Радиоприемные устройства

Максимальная эквивалентная емкость контура определяется по формуле:

,(2.3)

где

.

Таким образом, для контуров проектируемого преселектора необходимо выбирать КПЕ с пределами С_min ч C_max.

Индуктивность контура ВУ на максимальной частоте поддиапазона рассчитывается по формуле:

,(2.4)

где ѓ_0maxПД - в герцах; С_эmin - в фарадах; L_э - в генри.

Выбираем емкость связи.

С_св - выбирается из следующих двух условий:

Допустимого сдвига частоты настройки ВУ;

Допустимого расширения полосы пропускания ВУ.

Согласно первому условию, если допустим сдвиг частоты настройки ВУ не более, чем на половину полосы пропускания, то емкость связи:

,(2.5)

где ѓ - в мегагерцах; С_А - в пикофарадах; L_э - в микрогенри.

В диапазоне частот 1,5 - 6,0 МГц выбирают Q_э = 40 - 80, а в диапазоне 6,0 - 30 МГц выбирают Q_э = 50 - 100.

Согласно второму условию, если считать допустимым расширение полосы пропускания Весли считать допустимым расширение полосы пропускания У зона рассчитывается по формуле:ами Сдуктивности контуров;У не более чем на 25%, то

,(2.6)

где

,(2.7)

С_А, R_А - средние параметры антенны;

q_C, q_R - коэффициенты, характеризующие возможные отклонения емкости и сопротивления антенны от средних значений. Обычно принимают q_C = q_R = 1,2 - 2,0. Чем выше частота, тем большей величины необходимо выбирать коэффициенты q_C и q_R;

f₀ - в мегагерцах; L_Э - в микрогенри; R_А - в Омах; ДС - в пикофарадах.

Из двух полученных значений С'_СВ, С'_СВ необходимо выбрать наименьшее значение, которое и будет фактической С_СВ.

Определяем коэффициент передачи напряжения входного устройства. Расчет коэффициента передачи напряжения (К_0ВУ) производится для трех частот поддиапазона f_{0 min}, f_{0 ср}, f_{0 max} согласно выражению

,(2.8)

где С_СВ - в фарадах; f₀ - в герцах; L_Э - в генри.

Определяем полосу пропускания входного устройства. Расчет полосы пропускания ведется для трех частот поддиапапзона f_{c min}, f_{с ср}, f_{c max}:

,(2.9)

где f₀ - в мегагерцах.

Рассчитываем ослабление побочных каналов приема:

Ослабление по зеркальному каналу:

,(2.10)

где f₀ - максимальная частота рабочего диапапзона;

m - число одиночных контуров в преселекторе.

Ослабление по каналу промежуточной частоты:

.(2.11)

Обозначения f₀, f_ПЧ1, Q_ПС, m аналогичны выражению д_ЗК.

Пример расчета входного устройства

Методики расчета входного устройства с трансформаторной связью с антенной и двухконтурного входного устройства подробно даны в [12] и [13].

В качестве примера рассмотрим расчет входного устройства с трансформаторной связью с антенной (рис. 2.2). Этот случай широко применим в современных профессиональных радиоприемниках. Пример расчета ВУ с трансформаторной связью с антенной в режиме удлинения осуществим по методике [12].



Рис. 2.2

Исходные данные:

Рабочий диапазон 1,5 - 30 МГц;

Рабочий поддиапазон 1,5 - 3,0 МГц;

Активное мопротивление антенны R_А = 75 Ом;

Средние параметры антенны:

емкость C_А = 400 пф;

индуктивность L_А = 40 мкГ;

номинал f_ПЧ = 42,5 МГц;

эквивалентная добротность Q_Э = 50.

Порядок расчета

Определяем параметры контура ВУ.

Расчет параметров контура производим в той же последовательности и по тем же формулам, что и для схемы ВУ с емкостной связью с антенной:

С_{Э min} = C_min + C_L + C_M + C_пер + С_НИ,

где C_min, C_L, C_M, C_пер, С_НИ - выбираем по данным табл. 2.1, 2.2 и [6]:

С_{Э min} = 7 + 5 + 10 + 5 + 5 = 32 пф.

Выбираем транзистор КП 305Д (С_IIИ = 5 пф):

С_{Э max} = C_Э min · К²_ПД = 32 · 2² = 128 пф;

Гн.

Выбираем режим работы входного устройства.

Режим удлинения обеспечивает большую равномерность коэффициента передачи ВУ (К_{0 ВУ}) в поддиапазоне, поэтому он применяется чаще.

Определяем собственную частоту антенной цепи:

.

Коэффициент выбирается в пределах 1,3 - 3,0.

Выбираем н = 1,5.

Частота МГц.

f_0А не должна совпадать с частотами f_ЗК и f_ПЧ1.

Определяем индуктивность катушки связи:

,

где L - в микрогенри; С - в пикофарадах; f - в мегагерцах;

С_А, L_А - средние параметры антенны;

q_L, q_C и q_R - коэффициенты, характеризующие возможные отклонения индуктивности, емкости и активного сопротивления антенны от среднего значения (обычно q_L = q_C = q_R = 1,2 ч 2,0).

Выбираем средние параметры антенны:

С_А = 400 пф; L_А = 40 мкГн; q_L = q_C = 1,2.

Подставляем значение:

мкГн.

Определяем активное сопротивление катушки связи:

,

где f - в мегагерцах; L - в микрогенри; r - в омах;

Q_СВ = 30 - 100 (выбираем Q_СВ = 50).

Производим расчет:

Ом.

Определяем активное сопротивление антенной цепи:

Ом.

Определяем добротность антенной цепи:

,

где f - в мегагерцах; L - в микрогенри; r - в омах.

Подставляем значения:

.

Определяем значение коэффициента связи контура с антенной цепью.

Расчет коэффициента связи производится с учетом двух условий:

Допустимого уменьшения коэффициента передачи напряжения и добротности контура;

Допустимого сдвига резонансной частоты контура (допустимого смещения настройки).

Согласно первому условию:

;

.

В диапазоне 1,5 - 6,0 МГц; Q_Э = 40 - 80, выбираем Q = 50.

Тогда

;

.

Согласно второму условию:

;

,

где в - смещение настройки.

Обычно ; .

Выбираем н = 1,2; q_L = q_C = 1,2.

Осуществляем расчет:

.

Итак получаем

; .

Из двух рассчитанных значений коэффициента связи выбираем наименьшее:

.

Определяем величину взаимоиндукции между индуктивностями связи и контура:

мкГн.

Определяем резонансный коэффициент передачи напряжения входного устройства:

,

где Q_Э = от 40 до 80 в диапазоне 1,5 - 6 МГц;

выбираем Q_Э = 50;

f_0А = 1 МГц; К_СВ = 0,1.

К_0ВУ - рассчитываем для трех частот поддиапазона:

f_{min ПД} = 1,5 МГц;

f_{СР ПД} = 2,0 МГц;

f_{max ПД} = 3,0 МГц;

;

;

.

Находим коэффициент неравномерности коэффициента передачи ВУ:

.

Определяем полосу пропускания ВУ для трех частот поддиапазона:

МГц;

МГц;

МГц.

Рассчитываем ослабление побочных каналов приема.

Ослабление по зеркальному каналу:

;

,

знак «+» при f_Г > f_С и «-» при f_Г < f_С;

f_ЗК = 30+2·42,5 = 113 МГц;

раз.

Эта цифра означает, что на максимальной частоте диапазона помеха по зеркальному каналу ослабляется одиночным колебательным контуром преселектора в 175 раз.

Ослабление по каналу промежуточной частоты:

.

Подставляем значения:

.

Помеха по промежуточной частоте ослабляется в 36 раз.

2.2 Расчет усилителя радиочастоты на транзисторе

Задачей расчета усилителя радиочастоты является:

- выбор типов усилительных приборов и схем их включения;

- расчет параметров схемы.

Для уменьшения нелинейных искажений модуляции полезного сигнала, эффектов перекрестной и взаимной модуляции необходимо правильно выбрать тип усилительного прибора и режим его работы.

В современных профессиональных РПУ в качестве первых каскадов УРЧ наиболее широкое применение находят составные транзисторы, каскодные схемы. В данных схемах первый транзистор полевой, а второй - биполярный, где I_С (ток стока) полевого транзистора должен быть равен I_Э (току эмиттера) биполярного транзистора [9], [14]:

I_CVT1 = I_ЭVT2.

Входное сопротивление определяется свойствами первого каскада У₁₁ = h_11ЭVT1 и не зависит от сопротивления нагрузки.

Каскодный усилитель характеризуется малым влиянием емкостей коллекторного перехода и слабой связью между выходом и входом.

Внутренняя обратная связь оказывается на 2 - 3 порядка меньше (10^-2, 10^-3), ввиду включения второго транзистора по схеме с ОБ.

Каскодные схемы обладают хорошими шумовыми свойствами и малыми нелинейными искажениями. Данная каскодная схема удачно сочетает высокое входное сопротивление полевого транзистора с большим устойчивым коэффициентом усиления.

При выборе конкретного типа усилительного прибора для каскадов УРЧ в первую очередь руководствуются требованиями к чувствительности и многосигнальной избирательности. Усилительные приборы одной серии сравниваются по шумовым и усилительным параметрам. Шумовые и усилительные параметры важны с точки зрения обеспечения заданной чувствительности, нелинейные параметры - обеспечения многосигнальной избирательности.

К шумовым параметрам относится коэффициент шума N_Ш - дБ (приводится в справочной литературе). К усилительным параметрам относятся: отношение крутизны усилительного прибора к проходной емкости S/C₁₂ и отношение крутизны к сумме входной и выходной емкостей S/C_11Э + C₂₂. Первый параметр дает возможность оценить устойчивость усиления, второй - широкополосность. Необходимо выбрать усилительный прибор с большими значениями параметров:

и .

Предпочтение отдается усилительным приборам, обладающим возможно большими входным R_вх(h_11Э), выходным R_вых(h_22Э) сопротивлениями, меньшими значениями входной С_вх(С_11Э) и выходной С_вых(С_22Э) емкостями, возможно большей крутизной характеристики (S - для полевых транзисторов) и большим отношением коэффициента усиления по току h_21Э к входному сопротивлению h_11Э, т.е. .

При выборе числа каскадов УРЧ необходимо учитывать, что в приемниках ДВ, СВ и КВ с переменной настройкой нежелательно применять более одного-двух каскадов УРЧ, так как это потребует большего числа контуров с переменной настройкой.

Итак, наиболее широкое применение получили в качестве первого каскада усиления каскодные схемы с трансформаторной связью с нагрузкой, так как эти схемы обладают наибольшей равномерностью коэффициента усиления в поддиапазоне (рис. 2.3).

Рис. 2.3

2.2.1 Порядок расчета УРЧ с трансформаторной связью с нагрузкой

Определяем собственную частоту коллекторной цепи:

В режиме удлинения

;(2.12)

В режиме укорочения

;(2.13)

Где н - коэффициент удлинения (укорочения): обычно н выбирают:

н = 1,5 - 4,0 - для режима укорочения;

н = 1,2 - 2,0 - для режима удлинения.

Следует учитывать, что чем больше значение н, тем меньше изменится коэффициент усиления в пределах поддиапазона, но при этом уменьшается усиление каскада.

При выборе транзисторов каскадной схемы в качестве исходного требования является: диапазона.

Исходя из этого требования, граничные частоты обоих транзисторов должны превышать рабочую частоту диапазона как минимум в два раза. Для выравнивания в пределах поддиапазона коэффициента усиления всего каскада преселектора РПУ целесообразно выбирать режим в УРЧ обратный режим удлинения (или укорочения), который применен во входном устройстве.

Определяем индуктивность катушки связи:

.(2.14)

Исходные значения для расчета:

f_СК - в килогерцах; С_С - в пикофарадах; L_СВ - в микрогенри;

С_С - суммарная емкость, подключенная к катушке связи.

В режиме укорочения

С_С = C_22VT2 + C_L + C_M;(2.15)

в режиме удлинения

С_С = C_22VT2 + C_L + C_M + C_ДОП,(2.16)

где C_22VT2 - выходная емкость биполярного транзистора;

C_L - паразитная емкость витков катушки связи (табл. 2.1);

C_M - емкость монтажа. Ее ориентировочное значение (10 - 20 пФ);

C_ДОП - дополнительная емкость, специально включаемая для выбора требуемой величины f_0К в режиме удлинения.

Значение C_ДОП выбирают (подгоняют) так, чтобы L_СВ была одного порядка с индуктивностью контура L_К.

Определяем параметры резонансного контура.

Применим в преселекторе РПУ идентичные контуры. Тогда параметры контура УРЧ можно рассчитывать, воспользовавшись формулами расчета входного устройства.

Определяем параметр связи P₀.

Параметр связи P₀ характеризует связь между катушками L_СВ и L_К. Он выбирается из многих условий. Остановимся на двух:

Обеспечение устойчивости работы каскада;

Увеличение затухания контура не более чем на 25%, т.е. допустимо ухудшение избирательности и уменьшение усиления.

Согласно первому условию:

,(2.17)

где G₀ - собственная резонансная проводимость контура;

щ_{0 max} - максимальная частота поддиапазона;

С_ПР - проходная емкость составного транзистора;

S' - общая крутизна составного транзистора;

f_0К - собственная частота коллекторной цепи;

f_0ПД - максимальная частота поддиапазона.

В формуле (2.17) величины G₀, С_ПР, S' имеют следующие значения:

;(2.18)

,(2.19)

где С_12И - проходная емкость полевого транзистора;

0,01С_К - проходная емкость транзистора по схеме ОБ;

С_К - выходная емкость VT2 по схеме с ОЭ;

S' = S_VT1 · Y_21БVT2 ? Y_21БVT2,(2.20)

где S_VT1 - крутизна характеристики полевого транзистора;

Y_21БVT2 - крутизна биполярного транзистора по схеме с ОБ.

параметры h_21Э и h_11Э (выбираются по справочнику).

В случае, если параметр h_11Э не дан в справочной литературе, он рассчитывается по входным характеристикам транзистора:

.(2.21)

Согласно второму условию:

,(2.22)

где , R_i - внутреннее сопротивление усилительного прибора (для современных полевых транзисторов R_i = 10⁴ - 10⁶ Ом).

Из двух полученных значений P₀ для расчета выбирается наименьшее.

Определяем коэффициент взаимоиндукции:

.(2.23)

Определяем коэффициент связи:

.(2.24)

Коэффициент связи не должен превышать величину 0,7 ввиду трудности практической реализации.

Определяем резонансный коэффициент усиления каскодной схемы для трех частот поддиапазона ¦f_0minПД, f_{0СР ПД}, f_0maxПД¦:

для режима укорочения

;(2.25)

для режима удлинения

,(2.26)

где G_Э - результирующая проводимость контура; определяем по формуле:

.(2.27)

В формуле (2.26) Q_Э имеет следующее значение:

.

В свою очередь:

;

;

;

;

Ом.

По полученным значениям К₀ строится график зависимости К₀ = ц(f).

Определяем полосу пропускания контура:

.(2.28)

Расчет полосы пропускания контура ведется для трех частот поддиапазона.

Рассичитываем ослабление побочных каналов приема:

ослабление по зеркальному каналу:

;(2.29)

ослабление по каналу промежуточной частоты:

,(2.30)

где f₀ - максимальная частота рабочего диапазона;

m - число одиночных контуров в каскадах УРЧ.

Определение элементов схемы

Главной задачей данного расчета является выбор рабочих точек усилительных приборов составного транзистора. Это достигается расчетом элементов схемы как для полевого транзистора, так и отдельно: биполярного транзистора, включенного по схеме с ОБ. При этом должны выполняться условия: ток стока (I_CVT1) полевого транзистора должен быть равен току эмиттера (I_ЭVT2) биполярного транзистора [9]:

I_CVT1 = I_ЭVT2.

Расчет элементов схемы полевого транзистора.

R_З - резистор затвора:

R_З = (10 ч 20)R₀.(2.31)

R₀ - резонансное сопротивление контура входного устройства:

R₀ = с·Q₀.(2.32)

с - характеристическое сопротивление контура:

.

Q₀ = 40 - 80 в диапазоне частот 1,5 - 6 МГц;

Q₀ = 50 - 120 в диапазоне частот 6 - 30 МГц.

Практически R_З бывает в пределах 200 - 1000 кОм.

С_Р - разделительная емкость:

С_Р ? (20 ч 50)·С_11Э.(2.33)

R_И - сопротивление резистора в цепи истока, которое определяет рабочую точку транзистора:

,(2.34)

где I_{С НАЧ} - ток стока начальный;

U_ЗИ - напряжение между затвором и истоком транзистора;

I_{С НАЧ}, U_ЗИ - выбираются из справочной литературы.

С_И - емкость, шунтирующая R_И:

,(2.35)

где f_min - минимальная частота поддиапазона;

R_И - резистор в цепи истока.

Расчет элементов схемы биполярного транзистора.

Предварительно выбираем U_CVT1 = U_KVT2 = 0,5E_K,

где U_{Б0 VT2} - напряжение смещения на базе;

U_{C VT1} - напряжение стока;

I_Д - ток в цепи делителя напряжения;

I_Д = (2 ч 7)·I_{Б0 VT2}.

,(2.36)

где E_K - напряжение источника питания;

ДЕ_Ф = (0,1 - 0,2)·Е_К - падение напряжения на резисторе фильтра (R_Ф).

2.2.2 Пример расчета усилителя радиочастоты

Схема УРЧ показана на рис. 2.3.

Исходные данные:

рабочий диапазон: 1,5 - 30 МГц;

рабочий поддиапазон: 1,5 - 3 МГц;

добротность контуров нагрузки УРЧ: Q = 50;

добротность контуров преселектора: Q_ПС = 50;

номинал промежуточной частоты f_ПЧ1 = 42,5 МГц;

число контуров в преселекторе: m = 4;

напряжение источника питания: Е_К = 10 В.

Определяем собственную частоту коллекторной цепи:

f_0К = f_{0max ПД} · н = 3 · 4 = 12 МГц.

Выбираем транзисторы:

(VT1) полевой КП 305Д:

f_ГР > 30 МГц;

С_С ? 3 пФ;

S = 8 мА/В;

С_12И = 0,8 пФ;

С_11И = 5 пФ;

I_С = 2 мА.

(VT2) биполярный ГТ 310:

f_h21Э > 100 МГц;

С_К = 4 пФ;

h_21Э = 20 Ом;

h_11Э = 38 Ом;

I_Э = 2 мА;

А/В.

Определяем индуктивность катушки связи:

мкГн;

С_С = С_К + С_L + C_M = 4 + 10 + 10 = 24 пФ.

Определяем параметры резонансного контура-нагрузки УРЧ:

С_Эmin = C_min + C_L + C_M + C_{П СР} + С_К = 7 + 5 + 10 + 5 + 4 = 31 пФ;

С_Эmax = C_Эmin · К²_ПД = 31 · 2² = 124 пФ;

мкГн.

Определяем параметр связи P₀ по первому условию:

,

где ;

пФ;

S' ? У_21БVT2 = 0,5 А/В;

Ом.

Согласно второму условию:

.

Выбираем P₀ = 0,008.

Определяем коэффициент взаимоиндукции:

M = P₀ · L_Э = 0,008 · 91 = 0,73 мкГн.

Определяем коэффициент связи:

.

Определяем резонансный коэффициент усиления каскодной схемы для f_0minПД, f_0maxПД:

.

Подставляем значение:

.

Осуществляем расчет:

Ом;

;

;

;

Q_C = 0,5 · Q = 0,5 · 50 = 25.

Осуществляем расчет на максимальной частоте:

.

Подставляем значения:

;

Ом;

;

.

Результаты отражаем на графике (рис. 2.4).

Рис. 2.4

Определим полосу пропускания:

МГц;

МГц.

Произведем расчет ослабления побочных каналов приема.

Рассчитываем ослабление по зеркальному каналу:

раза.

Рассчитаем ослабление по каналу промежуточной частоты:

раз.

Далее определим элементы схемы при выполнении условия равенства токов:

I_CVT1 = I_ЭVT2 = 2 мА.

Рассчитываем величину резистора затвора полевого транзистора VT1:

R_З = (10 ч 20)R₀ = 10 · 344 = 3,44 МОм;

R₀ = с · Q₀ = 8,6 · 40 = 344 Ком;

Ком.

Определяем емкость разделительного конденсатора:

С_Р = (20 ч 50)С_НИ = 50 · 5 = 250 пФ.

Для выбора рабочей точки полевого транзистора берем напряжение U_ЗИ = 0,5 В.

Тогда:

Ом.

Определим емкость, шунтирующую резистор в цепи истока:

пФ.

В завершении произведем расчет элементов схемы биполярного транзистора.

Предварительно выбираем: U_CVT1 = U_KVT2 = 0,5 · E_K = 5В;

КОм;

I_Б0 = 0,05 · I_Э = 0,05 · 2 = 0,1 мА;

I_Д = 7 · I_Б0 = 7 · 0,1 = 0,7 мА;

КОм;

Ом;

ДE_Ф = 0,1 · E = 0,1 · 10 = 1 В.

2.3 Расчет каскадов усилителей промежуточной частоты

2.3.1 Расчет УПЧ с двухконтурным полосовым фильтром

Усилители промежуточной частоты (УПЧ) работают на постоянной частоте f_ПЧ. Они могут быть апериодическими и резонансными. Расчет таких усилителей принципиально не отличается от расчета апериодических и резонансных усилителей радиочастоты.

Наиболее широкое распространение получили УПЧ с двухконтурными полосовыми фильтрами и УПЧ с фильтром сосредоточенной селекции.

Произведем расчет однокаскадного УПЧ с двухконтурным фильтром. Предполагается наличие еще одного двухконтурного фильтра на входе УПЧ, т.е. m = 2 (число полосовых фильтров (рис. 2.5)).



Рис. 2.5

Исходные данные:

номинальная промежуточная частота f_ПЧ = 128 кГц;

полоса пропускания 2ДF = 6 кГц;

коэффициент частотных искажений М = 1,2;

требуемый коэффициент усиления УПЧ К = 17;

требуемая избирательность по соседнему каналу д_СК = 20 дБ;

число двухконтурных фильтров m = 2;

напряжение источника питания Е_П = 12 В.

Расчет производим следующим образом:

Выбор транзистора производим при выполнении условия:

f_Y21 > (2….3)f_ПЧ = 3 · 128 = 384 кГц,

где f_Y21 = f_ИЗ · h_11Б / r_Б (или из справочника f_h21Э).

Активное сопротивление перехода базы определяется из выражения:

,

где - постоянная времени цепи обратной связи;

С_К - емкость коллектора;

- для сплавных транзисторов;

- для сплавно-диффузионных транзисторов;

- для мезатранзисторов.

Выбираем германиевый сплавно-диффузионный p-n-p транзистор ГТ-309А, имеющий следующие параметры:

С_К = 10 пФ;

U_К = 5 В;

пС;

I_Э = 5 мА;

на f = 10МГц;

h_22Б = 5 мкОм;

h_11Б = 38 Ом.

Так как f_Y21Э > 384 кГц, выбор транзистора считаем правильным.

Определяем эквивалентную добротность контуров фильтра из условия получения заданной полосы 2ДF = 6 кГц на уровне отсчета полосы У = 0,9. Выбираем значение параметра связи А = 0,9 - 1,1 (связь близка к критичной) А = 1,1 и, используя график рис. 2.6, находим значение обобщенной расстройки Х = 1,1. По найденному значению рассчитываем эквивалентную добротность:

.



Рис. 2.6

Проверяем возможность получения заданной избирательности по соседнему каналу:

,

где

.

Значение обобщенной расстройки по соседнему каналу:

.

Следовательно, заданного.

Если значение меньше заданного, то параметр А следует увеличить и найти новое значение Q_Э.

Определяем конструктивную добротность контура:

.

Для дальнейших расчетов произведем перерасчет h параметров в У параметры для транзистора ГТ-309А:

;

;

;

.

Определяем характеристическое сопротивление контура фильтра:

.

Вычисляем эквивалентное резонансное сопротивление контура:

.

Рассчитываем коэффициент включения контура ко входу транзистора P₂, считая, что P₁ = 1:

.

Находим коэффициент усиления каскада:

.

Определяем допустимый коэффициент усиления одного каскада из условий устойчивости:

.

Рассчитываем элементы контура:

;

.

Определяем элементы связи между контурами:

а) коэффициент связи

;

б) коэффициент взаимоиндукции при индуктивной связи

.

Расчет элементов температурной стабилизации рабочей точки каскада двухконтурного усилителя:

а) рассчитываем сопротивление резистора в цепи эмиттера R₃, приняв I_К0 ? I_Э:

,

; .

Выбираем по ГОСТ R₃ = 470 Ом типа МЛТ-0,125.

б) определяем сопротивление резистора R₁ в цепи делителя:

,

где S - коэффициент температурной нестабильности.

При этом задаемся S = 3 ч 5 и напряжением на резисторе R₂:

.

.

Выбираем по ГОСТ R₁ = 7,5 кОм типа МЛТ-0,125.

в) находим сопротивление резистора R₂:

.

Выбираем по ГОСТ R₂ = 1,8 кОм типа МЛТ-0,125.

г) определяем емкость блокировочного конденсатора:

.

Выбираем по ГОСТ С₃ = 0,33 мкФ типа К50-6 на напряжение 20 В.

2.3.2 Расчет УПЧ с фильтром сосредоточенной избирательности

Каскад усилителя промежуточной частоты с фильтром сосредоточенной избирательности (ФСИ), как правило, являются первым каскадом тракта УПЧ. С увеличением числа элементарных звеньев ФСИ избирательность по соседнему каналу возрастает, однако более 5-ти звеньев не целесообразно использовать.

Произведем расчет схемы каскада УПЧ с трехзвенным фильтром сосредоточенной избирательности (рис. 2.7).



Рис.2.7

Исходные данные: частота настройки f_ПЧ = 128 кГц; полоса модуляционного сигнала f_min = 0,3 кГц; f_max = 3,1 кГц; расстройка на частоту соседнего канала Дf_СК = 26 Гц; избирательность на уровне полосы пропускания д_п = 3 дБ (необходимо получить д_СК = 20 дБ).

Расчет производим следующим образом:

Выбор транзистора производим при выполнении условия:

f_Y21 > (2…3)f_ПЧ = 3·128 = 384 кГц, где f_Y21 = f·h_11Б/Z_Б.

Активные сопротивления перехода базы ZБ определяются из выражения:

ZБ = фKж / CK,

где фK - постоянная времени цепи обратной связи;

CK - емкость коллектора;

ж = 1- для сплавных транзисторов;

ж = 2 - для сплавных диффузионных транзисторов;

ж = 3 - для мезатранзисторов.

Выбираем диффузионно-сплавной транзистор ГТ310А, имеющий параметры: h_21Э = 20 ч 70; h_11Б = 38 Ом; h_22Б = 3 мкСм; С_К = 4 пФ; ф_К = 300 пс; ¦h_21Э¦= 8 на f_ИЗ = 20 МГц; U_К = -5 В; I_К = 1 мА; С_Э = 120 пФ.

Рассчитываем граничную частоту

;

где .

Так как fY21>384 кГц выбор транзистора считаем правильным.

2. Определяем требуемую полосу пропускания тракта УПЧ:

П = 2ДfПЧ=2FВ=2·3,1=6,2 кГц.

3. Определяем параметр з* на уровне полосы пропускания:

.

4. Задаемся числом звеньев фильтра n = 3.

5. Определяем ослабление на границе полосы П, создаваемое одним звеном:

.

6. По графикам рис. 2.8 находим обобщенную расстройку X = 0,84.



Рис. 2.8

7. Определяем разность частоты среза:

.

8. Определяем относительную расстройку:

.

9. Уточняем значение параметра з для одного звена ФСИ:

.

10. С помощью обобщенных резонансных кривых(рис. 2.9) находим ослабление соседнего канала , обеспечиваемое одним звеном.

Рис. 2.9

11. Определяем общее расчетное ослабление фильтра на частоте соседнего канала:

,

где - ухудшение избирательности из-за рассогласования фильтра с источником сигнала и нагрузки. Величина задается в пределах 3…6 дБ.

Если по условиям задания заданное, то увеличивают число звеньев n = 5 и весь расчет повторяют заново.

Таким образом, требуемая избирательность обеспечивается при

n = 3; Дf_СР=7,38 кГц.

В справочной литературе, как правило, дают h - параметры транзисторов, но для дальнейших расчетов целесообразно преобразовать данные транзистораГТ-310А в g - параметры.

;

;

.

12. для расчета элементов звеньев и параметров каскада с ФЗИ

задаются величиной номинального характеристического… сопротивления фильтра с₀ = 20 кОм.

13. Вычисляем коэффициент трансформации для первого контура ФЗИ:

,

следовательно,

14. Вычисляем коэффициент трансформации для последнего контура ФЗИ:

следовательно,

Если , то для согласования фильтра с коллекторной цепью параллельно входу фильтра включают шунтирующий резистор с проводимостью:

;

.

Выбираем по ГОСТ - 30 кОм типа МЛТ-0,125.

15. Рассчитываем элементы, образующие звенья фильтра:

;

;

;

;

;

;

,

где К_СВ = 0,8 - коэффициент связи (задается в пределах 0,7…0,9).

16. По графику рис. 2.10 определяем коэффициент передачи ФСИ для n = 3 и з = 0,13, К_ПФ = 0,76·0,9.

Рис. 2.10

17. Рассчитаем коэффициент усиления каскада, нагруженного на ФСИ:

.

18. Расчет элементов температурной стабилизации рабочей точки усилительного каскада с фильтром.

а). Рассчитываем сопротивление резистора в цепи эмиттера R₃ , приняв I_К0 ? I_Э :

, где U_R3 = (0,15 - 0,2)E_К;

.

Выбираем по ГОСТ R₃ = 2,2 кОм типа МЛТ-0,125.

б). Определяем сопротивление резистора R₁ в цепи делителя:

.

При этом выбираем и напряжении на резисторе R₂:

;

.

Выбираем по ГОСТ R₁ = 33 кОм типа МЛТ-0,125.

в). Находим сопротивление резистора R₂:

.

Выбираем по ГОСТ R₂ = 8,2 кОм типа МЛТ-0,125.

г). Определяем емкость блокировочного конденсатора:

;

.

Выбираем по ГОСТ С₃ = 1 мкФ типа К50-6 на напряжение 20 В.

2.4 Расчет усилителя звуковой частоты (УЗЧ)

2.4.1 Расчет бестрансформаторного оконечного каскада УЗЧ

В оконечном каскаде стремятся получить максимальную мощность сигнала в нагрузке. Известно, что условием получения максимальной мощности в нагрузке является согласование выходного сопротивления усилительного элемента с нагрузкой, что осуществляется с помощью низкочастотных трансформаторов. Оконечные каскады трансформаторного типа применяются в технике и методика расчета таких усилителей подробно рассмотрена в литературе [3], [5], [8].

В настоящее время в бытовой технике все чаще находят применение бестрансформаторные выходные каскады. Эти схемы обладают простой конструкцией, отсутствием громоздкого и сравнительно дорогостоящего трансформатора и более лучшими частотами, фазовыми и нелинейными характеристиками.

Расчет бестрансформаторного оконечного каскада УЗЧ ведется для схемы, выполненной на комплементарной паре (рис. 2.11).

Транзисторы работают в режиме, близком к режиму В.

Рис. 2.11

Исходные данные: выходная мощность Pвых = 0,4 Вт; сопротивление нагрузки (головные телефоны ТА-56М) RН = 100 Ом; полоса усиливаемых частот FН = 0,3 кГц, FВ = 3,4 кГц; допустимые частотные искажения МН = МВ = 1,18.

Требуется определить: тип транзистора, данные режима по постоянному току; токи, напряжения и мощность выходной цепи; фактически полученную мощность в нагрузке и мощность, рассеиваемую на коллекторе, номиналы и тип элементов принципиальной схемы.

Расчет производим следующим образом:

Определяем требуемую амплитуду переменного напряжения на входе каждого плеча схемы:

.

Учитывая, что транзисторы VT2 и VT3 включены последовательно по постоянному току, суммарное напряжение источника

Е = 2Е_К1.

Определяем напряжения источника питания для каждого плеча схемы:

,

где U_{КЭ ост} = 1 В - напряжение в режиме насыщения (выбираем).

Суммарное напряжение источника:

.

Определяем необходимую амплитуду тока коллектора для каждого плеча:

.

Определяем среднее значение тока, потребляемое от источника в режиме В:

.

Определяем мощность, потребляемую от источника питания каждым из транзисторов VT2 и VT3:

.

Определяем мощность, рассеиваемую на коллекторе транзисторов VT2 и VT3:

;

где

.

Определяем требуемую предельную частоту транзистора:

.

8. Выбираем комплементарную пару транзисторов ГТ402Д (типа

р-n-р ) и ГТ404А (типа n-p-n ), у которых

Пользуясь справочником по транзисторам, выписываем основные параметры транзисторов:

9. для уменьшения нелинейных искажений выбираем ток покоя:

10. На семействе статических выходных характеристик строим нагрузочную прямую. В данном случае

На оси напряжений откладываем точку, в которой и находим точку покоя, соответствующую и Точку . На оси токов откладываем точку, в которой ток

Через точку покоя и точку на оси токов, соответствующую току ,проводим нагрузочную прямую (рис. 2.I2).

Рис. 2.12

11. Остаточное напряжение U_{кэ ост} определяем по графику (рис. 2.12). Для этого на оси токов отмечаем точку I_кm, и проводим прямую, параллельную оси напряжениий, до пересечения с нагрузочной прямой. Из точки пересечения проводим перпендикуляр на ось напряжения. В точке пересечения этого перпендикуляра с осью напряжения U_кэ - U_{кэ ост} = 0,6 В. Находим ток базы, соответствующий току Iкm : .

12. Находим ток базы в точке покоя, соответствующий току I_К0 по характеристике I_Б0 =0,1 мА.

13. На входной характеристике (рис. 2.13) отмечаем токи I_Б0 и I_{Б max}; проекции этих точек на ось напряжений соответствует напряжениям U_БЭ0 = 0,13В; U_{БЭ max} = 0,21В.

14. Определяем амплитуду тока базы:

.

Рис. 2.13

15. Определяем амплитуду напряжения:

.

16. Определяем входную мощность каждого плеча:

.

17. Определяем амплитуду входного напряжения, учитывая, что транзисторы Выходного каскада собраны по схеме с ОК:

.

18. Определяем мощность в нагрузке:

Где

Как видно из результатов расчета PВЫХ > PВЫХ ЗАЛ.

19. Определяем емкость разделительного конденсатора в цепи нагрузки:

.

Выбираем электролитический конденсатор типа К50-10 емкостью 10мкФ на номинальное напряжение 50В.

Расчет предварительного каскада.

Предварительный каскад резисторного типа с сопротивлением нагрузки R4 показан на рис. 2.11.

1Исходные данные берем из ранее произведенного расчёта оконечного каскада.

Требуется определить: тип транзистора, положение точки покоя статических характеристиках и данные режима по постоянному току, элементы принципиальной схемы каскада, коэффициенты усилении по току и по напряжению.

1.Определяем напряжение источника питания транзистора V T1 (рис. 2.11), учитывая, что сопротивление нагрузки каскада R4 подключено к точке А, где за счёт перезарядки емкости C3:

.

2.Определяём общий ток на входе оконечного каскада:

.

Где IБ m = 1,8мА амплитуда тока базы каждого плеча оконечного каскада.

З.Определяем коллекторный ток в точке покоя, учитывая, что каскад работает в режиме А [9]:

.

4. Выбираем тип транзистора таким образом, чтобы допустимое напряжение между коллектором и эмиттером было больше напряжения источника питания:

UКЭ ДОП > EОСТ = 30В.

Граничная частота транзистора при включении по схеме с общим эмиттером должна быть больше верхней частоты диапазона:

.

Выбираем транзистор КТ312Б, который удовлетворяет заданным требованиям и имеет следующие параметры: f_h21Э = 500 кГц; h_21Эmin = 25; h_21Эmax = 100; U_{КЭ доп} = 35 В; I_Kmax = 30 мА; h_22Э = 3 мкСм; h_11Э = 1820 Ом.

Находим напряжение в точке покоя [9]:

.

6. Определяем положение точки покоя К на статических характеристиках транзисторов КТ312Б, строим динамическую прямую и находим ток базы в точке покоя IБ0 = 0,2 мА (рис. 2.14).

Рис 2.14

7. По входной характеристике для тока IБ0 находим входное напряжение в точке покоя UБЭ0 = 0,4В (рис. 2.15).



8. Задаемся падением напряжения на резисторе R3 в цепи температурной стабилизации [9]:

.

9. Определяем ток в эмиттерной цепи;

.

10. Определяем сопротивление отрицательной обратной связи в эмиттерной цепи:

.

Мощность выделяемая на этом резисторе, будет

.

Выбираем стандартный резистор типа МЛТ-0,125, R3 = 820 Ом.

11. Определяем емкость C2, шунтирующую сопротивление R3 [9].

.

Выбираем электролитический конденсатор типа К50-6 емкостью 15 мкФ на напряжение 10В.

12. Определяем ток в цепи делителя смещения [9]:

.

13. Определяем сопротивления резисторов делителя:

;

.

Выбираем стандартные сопротивления R1 = 2 кОм и R2 = З,З кОм типа МЛТ-О,12.

14. Определяем сопротивление резистора в цепи коллектора:

.

Мощность, выделяемая на резисторе R4, будет

.

Выбираем стандартный резистор типа МЛТ-0,125 сопротивлением R4 =1,2 кОм.

15. Вычисляем входное сопротивление оконечного каскада

.

16. Определяем коэффициент усиления каскада по току:

.

17. Рассчитываем эквивалентное сопротивление нагрузки цепи коллектора:

.

18. Определяем коэффициент усиления каскада по напряжению:

.

2.4.2 Расчёт усилителя напряжения звуковой частоты с резистивной нагрузкой

На рис. 2.16 изображена принципиальная схема УЗЧ с резистивной нагрузкой

Исходные данные:

Напряжение источника питания Еист = 12В.

Амплитуда напряжения на нагрузке, равная амплитуде входного напряжения следующего каскада: UH = UВХ СЛ = 0,8В.

Амплитуда тока в нагрузке, равная амплитуде входного тока с учетом тока, проходящего чрез цепь смещения последующего каскада:

IH = IВХ СЛ = 2 мА

Диапазон частот FH = 100 Гц; FВ = 8 кГц.

Допустимые частотные искажения МН = МВ = 1,1.

Расчет производим следующим образом:

Выбираем тип транзистора, исходя из двух условий:

а) UКЭ ДОП > ЕОСТ = 12В;

б) fh21Э > FВ = 8 кГц.

Данным условиям соответствует транзистор МН41, который имеет следующие параметры: U_{КЭ доп} = 15 В > E _ИСТ; h_11Э = 660 Ом; h_12Э = 10^-4; f_21Э = 25 кГц > F_В; h_21Э = 30; h_22Э = 20 мкСм; I_КЭ = 15 мкА; Дh_Э = 10,2·10^-3.

2.Определяем величину постоянной составляющей тока коллектора:

.

З.Определяем ток базы:

.

Выбираем минимальное напряжение между коллектором и эмиттером.

U_КЭmin = 1 В.

4.Определяем напряжение между коллектором и эмиттером:

U_КЭ0 = U_КЭmin + U_Н = 1 В + 0,8 В = 1,8 В.

5.Выбираем напряжение на сопротивлении RЭ в цепи эмиттера:

U_RЭ = (0,15…0,2)Е_ист = 0,2 · 12 = 2,4 В.

Строим динамическую характеристику



6. Вычисляем сопротивление в цепи коллектора:

.

7. Для учета влияния сопротивления на амплитуду переменной составляющей тока на выходе каскада определяем более точное значение тока в цепи коллектора:

;

.

Тогда

.

Принимаем I_к = 2,3 мА; I_Б0 = 80 мкА.

8. Рассчитываем сопротивление в цепи эмиттера.

.

Мощность рассеивания на R_Э будет

P = U_RЭ · I_K = 2,4 · 10^-3 · 2,5 = 6 · 10^-3 Вт

По ГОСТ принимаем R_Э = 910 Ом типа МЛТ-0,125

9. Выбираем ток в цепи смещения:

I₁₂ = (3…5)I_Б0 = 5 · 80 = 400 мкА

10. Определяем значение сопротивления R₂ цепи стабилизации:

.

Мощность рассеивания на R2:

P = I₁₂² · R₂ = (0,4 · 10^-3)² · 6,7 · 10³ = 1 · 10^-3 Вт.

По ГОСТ принимаем R2 = 6,8 кОм типа МЛТ-0,125.

11. Рассчитываем сопротивление R1 цепи стабилизации:

.

Мощность рассеивания на R1: P = 9,3 · 0,42 · 10^-3 = 3,9 · 10^-3 Вт.

По ГОСТ принимаем R1 = 22 кОм типа МЛТ-0,125.

12. Вычисляем коэффициент нестабильности рабочей точки:

,

Где

.

.

13. Рассчитываем эквивалентное сопротивление нагрузки цепи коллектора:

.

14. Определяем коэффициент усиления по току:

15.Рассчитываем входное сопротивление:

.

16. Вычисляем коэффициент усиления по напряжению:

17.Определяем выходное сопротивление каскада:

18. Рассчитываем емкость разделительного конденсатора:

По ГОСТ принимаем Ср = 82 мкФ типа КЭ-1.

19. Вычисляем емкость блокировки конденсатора СЭ в цени эмиттера:



По ГОСТ принимаем С_Э типа КЭ-1 С_Э = 5 мкФ.

2.4.3 Расчёт усилителя звуковой частоты с трансформаторной нагрузкой

Схема оконечного каскада с согласующими трансформатором является наиболее распространенной в радиоприемниках, имеющих выходную мощность доли ватта (рис. 2.19).

Рис. 2.19

Исходные данные для расчёта: полезная мощность на выходе P_ВЫХ = 0,5 Вт, сопротивление нагрузки R_Н = 8 Ом, диапазон частот F_Н = 300 Гц; F_В = 5 кГц, допустимые частотные искажения Мн = Мв = 1,О5. E_ИСТ = 23 В .

Расчёт производим следующим образом:

1. Определяем расчетную мощность каскада и P_{К max} :

,

где - коэффициент трансформации.

2.Мощность рассеивания на коллекторе в режиме покоя:

.

По значению мощности P_{К max} выбираем тип транзистора из следующих условий:

.

Выбираем транзистор П201, у которого U_{КЭ max} = 30В; I_{К max} = 1,5А;

P_{К max} = 10Вт; h_12Э = 500; h_21Э = 20.

3.Выбираем напряжение на коллекторе:

.

Выбираем U_КЭ0 = 12В

4. Учитывая, что напряжение источника питания уменьшено, значит, уменьшается и КПД усилительного каскада до 0,3-0,4. Следовательно, мощность, отдаваемая источником в цепи коллектора, будет

.

5. Определяем ток коллектора:

.

6. Находим переменное сопротивление нагрузки цепи коллектора:

.

Строим динамическую характеристику, которая должна проходить через точки с координатами U_КЭ0 = 12В, I_К0 = 113Ом;

.

Рис. 2.20

7. По характеристикам входим: .

8. Определяем среднее значение входного сопротивления:

.

9. Выбираем ток в цепи стабилизации рабочей точки:

.

10. Рассчитываем сопротивление делителя:

где

Тогда: .

11. Выбираем по ГОСТ R₂ = 430 Ом типа МЛТ-0,125:

.

По ГОСТ выбираем R₁ = 1,1 кОм типа МЛТ-0,125.

12. Находим эквивалентное входное сопротивление

,

Где

.

13. Вычисляем мощность, потребляемую во входной цепи:

.

14. Рассчитываем индуктивность первичной обточки трансформатора:

.

15. Находим коэффициент трансформации выходного трансформатора:

.

16. Определяем частотные искажения, вносимые транзистором:

.

17. Рассчитываем частотные искажения, связанные со свойствами трансформатора:

.

18. Вычисляем допустимое значение индуктивности рассеивания трансформатора:

.

19. Рассчитываем сопротивление в цепи эмиттера:

.

20. Рассчитываем емкость блокировочного конденсатора в цепи эмиттера:

.

Приложение 1

Параметры полевых транзисторов

Полевой транзистор	fh21Э [МГц]	N [дБ]	S [мА/В]	, при UЗ
КП-103 КП-201И КП-301Б КП-303А КП-304А КП-305Д КП-306 КП-307Б КП-312А КП-313А КП-350 КП-902Б КП-902А	0,001 0,001 100 100 100 250 100 400 400 500 400 400 400	3 3 9 4 5 7,5 7 6 1-4 4-7,5 6 3-6 6	4 4 1 4 4 10 8 15 5,8 10,5 6 10 10	30, при UЗ -3В 300, при UЗ -6В 30, при UЗ -3В 300, при UЗ -6В 50, при UЗ +1В 400, при UЗ +3В 50, при UЗ +1В 400, при UЗ +3В 50, при UЗ +1В 400, при UЗ +3В

Приложение 2

Номиналы стандартизированных сопротивлений постоянных резисторов

Допустимые отклонения
±20%	±10%	±5%	±20%	±10%	±5%	±20%	±10%	±5%	±20%	±10%	±5%
Ом Ом кОм МОм
1	2	3	4	5	6	7	8	9	10	11	12
0,1 0,15 0,22 0,33 0,47 0,68	0,1 0,12 0,15 0,18 0,22 0,27 0,33 0,39 0,47 0,56 0,68 0,82	0,1 0,11 0,12 0,13 0,15 0,16 0,18 0,2 0,22 0,24 0,27 0,3 0,33 0,36 0,39 0,43 0,47 0,51 0,56 0,62 0,68 0,75 0,82 0,91	1,0 1,5 2,2 3,3 4,7 6,8	1,0 1,2 1,5 1,8 2,2 2,7 3,3 3,9 4,7 5,6 6,8 8,2	1,0 1,1 1,2 1,3 1,5 1,6 1,8 2,0 2,2 2,4 2,7 3,0 3,3 3,6 3,9 4,3 4,7 5,1 5,6 6,2 6,8 7,5 8,2 9,1	10 15 22 33 47 68	10 12 15 18 22 27 33 39 47 56 68 82	10 11 12 13 15 16 18 20 22 24 27 30 33 36 39 43 47 51 56 62 68 75 82 91	100 150 220 330 470 680	100 120 150 180 220 270 330 360 470 560 680 820	100 110 120 130 150 160 180 200 220 240 270 300 330 360 390 430 470 510 560 620 680 750 820 910

Приложение 3

Номиналы стандартизированных емкостей постоянных конденсаторов

±20% и более	±10%	±5%	±20% и более	±10%	±5%	±20% и более	±10%	±5%	±20% и более	±10%	±5%	±20% и более	±10%	±5%	±20% и более
1,0 1,5 2,2 3,3 4,7 6,8	1,0 1,2 1,5 1,8 2,2 2,7 3,3 3,9 4,7 5,6 6,8 8,2	1,0 1,1 1,2 1,5 1,6 1,8 2,0 2,2 2,7 3,0 3,3 3,6 3,9 4,3 4,7 5,1 5,6 6,2 6,8 7,5 8,2 9,1	10 15 22 33 47 68	10 12 15 18 22 27 33 39 47 56 68 82	10 11 12 15 16 18 20 22 27 30 33 36 39 43 47 51 56 62 68 75 82 91	100 150 220 330 470 680	100 120 150 180 220 270 330 390 470 560 680 820	100 110 120 150 160 180 200 220 270 300 330 360 390 430 470 510 560 620 680 750 820 910	1000 1500 2200 3300 4700 6800	1000 1200 1500 1800 2200 2700 3300 3900 4700 5600 6800 8200	1000 1100 1200 1500 1600 1800 2000 2200 2700 3000 3300 3600 3900 4300 4700 5100 5600 6200 6800 7500 8200 9100	0,01 0,015 0,022 0,033 0,047 0,068	0,01 0,012 0,015 0,018 0,022 0,027 0,033 0,039 0,047 0,068	0,1 0,15 0,22 0,33 0,47 0,68	1,0 1,5 2,2 3,3 4,7 6,8 10 15 22 33 47 68 100

Размещено на Allbest.ru

...