкополосного шума и более высоких гармоник ПЧ, сгенерированных квадратурным I/Q модулятором, необходим фильтр промежуточной частоты. Трудность в реализации фильтра нижних частот высокого порядка между каскадами ПЧ и РЧ может приводить к недостаточному подавлению побочных сигналов, являющихся гармониками ПЧ. Другой проблемой при использовании двухступенчатого построения передатчика является формирование гетеродинных частот для первого и второго преобразований сигнала вверх по частоте. По сравнению с архитектурой прямого преобразования в данной структуре должен быть сгенерирован дополнительный гетеродинный сигнал.

Передатчик с квадратурным модулятором внутри петли

обратной связи

Вариант построения передатчика с обратной связью, которая включает квадратурный модулятор, показан на рис. 2.5.

Рисунок 2.5 - Передатчик с квадратурным модулятором внутри петли обратной связи

При таком построении используется I/Q модулятор, смеситель с понижением частоты, фазовый детектор с генератором тока на выходе, два программируемых делителя частоты, петлевой фильтр и ГУН.

Преимущество этой схемы в том, что программируемые делители обеспечивают дополнительную гибкость в частотном планировании.

Передатчики с цифровой промежуточной частотой

Развитие техники и технологии цифровых интегральных схем привело к тому, что такие преобразования сигнала, как модуляция, перенос по частоте и фильтрация, осуществляемые в каскадах промежуточной частоты, могут проводиться в цифровой области. В каскадах с цифровой ПЧ происходит оцифровывание сигнала промежуточной частоты (рис. 2.6). В качестве ПЧ гетеродина используется прямой цифровой синтезатор (ПЦС) частот DDS (Direct Digital frequency Synthesizer), называемый иногда генератором с программным или цифровым управлением. Генератор формирует цифровые выборки двух синусоидальных сигналов с точным сдвигом по фазе на 90 градусов, создавая сигналы косинуса и синуса.

Рисунок 2.6 - Тракт передачи с использованием цифрового квадратурного модулятора

Важно иметь в виду, что интенсивность формирования выходных выборок синусоиды всегда определяется опорной частотой fs, независимо от генерируемой частоты. Номинал выходной частоты изменяется путем изменения величины приращения фазы на выборку (phase advance per sample). Малое приращение фазы на выборку соответствует низким частотам, большое приращение - высоким частотам. Величина приращения фазы на выборку прямо пропорциональна выходной частоте и программируется от 0 до fs/2.

1.2 Выбор передающей части

Выше перечислены основные схемы передатчиков, применяющиеся в системах радиосвязи на основе стандарта СDMA. Для применения в интегральном исполнении, как для мобильной станции, так и базовой станции наиболее подходит система с квадратурной модуляцией (рис. 1.3). Такая структура может быть полностью интегрированной, имеет малые массогабаритные параметры, наименьшую стоимость (из-за малого количества элементов) и малую потребляемую мощность.

После выбора схемы передатчика построим окончательную схему передатчика системы CDMA, которая отображена на рис.1.7.

Передающая часть узла 2 корпоративной беспроводной системы имеет аналогичную структуру. Различие этих схем только в виде кодировки канала, так как станция 2 использует каналы, назначенные станцией 1.

1.3 расчет радиоканала для систем беспроводной передачи данных диапазона 2.4 ГГц

Большая часть проблем беспроводной передачи данных, особенно на больших расстояниях, возникает из-за того, что расчет радиолинии выполняется приближенно, без учета таких факторов, как рефракция и изменение градиента диэлектрической проницаемости в зависимости от погодных условий.

Основные понятия и определения

Ниже представлен расчет радиоканала, учитывающий все основные явления при распространении радиосигнала над земной поверхностью.

Множитель ослабления

Устойчивость связи на радиолиниях в значительной степени определяется замираниями сигнала на трассе. Их оценка проводится при помощи множителя ослабления V, который показывает, как отличается мощность сигнала PАпр, реально принятого антенной, от мощности сигнала PАпр.св, принятого в идеальных условиях:

.

Множитель ослабления - это сложная функция, зависящая от рельефа местности, длины интервала радиолинии, электрических параметров почвы, коэффициента направленности антенны, высоты подвеса антенн и метеорологических условий на данном интервале трассы. При проектировании радиолиний есть возможность варьировать теми параметрами, которые поддаются расчету или управлению, выбирая при этом оптимальные условия, обеспечивающие наиболее устойчивую связь. Поскольку метеорологические условия на трассе радиолинии не поддаются управлению, то приходится подчинять им выбор и расчет всех остальных параметров (коэффициент усиления антенн, мощность передатчика и др.).

Расчетный просвет

Для классификации трасс вводится понятие расчетного просвета H0 (рис. 1.1) - это такой просвет, при котором значение множителя ослабления на интервале близко к единице. Численно расчетный просвет определяется из следующего соотношения:

.

Здесь R0 - расстояние между антеннами;

л - длина волны;

k - относительная координата рассчитываемой точки, определяющей просвет на трассе и равна:

,

где R1 - расстояние от левого конца интервала до рассчитываемой точки. радиолиния просвет антенный опора

Начальные данные для расчета приведены в табл.2.1

Таблица 1.1 - Параметры канала связи

Параметр	Значение
Мощность передатчика, Вт	0,1
Усиление передающей антенны, дБ	24
Усиление приемной антенны, дБ	24
Затухание в кабеле, связывающем передатчик (приемник) и антенну, дБ/м	0,24
Длина кабеля, связывающего передатчик (приемник) и антенну, м	10
Потери на разъемах, связывающих передатчик, кабель и антенну, дБ	0,5
Расстояние между антеннами, км	20
Частота, ГГц	2,4
Скорость передачи данных, Мбит/с	5,5

.

Тогда в соответствии с (1.2) имеем:

, м.

Определение типа трассы

Трассы делятся на открытые, полуоткрытые и закрытые. Трассы считают открытыми, если H>H0; полуоткрытыми, если H0 > H > 0 и закрытыми, при H<0, где H - это геометрический просвет (расстояние между прямой, соединяющей антенны, и наиболее высокой точкой профиля местности, как показано на рис. 1.8).

Рисунок 1.8 - Профиль местности радиолинии

Величина просвета с учетом явления рефракции H(g) вычисляется по формуле:

,

где g - вертикальный градиент диэлектрической проницаемости, который находится из соотношения:

.

Обычно значение вертикального градиента диэлектрической проницаемости g выбирается по справочнику (для центральных районов европейской территории СНГ g = -12•10-8 м-1, при стандартном отклонении у = 8•10-8 м-1).

Рассчитаем просвет с учетом явления рефракции H(g). В нашем случае геометрический просвет равен 5м, а значение вертикального градиента диэлектрической проницаемости g примем равным -12•10-8 м-1.

 (м).

Построение профиля местности радиолинии

Перед построением профиля необходимо выбрать масштаб расстояний, масштаб высот и вычертить линию кривизны земной поверхности. Для этого по топографической карте определяют высоты наиболее высокого и наиболее низкого пунктов на трассе, вычисляют максимальную разность высот и по ней выбирают масштабы расстояний и высот.

Особенностью вычерчивания линии кривизны земной поверхности и построения профилей является то, что все высоты, выраженные в метрах, откладываются не по линиям, проходящим через центр Земли, а по вертикалям, а расстояния, выраженные в километрах, - не по поверхности Земли, а по горизонталям. В результате земная поверхность изображается не окружностью, а параболой. Построение профиля рекомендуется выполнять на миллиметровой бумаге, куда с топографической карты в соответствующем масштабе переносится расстояние R0. Линию кривизны земной поверхности вычерчивают, используя уравнение параболы:

,

где а - геометрический радиус Земли (6370 км).

Затем на линию земной кривизны наносят профиль местности рассматриваемого интервала. Для этого на топографической карте выбирают характерные точки рельефа, координаты которых откладывают на соответствующих перпендикулярах, восстановленных к хорде R0. Соединив отмеченные точки высот прямыми линиями, получим профиль местности.

Используя данную методику, построим профиль трассы между двумя пунктами приема и передачи информации корпоративной сети (рис. 2.8) составляет 20 км. На расстоянии 16 км от пункта А расположен жилой массив, ширина которого составляет 4,1 км. Для упрощения его можно представить в виде дуги. Этот массив является наиболее высокой точкой профиля местности.

Последовательность расчета трассы

§ Расчет относительного просвета и определение характера трассы.

Величина относительного просвета находится по формуле:

,

где ?H(g) - поправка, учитывающая рефракцию, вычисляется по формуле:

Д,

Данная величина характеризует характер трассы: если величина относительного зазора в точке R1 больше 1, то трасса считается открытой, при ее значении в пределах от 0 до 1 - трасса считается полузакрытой, при величине относительного зазора в точке R1 менее 0 - закрытой. Величина g была определена в предыдущем подразделе.

Рассчитаем относительный просвет для нашего случая:

Д (м),

.

Следовательно, данная трасса является открытой.

§ Определение минимально допустимого значения множителя ослабления. Для определенных значений просвета H рассчитывается минимально допустимое значение множителя ослабления:

,

где за - общий КПД антенно-фидерного тракта;

Pш.т.макс - максимальное значение мощности тепловых шумов, пВт;

M - коэффициент, зависящий от электрических параметров аппаратуры радиоканала (пВт/км2), вычисляемый по формуле:

,

Здесь nш - коэффициент шума приемника;

?Fк - ширина полосы канала, Гц;

kп - псофометрический коэффициент;

Pп - мощность передатчика, Вт;

л - длина волны, м;

G - коэффициент усиления антенны;

Fк - средняя частота канала в линейном спектре;

?fk - эффективная девиация частоты;

впр - коэффициент, учитывающий выигрыш от введения предискажений, изменяется в пределах 0,2ч2,6.

Рассчитаем минимально допустимое значение множителя ослабления:

( пВт/км2),

.

Таким образом, Vмин.доп равно -41,43 дБ.

§ Расчет временной стабильности связи радиолинии. Расчет значения общего процента времени, в течение которого множитель ослабления меньше минимально допустимого (гидрометеорологическими влияниями пренебрегаем, так как на волнах длиннее 4 см они сказываются незначительно) проводится по формуле:

,

где T0, Tn и Tтр - проценты времени, в течении которого множитель ослабления меньше Vмин.доп за счет экранирующего влияния препятствий, за счет нахождения точки приема вблизи n-го интерференционного минимума и за счет влияния волн, отраженных от неоднородностей тропосферы, соответственно.

Определим параметр м:

,

где величина l находится через расчетную ширину препятствия r из соотношения:

,

,

.

По графику (рис.1.9) находится относительный просвет p(g0), при котором V=Vмин.доп. Далее, находятся параметры А и ш по формулам:

,

,

,

.

Рисунок 1.9 - Зависимость множителя ослабления от относительного просвета

По графикам (рис. 2.10 и 2.11), определяются значения величин T0 и f[p(g),A], соответственно.



Рисунок 2.10 - График для определения Т0

Рисунок 2.11 - График функции f[p(g),A]

Величина Tn находится из соотношения:

,

где Фn - модуль коэффициента отражения для n-го интерференционного минимума. Его значение можно выбрать из следующих соображений:

§ при отражении от плоского участка длиной не меньше значений из табл. 2.8, Фn =1;

§ при отражении от пересеченного участка длиной не меньше значений из табл. 2.2, при высоте неровностей

§ , Фn =0;

§ при отражении от плоского участка, покрытого лесом, на дециметровых волнах Фn =0,8 - 1;

§ если отраженная волна экранируется неровностями земной поверхности, лесом и строениями при всех значениях вертикального градиента до критического значения, то Фn =0.

Таблица 2.2 - Значения протяженности плоского участка

Номер интерференционного минимума	1	2	3	4	5	6
Протяженность плоского участка	0.38R0	0.28 R0	0.23 R0	0.20 R0	0.18 R0	0.17 R0
Протяженность плоского участка, км	7,6	5,6	4,6	4,0	3,6	3,4

Найдем процент времени, в течение которого множитель ослабления меньше Vмин.доп за счет нахождения точки приема вблизи n-го интерференционного минимума для нашего случая:

Для расчета процента времени Tтр, в течении которого множитель ослабления меньше Vмин.доп за счет влияния волн, отраженных от неоднородностей тропосферы, следует определить изменение диэлектрической проницаемости 0, вычисляемой, когда еще не наблюдается глубоких замираний, по формуле:

,

.

Величина Tтр определяется по формуле:

.

В данном выражении T(Де) - это выраженная в процентах вероятность интерференционных замираний, обусловленных отражениями радиоволн от слоистых неоднородностей тропосферы со скачком диэлектрической проницаемости, равным Де:

.

Здесь R0 вычисляется в километрах; f0 - в гигагерцах; о = 1 для сухопутных трасс и о = 5 для районов с повышенной влажностью (реки, озера).

После подстановки значений величин, получаем:

.

Тогда

.

Расчет оптимальных высот антенных опор. При расчете высот антенных опор следует обеспечить необходимые средние уровни сигнала на интервале радиоканала и устойчивость работы линии при замирании в пределах заданных норм. Согласно существующей методике расчета [ ] следует учитывать особенности рельефа местности на интервале трассы.

Если есть возможность выбрать высоты антенных опор такими, при которых точки передачи и приема не экранируются друг от друга, то трассы по своему характеру открыты и в этом случае методика расчета будет примерно одинакова для ровной местности и местности с наличием одного препятствия. Для большинства таких интервалов просвет получается положительного знака. Если на интервале есть высокие препятствия, для которых нельзя выбрать соответствующие высоты антенных опор, то имеет место экранирование точек передачи и приема.

Значение просвета, соответствующее минимальному T(Vмин.доп) является оптимальным и используется при расчете оптимальных высот антенных опор по формулам:

,

,

В нашем случае оптимальные высоты антенных опор равны 11,92м и 21,92м.

§ Расчет энергетического потенциала радиолинии. Рассмотрим случай, когда ослабление сигнала происходит за счет сферичности расходящихся радиоволн в свободном пространстве, полученного ранее множителя ослабления и заданных затуханиях в антенно-фидерных трактах узла 1 и узла 2. При этом для упрощения примем коэффициенты усиления антенн узла 1 и узла 2 одинаковыми.

Ослабление сигнала в свободном пространстве Ls (free - space loss) определяются выражением:

где R0 - расстояние между приемной и передающей антеннами.

После подстановки исходных данных имеем:

Легко увидеть, что потери Ls увеличиваются с увеличением расстояния R0 и с уменьшением длины волны по квадратичному закону.

Суммарное ослабление на радиолинии вычисляется по формуле, учитывающей коэффициенты усиления передающей и приемной антенн (принято G1=G2= 24 дБ), потери в антенно-фидерном тракте (0,95 дБ):

,

, дБ.

Теперь уровень сигнала на входе приемника определяется по формуле:

.

В нашем случае получаем

(дБ).

Для обеспечения устойчивой связи на трассе радиолинии необходимо выполнение следующего условия: , где Pмин.пр - чувствительность приемника.

Размещено на Allbest.ru

...