Выбор и обоснование структурной схемы приёмника

Размещено на http://www.allbest.ru/

ВВЕДЕНИЕ

Седьмого мая (25 апреля по старому стилю) 1895 г. А.С. Попов выступил с докладом о результатах своих исследований на заседании Русского физико-химического общества. Эта дата в России отмечается как день Радио и является профессиональным праздником всех специалистов, связанных с радиоэлектроникой, и многочисленного отряда радиолюбителей.

В результате последующих экспериментов усовершенствовались приборы и техника приема и увеличивалась дальность действия радиосвязи. В марте следующего года, добавив к приемному устройству телеграфный аппарат, А.С. Попов обеспечил возможность записи принимаемых сигналов на телеграфную ленту. Первыми в мире принятыми по радиотелеграфу словами были «Генрих Герц».

В ходе продолжающихся опытов было обнаружено влияние грозовых разрядов на работу приемника. Дополнив приемное устройство прибором для записи на бумажную ленту атмосферных и электрических разрядов, А.С. Попов построил грозоотметчик, применяемый последующие годы в метеорологии.

В 1900 г. начала действовать регулярная линия беспроводной связи на расстоянии более 40 километров для организации работ по снятию с камней броненосца «Генерал-адмирал Апраксин». В ходе этих работ ледокол «Ермак» снял с льдины рыбаков, унесенных в море, благодаря радиограмме, переданной по этой линии.

В начале ХХ века радиосвязь могла обеспечивать передачу лишь телеграфных знаков - радиотелеграфия. С возможностью передачи сигналов речи появились радиотелефония и радиовещание (передача с помощью радиоволн речи, музыки и т.д.). Регулярные передачи по радио звуковых программ в странах Америки и Европы начались с 1920 года. В Москве была построена крупнейшая в мире радиовещательная станция имени Коминтерна, которая с 1924 года вела регулярные передачи.

В конце 50-х - начале 60-х годов было проведено капитальное переоснащение радиосвязи, установлено более 40 радиостанций. В 1962 году в области действовало свыше 150 радиостанций. В 1977 году завершился перевод радиотрансляционной сети на двухпрограммное вещание, а с 1 августа 1979 года - трехпрограммное вещание. В 1987 году в Томске начались пробные стереофонические передачи в рабочие дни с (20 до 21 часа). С 1991 года такие стереофонические передачи стали регулярными.

В настоящее время трудно представить область науки и техники, где не использовались бы достижения радиотехники. Уже прочно вошло в быт не только звуковое и телевизионное вещание, но и сотовая телефония, космическая телефония, персональные средства связи, пейджинговая связь, компьютерная радиоэлектроника, управление бытовыми приборами, управление наземными, морскими, воздушными транспортными средствами и др. Идет бурное развитие телеметрических систем, радиолокационных систем наземного, воздушного и космического базирования и систем связи с освоением новых радиочастотных диапазонов. Интенсивно ведутся работы по созданию техники связи в микроволновом диапазоне частот.

С развитием цифровой техники актуальность использования радиотехнических и радиоэлектронных устройств и систем не только не уменьшается, а увеличивается. К таким системам можно отнести системы цифрового звукового и телевизионного вещания. Уже сейчас решаются вопросы по массовому внедрению цифрового телевизионного вещания. Развитие высоких технологий привело к возникновению микро- и наноэлектронной базы.



1. ВЫБОР И ОБОСНОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ПРИЁМНИКА

1.1 Обоснование выбора супергетеродинной схемы

Существует два типа радиовещательных приемника, это приемник прямого усиления и приемник супергетеродинного типа. Приемник прямого усиления, в котором усиление, фильтрация и детектирование сигнала осуществляется на частоте сигнала поступающего из эфира. В приемнике супергетеродинного типа у которого основное усиление, фильтрация и детектирование преобразование сигнала происходит на промежуточной частоте.

Недостатками приёмника прямого усиления является низкая чувствительность и плохая избирательность по соседнему каналу на высоких частотах.

Приёмник супергетеродинного типа позволяет достичь высокую избирательность и чувствительность.

Супергетеродин позволяет получить большее усиление по сравнению с приёмником прямого усиления за счёт усиления на более низкой промежуточной частоте, что позволяет получить более высокий устойчивый коэффициент усиления, а следовательно, и высокую чувствительность.

Высокую избирательность можно получить, за счет того что в приемнике супергетеродинного типа, фильтрация по соседнему каналу идет на фиксированной частоте, что позволяет применить фильтры с более высоким коэффициентом прямоугольности такие как (ФСС, кварцевые и пьезокерамические фильтры).

Т.к. промежуточная частота ниже частоты сигнала, то полоса пропускания уже, что также улучшает избирательность приёмника по соседнему каналу.

Поэтому выбираю схему супергетеродинного типа.

Обобщенная структурная схема супергетеродинного приемника приведена на рис. 1.

Рис. 1 Структурная схема супергетеродинного приемника

1 - преселектор;

2 - преобразователь;

3 - тракт ПЧ;

4 - детектор;

5 - тракт НЧ.

1.2 Выбор промежуточной частоты

Промежуточную частоту выбирают средней величины 465 кГц . Т.к. если выбрать высокую промежуточную частоту, то его широта будет содержать соседний канал, а если выбрать низкую промежуточную частоту, то соседний канал не будет входить в широту промежуточной частоты. Иногда ПЧ даже делают намного выше частот приёма (так называемое «преобразование вверх»), и при этом ради упрощения приёмника вообще отказываются от входного полосового фильтра, заменяя его неперестраиваемым фильтром нижних частот.



2.ВЫБОР ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ

2.1 Выбор диодов

Основным критерием при выборе полупроводниковых приборов является рабочая частота. Остальные параметры оцениваются относительно технических требований к конкретному узлу, в котором они будут применены.

К детекторным диодам предъявляются следуюшие требования:

1) их рабочая частота должна быть приблизительно на порядок (в 10 раз) выше промежуточной частоты приемника;

2) их обратное сопротивление должно быть приблизительно на порядок (в 10 раз) выше сопротивления нагрузки детектора;

3) их емкость должна быть не более 1,0 - 1,5пФ.

Обратное сопротивление диода влияет на входное сопротивление детектора. При малом обратном сопротивлении в значительной мере уменьшается входное сопротивление детектора, шунтируя контур выходного каскада тракта ПЧ, что ведет к ухудшению избирательности по соседнему каналу.

Емкость диода влияет на фильтрацию высокочастотной составляющей сигнала промежуточной частоты в низкочастотном выходном сигнале детектора. Чтобы эта высокочастотная составляющая сигнала не влияла на качество сигнала на выходе детектора, коэффициент фильтрации не должен превышать 0,05. Поэтому емкость диода должна быть не более 1,0 - 1,5пФ.

Поэтому выбираю кремниевый диод 2Д419А с барьером Шоттки, который предназначен для применения в линейных детекторах на частоте до 400 МГц.

Электрические параметры:

- постоянное прямое напряжение U_ПР (I_ПР = 1мА), В не более 0,4

- постоянный обратный ток I_ОБР (U_ОБР = 15В), мкА не более 10

- рабочая частота f_РАБ, МГц 400

- крутизна S_Д, мА/В 10

- общая емкость С_Д, пФ не более 1,5

Предельные эксплуатационные данные:

- постоянное обратное напряжение U_{ОБР МАКС}, В 15

- постоянный прямой ток I_{ПР МАКС}, мА 10

2.2 Выбор транзисторов

В качестве активных элементов гетеродина рекомендуется применять биполярные транзисторы, в качестве активных элементов преобразователя частоты и линейных каскадов усиления - полевые транзисторы, так как они имеют более высокое входное сопротивление и меньше шунтируют контура своим входным сопротивлением, повышая тем самым избирательность приемника.

Выбор транзисторов по их граничной частоте, которая должна быть приблизительно на порядок (в 10 раз) выше частоты , на которой работают каскады , в которых они применяются.

Поэтому я выбираю транзистор КТ3108В.

Кремниевый p-n-p транзистор с нормированным коэффициентом шума на частоте 100МГц, он применяется в линейных усилителях и генераторах высокой частоты.

Электрические параметры:

- граничная частота f_ГР коэффициента передачи тока в схеме с общим эмиттером, МГц, не менее 300

типовое значение, МГц 400

- статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером h_21Э (I_Э = 10 мА) 100 - 300

- крутизна вольтамперной характеристики S (I_К = 5мА, U_КЭ = 5В), мА/В 30

- обратный ток коллектора I_{К ОБР} (U_КБ =45В), мкА, не более 0,2

- емкость коллекторного перехода С_К (U_КБ = 10В), пФ, не более 5

типовое значение, пФ 1,8

- емкость эмиттерного перехода С_Э, пФ не более 6

- коэффициент шума К_Ш на частоте 100 МГц, дБ, не более 6

Предельные эксплуатационные данные:

- постоянное напряжение коллектор-эмиттер U_{КЭ МАКС} (R_ЭБ ? 10кОм), В 45

- постоянное напряжение эмиттер-база, U_{ЭБ МАКС}, В 5

- постоянный ток коллектора, I_{К макс}, мА 200

- постоянная рассеиваемая мощность Р_К, мВт 300



3. РАЗДЕЛЕНИЕ ЧАСТОТНЫХ ИСКАЖЕНИЙ МЕЖДУ ТРАКТАМИ И ФУНКЦИОНАЛЬНЫМИ УЗЛАМИ

3.1 Частотные искажения М всего приемника определяются суммой частотных искажений преселектора М_ПР (d_{И ПР}), тракта ПЧ М_ПЧ (d_{И ПЧ}) и тракта звуковой частоты М_НЧ, т.е. М = М_ПР+М_ПЧ+М_НЧ.

В этом пункте требуется распределить частотные искажения М всего приемника между преселектором М_ПР, трактом ПЧ М_ПЧ и трактом звуковой частоты М_НЧ. При эскизном проектировании задаются частотными искажениями М_ПР и М_НЧ и определяют М_ПЧ = М-(М_ПР+М_НЧ).

3.2 Частотные искажения преселектора М_ПР зависят от частоты настройки преселектора, т.е. от частоты сигнала. При эскизном проектировании применяем М_ПР = 0,5 дБ в соответствии с минимальным значением частоты 11,6 МГц.

3.3 Частотные искажения тракта звуковой частоты М_НЧ зависят от верхней частоты модуляции F_В, и поэтому принимаю М_НЧ = 3 дБ.

Частотные искажения всего приёмника M=7,5 дБ.

3.4 Определяю частотные искажения тракта ПЧ:

M_ПЧ = М - (М_ПР + М_НЧ) = 7,5 - (0,5 + 3) = 4 дБ.



4. ЭСКИЗНЫЙ РАСЧЁТ ТРАКТА ПРИЁМА

4.1 Расчет контуров преселектора и гетеродина

4.1.1. Задание

4.1.1.1. Исходные данные: f_МИН = 11,6 МГц, f_МАКС = 12,2 МГц, f_ПЧ = 0,465 МГц

4.1.1.2. Определить величины индуктивности и емкостей контуров преселектора и гетеродина.

4.1.2. Расчет контуров преселектора.

4.1.2.1. Расширение заданного рабочего диапазона частот приемника.

4.1.2.2. Определяю коэффициент перекрытия по частоте расширенного диапазона.

4.1.2.3. Т.к. K'_f < 1,1, то выбираю схему электрическую расчётную контура приведённую на рис. 2.

Рис.2. Схема электрическая расчетная контура преселектора

4.1.2.4. Выбираю конденсатор переменной ёмкости КПЕ, используя рекомендации таблицы, и определяем максимальное приращение ёмкости КПЕ.

C_{КПЕ МАКС} = 180 пФ; C_{КПЕ МИН} = 7 пФ, следовательно

4.1.2.5. Принимаю минимальную ёмкость контура, соответствующую максимальной частоте f'_МАКС, равной C_МИН = 70 пФ. Тогда максимальная емкость контура, соответствующая минимальной частоте f'_МИН, равна C_МАКС = K'_f²* C_МИН.

4.1.2.6. Определяю индуктивность контура

4.1.2.7. Определяю ёмкости С_ПОС и С_ПАР по формулам:

= 197,529870 пФ

4.1.3. Расчет контура гетеродина.

4.1.3.1. При коэффициенте переключения K'_f < 1,1 сопряжение частот настройки преселектора и гетеродина производится в одной точке, частота которой равна:

4.1.3.2. Схема электрическая расчётная контура гетеродина приведена на рис. 3.

Она аналогична схеме преселектора и отличается только величиной индуктивности, ёмкости же контуров преселектора и гетеродина при перестройке их по частоте остаются одинаковыми.



Размещено на http://www.allbest.ru/

Рис.3. Схема электрическая расчетная контура гетеродина.

4.1.3.3. Определяю частоту гетеродина в точке сопряжения.

4.1.3.4.Определяю ёмкости контуров преселектора и гетеродина в точке сопряжения.

4.1.3.5. Определить индуктивность контура гетеродина.

4.1.4. Перечень элементов контура преселектора и гетеродина указаны в табл. 1.

Таблица 1

Обозначение	Расчетное значение
	197,529870 пФ
	пФ
?CКПЕ МАКС	173 пФ
L	мкГн
Lг	мкГн

4.1.5. Расчёт сопряжения контуров преселектора и гетеродина.

4.1.5.1. Определяем рассопряжение контуров преелектора и гетеродина в трёх точках f'_МИН, f₁, f'_МАКС.

4.1.5.2. Результаты занёс в таблицу 2.

Частота настройки преселектора f, МГц	Рассопряжение ?fПР, кГц
f'МИН	11,368	-
f1	11,906	0,000000
f'МАКС	12,444

4.1.6. Преобразование электрической расчетной схемы контуров

в схему электрическую принципиальную

Схема электрическая расчетная контура представлена на рис.4.

Рис.4. Схема электрическая расчетная контура

4.1.6.1. Для настройки резонансной частоты контура на частоты f_МИН и f_МАКС подстроечный сердечник, который позволяет изменять величину индуктивности L в пределах 10% от ее номинального значения.

В контурах преселектора и гетеродина, работающих с коэффициентом перекрытия по частоте K_f < 1,1, подстроечный конденсатор С_ПК не вводится, вводится только подстроечный сердечник.

4.1.6.2. В принципиальной схеме конструктивные и дополнительные емкости распределяются между емкостями расчетной схемы следующим образом:

С₃ = С_ДОБ3 + С_ПК + С_{КПЕ МИН} + 0,5С_МОНТ, C₂ = С_ПОС.

В контурах преселектора и гетеродина, работающих с коэффициентом перекрытия по частоте K_f < 1,1, С_ДОБ3 = С₃ - (0,5С_МОНТ + С_{КПЕ МИН}).

4.1.6.3. Схема электрическая принципиальная контура, эквивалентная расчетной схеме, приведенной на рис.4, представлена на рис.5.

Рис.5. Схема электрическая принципиальная контура

Перечень элементов
Позиционное обозначение	Обозначение по НДТ
	Индуктивность 1,086 мкГн
	Конденсатор К10-17б-М47-33пФ + - 5% ОЖО. 460.107 ТУ
	Конденсатор КТ4-25в-М75-3/15пФ ОЖО.460 135 ТУ
	Конденсатор К10-17б-М47-33пФ + - 5% ОЖО. 460.107 ТУ
?CКПЕ МАКС	Конденсатор КПЕ 10 - 510пФ



4.2 Выбор избирательной системы преселектора

4.2.1.1.Задание.

4.2.1.2. Исходные данные:

f_МИН = 11,6 МГц = 11600 кГц;

f_МАКС = 12,2 МГц = 12200 кГц;

F_В = 6 кГц;

f_ПЧ = 0,465 МГц = 465кГц;

M_ПР = d_{И ПР} = 0,5 дБ;

d_ПЧ = 50 дБ;

d_ЗК = 18 дБ;

дf_г = 0,001;

?f_{ПР МИН} = -21,012095 кГц;

?f_{ПР МАКС} = 21,012095 кГц.

4.2.2. Расчет.

4.2.2.1.n=1

4.2.2.1. Перевожу d_{И ПР}; d_ПЧ; d_ЗК в разы по формуле D=10^d/20, т.е. определяю D_{И ПР}, D_ПЧ, D_ЗК.

4.2.2.2. Определяю полосу пропускания на минимальной частоте диапазона f_МИН по формуле П_{И МИН} = 2F_В + 2дf_г•f_{Г МИН} + 2?f_{ПР МИН}, где минимальная частота гетеродина f_{Г МИН}, соответствующая минимальной частоте настройки преселектора f_МИН равна f_{Г МИН} = f_МИН + f_ПЧ.

Принимаю ?f_{ПР МИН} = 0, т.к. K'_f < 1,4.

4.2.2.3. Определяю относительную расстройку _{И МИН} на краях полосы пропускания преселектора на минимальной частоте диапазона по формуле_{И МИН} = П_{И МИН} / f_МИН.

0,000508

4.2.2.4. Определяю относительную расстройку н_ЗК на частоте зеркального канала по формуле н_ЗК = f_ЗК / f_МАКС - f_МАКС / f_ЗК, где f_ЗК = f_МАКС + 2f_ПЧ.

4.2.2.5. Определяю относительную расстройку н_ПЧ на промежуточной частоте по формуле н_ПЧ = f_ПЧ / f_МИН - f_МИН / f_ПЧ, т.к. f_ПЧ < f_МИН (0,000465<0,0116).

4.2.2.6. Определяю обобщенные расстройки о_ПЧ и о_ЗК по формулам

о_ПЧ = и о_ЗК =

4.2.2.7. Определяю добротности контура Q_ПЧ и Q_ЗК, обеспечивающие выполнение требований п. 4.2.2. по избирательности на промежуточной частоте d_ПЧ и по зеркальному каналу d_ЗК по формулам

Q_ПЧ = о_ПЧ / н_ПЧ и Q_ЗК = о_ЗК / н_ЗК

Принимаю за эквивалентную добротность контура

8

4.2.2.8. Определить расчетную эквивалентную добротность контура.

4.2.2.9. Определяю обобщенную расстройку о_{И МИН} на краях полосы пропускания преселектора на минимальной частоте диапазона f_МИН.

4.2.2.10. Определяю частотные искажения (затухание на краях полосы пропускания П_МИН) на минимальной частоте диапазона f_МИН.

4.2.2.11. Определяю избирательность преселектора на промежуточной частоте.

4.2.2.12. Определяю избирательность преселектора на частоте зеркального канала.

4.2.2.13. Перевожу D_{И МИН}, D_ПЧ, D_ЗК в децибелы по формуле d = 20LogD.

4.2.2.14. Выбранная избирательная система преселектора обеспечивает частотные искажения М_ПР = d_{И ПР} = 0,5 дБ, избирательность по каналу на промежуточной частоте d_ПЧ = 63,334734 дБ, избирательность по зеркальному каналу d_ЗК = 18,815891 дБ.

4.2.3. Выводы

4.2.3.1. Параметры приведённые в пункте 4.2.2.14. соответствуют всем требованиям пункта 4.2.1.1., поэтому в качестве избирательной системы преселектора принять одноконтурную входную цепь с эквивалентной добротностью контура Q_Э = 58,942695 , и усилитель радиочастоты не требуется.

4.3 Выбор схемы входной цепи

4.3.1. В предыдущем пункте определено количество контуров и их эквивалентная добротность, которые обеспечивают выполнение требований по частотным искажениям и избирательности по побочным каналам приема.

В этом пункте требуется определить вид связи избирательной системы входной цепи с антенной, который определяет неравномерность коэффициента передачи входной цепи в рабочем диапазоне частот. Для обеспечения линейности приемника в рабочем диапазоне частот коэффи циент неравномерности передачи входной цепи должен быть не более 1,5 (К_Н ? 1,5).

4.3.2. Неравномерность коэффициента передачи одноконтурной входной цепи определяется неравномерностью коэффициента передачи из антенной цепи в контур входной цепи, т.е. видом связи контура с антенной.

Емкостная связь контура с антенной применяется, если коэффициент перекрытия по частоте K_f = f_МАКС/f_МИН ? => , так как при емкостной связи .

Применяю емкостную связь контура входной цепи с антенной, т.к. К_f ? 1,2.



4.4 Выбор избирательной системы тракта промежуточной частоты

гетеродин преселектор частота промежуточный

4.4.1. Задание

4.4.1.1. Исходные данные: f_ПЧ = 465 кГц;

F_В = 6 кГц;

M_ПЧ = = 4 дБ;

d_СК = 25 дБ;

?f_СК = 10 кГц

n = 3.

4.4.2. Порядок расчёта.

4.4.2.1. Определяю затухание d¹_{И ПЧ} и d¹_СК, которые должен обеспечить каждый фильтр на краях полосы пропускания и на частоте соседнего канала, d¹_{И ПЧ} = d_{И ПЧ} / n и d¹_СК = d_СК / n соответственно.

4.4.2.2. Перевожу d¹_{И ПЧ} и d¹_СК в разы по формуле D=10^d/20, т.е. определить D¹_{И ПЧ} и D¹_СК.

4.4.2.3. Определяю относительную расстройку на краях полосы пропускания фильтра _{И ПЧ} по формуле_{И ПЧ} = 2F_В / f_ПЧ и на частоте соседнего канала н_СК по формуле _СК=2Дf_ск / f_пч.

4.4.2.4. Выбираю фактор связи А=1,25, который обеспечивает на промежуточной частоте (о = 0) затухание D₀ ? 1,025 (0,2дБ).

4.4.2.5. По графику обобщенной резонансной кривой определяем = 1,45. Определив можно посчитать остальные параметры.

4.4.2.6. Определяю эквивалентную добротность контуров Q_Э, которая при обобщенной расстройке о_{И ПЧ} обеспечивает затухание равное D¹_{И ПЧ}, по формуле Q_Э = о_{И ПЧ /И ПЧ}.

,1

4.4.2.7. Определяю обобщенную расстройку на частоте соседнего канала о_СК по формуле о_СК=_СК*Q_Э.

4.4.2.8. По графику обобщенной резонансной кривой для выбранного фактора связи А определяю затухание =2,5, соответствующее обобщенной расстройке о_СК = 2,494.

4.4.2.9. Перевести D¹_СК в децибелы по формуле d¹_СК =20Log D¹_СК.

4.4.2.10. Определяю частотные искажения М_ПЧ и затухание на частоте соседнего канала d_СК всего тракта ПЧ: М_ПЧ=d_{И ПЧ}=nd¹_{И ПЧ} и d_СК=nd¹_СК.

4.4.2.11. Выбранная избирательная система тракта ПЧ обеспечивает частотные искажения М_ПЧ = 4 дБ, избирательность по соседнему каналу d_СК = 25 дБ.

4.4.3. Выводы.

4.4.3.1. Результаты, приведенные в п. 4.4.2.11, соответствуют всем требованиям п.4.4.1.1, то в качестве избирательной системы тракта ПЧ применяю три одинаковых полосовых фильтра с внешней емкостной связью.

4.5. Определение коэффициента усиления тракта приема и распределение его по функциональным узлам.

4.5.1. Определение коэффициента усиления тракта приема.

Минимальный коэффициента усиления тракта приема, при котором обеспечивается заданная чувствительность приемника, определяется по формуле =10⁶U_{m ВХ Д}/Ev2, где

- U_{m ВХ Д} ? амплитуда сигнала промежуточной частоты на входе детектора, 1,5В;

- Е ? чувствительность приемника, 90 мкВ.

Так как под воздействием различных дестабилизирующих факторов (технологический разброс параметров радиоэлементов, технологический разброс параметров приемника в процессе производства, климатические условия и пр.) коэффициент усиления тракта приема обычно уменьшается, то при его расчете вводят коэффициент запаса К_ЗАП=1,5, который дает возможность обеспечить необходимый минимальный коэффициент усиления в любых условиях.

Тогда расчетный коэффициент усиления тракта приема равен К_ТП = К_ЗАП .

4.5.2. Распределение коэффициента усиления тракта приема по функциональным узлам.

Для повышения линейности приемника коэффициент передачи входных (широкополосных) узлов тракта приема задают при эскизном расчете минимально возможными.

Поэтому для эскизного проектирования можно принять коэффициент передачи входной цепи К_ВХ=1,5, коэффициент передачи смесителя К_СМ=2.

Тогда коэффициент усиления тракта промежуточной частоты равен К_ПЧ= К_ТП/ К_ВХ К_СМ.

4.5.3. Распределение коэффициента усиления тракта ПЧ между его каскадами.

Для повышения линейности тракта приема коэффициенты усиления каскадов тракта ПЧ задают неодинаковыми. Распределить их можно следующим образом: К_{ПЧ 1}=0,8К_{ПЧ 3}, К_{ПЧ 2}=0,9 К_{ПЧ 3}.

Тогда общий коэффициент усиления тракта ПЧ равен К_ПЧ = К_{ПЧ 1*} К_{ПЧ 2*} К_ПЧ3 = 0,72 К_{ПЧ 3}³. Определив из этого выражения коэффициент усиления 3-го каскада К_{ПЧ 3}=1,1157 ,можно найти коэффициенты усиления остальных каскадов.

Вывод: для необходимого коэффициента усиления возьмем три каскада усилителя промежуточной частоты, из них, первый каскад апериодические с коэффициентами усиления =26,538573, второй и третий каскад полосовые с коэффициентом усиления =29,855895 и =33,173217.



5. ВЫБОР СХЕМЫ ДЕТЕКТОРА И ЕГО КОЭФФИЦИЕНТА ПЕРЕДАЧИ

5.1 Выбираю схему последовательного диодного детектора с разделенной нагрузкой, которая применяется практически во всех радиовещательных приемниках

Выбираем схему последовательного диодного детектора с раздельной нагрузкой, так как она обладает лучшей фильтрацией напряжения промежуточной частоты и большим входным сопротивлением по сравнению с параллельной схемой.

Рис.6. Схема последовательного диодного детектора.

5.2 Определить коэффициент передачи детектора

Для эскизного расчета можно принять сопротивление нагрузки детектора равным R_н = 10кОм, крутизну вольтамперной характеристики диода принимаем, согласно приложению 7, равной S_д = 10мА/В.

По графику при R_н * S_д = 10 * 10 = 100, определяем коэффициент передачи детектора с неразделенной нагрузкой = 0,9.

Тогда коэффициент передачи детектора с разделенной нагрузкой равен

.



6. ЭСКИЗНЫЙ РАСЧЁТ ТРАКТА ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ

6.1 В связи с развитием схемотехники целесообразно тракт звуковой частоты радиовещательных приемников выполнять на микросхемах. Преимущество тракта на микросхемах по сравнению с трактом на биполярных транзисторах заключается в том, что уменьшаются габариты приемника и, за счет высокого входного сопротивления микросхем, можно повысить коэффициент передачи детектора

6.2 Эскизный расчет тракта звуковой частоты выполнить в следующем порядке

6.2.1.Выбрать громкоговоритель или его сопротивление на звуковых частотах R_гр.

Выбираю громкоговоритель 0,5ГД-03

P = 0,5 Вт

R_гр = 16 Ом

0,3 Па - звуковое давление

F = 125 - 10000 Гц

Резонансная частота f = 125Гц

6.2.2.Определяем выходное напряжение тракта звуковой частоты U_{нч вых}, исходя из выходной мощности приемника U_{нч вых} = .

6.2.3. Определяем входное напряжение тракта звуковой частоты U_{нч вх}.

Оно равно U_{нч вх} = К_дет *

= 0,5 В;

K_дет = 0,675;

6.2.4.Определяем коэффициент передачи тракта звуковой частоты по напряжению

6.2.5.Выбираем микросхему усилителя низкой частоты (отечественную или импортную), удовлетворяющую всем требованиям тракта звуковой частоты (Р_ВЫХ, К_НЧ, R_ГР, R_{ВХ НЧ} ? 100кОм).

В качестве тракта звуковой частоты выбираем микросхему К174УН4А так как она удовлетворяет требованиям предъявляемым тракту.

Размещено на Allbest.ru

...