Розробка радіоприймального пристрою

Размещено на http://www.allbest.ru/

Тернопільський національний технічний університет імені Івана Пулюя

Курсова робота

“Приймання та оброблення сигналів ”

на тему: “ Розробка радіоприймального пристрою”

Студент

В. І. Процків

Керівник роботи

О.П. Мишковець

Зміст

Вступ

Розділ 1. Вибір і попередній розрахунок структурної схеми приймача

1.1 Вибір структурної схеми приймача

1.2 Визначення необхідної смуги пропускання високочастотного тракту приймача

1.3 Поділ діапазону робочих частот на піддіапазони

1.4 Вибір схеми преселектора і визначення еквівалентного затухання його контурів

1.5 Визначення кількості перетворень і вибір величини проміжної частоти

1.6 Розподіл частотних спотворень між трактами радіоприймача

1.7 Розподіл нелінійних спотворень між трактами приймача

1.8 Визначення типу і кількості вибірних пристроїв преселектора

1.9 Визначення типу і кількості вибірних пристроїв тракту проміжної частоти

1.10 Вибір елемента настроювання радіоприймача

1.11 Вибір активних елементів високочастотного тракту

1.12 Вибір схеми та попередній розрахунок детектора

1.13 Розрахунок кількості каскадів підсилення високочастотного тракту

1.14 Вибір схеми перетворювача частоти

1.15 Вибір, та попередній розрахунок схеми автоматичного регулювання підсилення

Розділ 2. Повний електричний розрахунок каскадів радіоприймача

2.1 Розрахунок вхідного кола

2.2 Розрахунок підсилювача радіочастоти

2.3 Розрахунок перетворювача частоти

2.4 Розрахунок підсилювача проміжної частоти

2.5 Розрахунок детектора

2.6 Розрахунок системи автоматичного регулювання підсилення

Розділ 3. Мініатюризація схеми електричної принципової

3.1 Вибір інтегральних мікросхем

3.2 Опис схеми електричної принципової радіоприймача

Висновок

Література

Анотація

Список скорочень

Вступ

Радіозв'язок, електрозв'язок за допомогою радіохвиль. Для здійснення радіозв'язку в пункті, з якого ведеться передача повідомлень (радіопередача), розміщують радіопередавальний пристрій, що містить радіопередавач і передавальну антену, а в пункті, в якому ведеться прийом повідомлень (радіоприйом), - радіоприймальний пристрій, що містить приймальну антену і радіоприймач. Гармонійні коливання, що генеруються в передавачі, з несучою частотою належать якому-небудь діапазону радіочастот, піддаються модуляції відповідно до передаваного повідомлення. Модульовані радіочастотні коливання є радіосигналом. Від передавача радіосигнал поступає в передавальну антену, за допомогою якої в просторі, що оточує антену, збуджуються відповідно модульовані електромагнітні хвилі. Розповсюджуючись, радіохвилі досягають приймальної антени і порушують в ній електричні коливання, які поступають далі в радіоприймач. Прийнятий радіосигнал дуже слабкий, оскільки в приймальну антену потрапляє лише нікчемна частина енергії, що випромінює. Тому радіосигнал в радіоприймачі поступає в електронний підсилювач, після чого він піддається демодуляції, або детектуванню; в результаті виділяється сигнал, аналогічний сигналу, яким були модульовані коливання з несучою частотою в радіопередавачі. Далі цей сигнал, зазвичай додатково підсилений, перетвориться за допомогою відповідного відтворюючого пристрою в повідомлення, адекватне початковому. У місці прийому на радіосигнал можуть накладатися електромагнітні коливання від сторонніх джерел радіовипромінювань, здатні перешкодити правильному відтворенню повідомлення і звані тому перешкодами радіоприйому. Несприятливий вплив на якість радіозв'язку можуть надавати також зміну в часі затухання радіохвиль на шляху розповсюдження від передавальної антени до приймальні і розповсюдження радіохвиль одночасне по двох або декільком траєкторіям різної протяжності; у останньому випадку електромагнітне поле в місці прийому є сумою взаємно зміщених в часі радіохвиль, інтерференція яких також викликає спотворення радіосигналу. Тому і ці явища відносять до категорії перешкод радіоприйому. Їх вплив на прийом радіосигналів особливо великий при зв'язку на великих відстанях. Широке розповсюдження радіозв'язку і використання радіохвиль в радіолокації, радіонавігації і ін. областях техніки зажадали забезпечення одночасного функціонування без неприпустимих взаємних перешкод різних систем і засобів, що використовують радіохвилі, - забезпечення їх електромагнітної сумісності.

Розповсюдження радіохвиль у відкритому просторі робить можливим в принципі прийом радіосигналів, передаваних по лініях радіозв'язку, особами, для яких вони не призначені (радіоперехоплення, радіопідслуховування); у цьому - недолік радіозв'язку в порівнянні з електрозв'язком по кабелях, радіохвилеводах і інших закритих лініях. Спроби здійснити радіозв'язок робив ще Т. А. Едісон в 80-і рр. 19 ст., до відкриття в 1888 електромагнітних хвиль Р. Герцем; хоча роботи Едісона не мали практичного успіху, вони сприяли появі інших робіт, направлених на реалізацію ідеї безпровідного зв'язку. Герцем був створений іскровий випромінювач електромагнітних хвиль, який, з подальшими різними удосконаленнями, протягом декількох десятиліть залишався найбільш поширеним в радіозв'язку видом радіопередавача. Можливість і основні принципи радіозв'язку були детально описані У. Круксом в 1892, але у той час ще не передбачалося швидкої реалізації цих принципів. Розвиток радіозв'язку почався після того, як в 1895 А. С. Поповим,а роком пізніше Г. Марконі були створені чутливі приймачі, цілком придатні для здійснення сигналізації без проводів, тобто для радіозв'язку. Перша публічна демонстрація Поповим роботи створеної ним радіоапаратури і безпровідної передачі сигналів з її допомогою відбулася 7 травня 1895, що дає підставу вважати цю дату фактичним днем появи Радіозв'язку. Приймач Попова не тільки виявився придатним для радіозв'язку, але і з деякими додатковими вузлами був вперше успішно застосований ним в тому ж 1895 для автоматичного запису грозових розрядів, чим належало початок радіометеорології. У країнах Західної Європи і США була розгорнена активна діяльність по використанню радіозв'язку в комерційних цілях. Марконі в 1897 зареєстрував в Англії Компанію безпровідного телеграфування і сигналізації, в 1899 заснував Американську компанію безпровідного і телеграфного зв'язку, а в 1900 - Міжнародну компанію морського зв'язку. У грудні 1901 їм була здійснена радіотелеграфна передача через Атлантичний океан. У 1902 в Германії виробництво устаткування для радіозв'язку організував А. Слабі (спільно з Р. Арко), а також До. Ф. Браун.

На даний час цифрові методи обробки і передачі інформації все більш широко упроваджуються в науку і техніку, зокрема в системи і засоби електрозв'язку. У перебігу вже багатьох років ведуться роботи із створення системи цифрового радіомовлення ЦРМ. Необхідність її розробки обумовлюється збільшеними вимогами до якості звукових програм, яка не може бути забезпечене за допомогою аналогових систем АМ і ЧМ віщання. Тим часом, перехід на цифрову систему, окрім створення сучасної технічної бази, вимагає крупних витрат. Адже її впровадження пов'язане з повною заміною парка що знаходяться сьогодні в експлуатації радіоприймальних засобів. Причому, потужність і технологічний рівень вітчизняної промисловості, покликаної забезпечити рішення цієї задачі, повинні бути адекватні вимогам ринку.

На жаль, наша країна помітно відстала в розвитку цифрового радіомовлення від країн Заходу. Але в даний час в Україні ведуться роботи по удосконаленню аналогового радіомовлення.

До представників аналогового радіомовлення можна віднести КХ-приймач, який є метою даного курсового проектуваня.

Розділ 1. Вибір і попередній розрахунок структурної схеми приймача

1.1 Вибір структурної схеми приймача

Радіоприймачі будують за одною із наведених нижче класичних структурних схем це: прямого підсилення, регенеративна, суперрегенеративна і супергетеродинна. Кожна із цих схем характеризуються своїми недоліками і превагами. В даний час більше 90% радіоприймачів будуються по супергетеродинній схемі.

З таблиці 2.1 [2] найкращими параметрами володіє приймач побудований за супергетеродиною схемою тому для забезпечення заданої в технічному завдані таких праметрів як чутливость, селективність, гармонічних спотворень вибираю саме цю схему.

Структурна схема узагальненого супергетеродинного приймача показана на рисунку 1.1.

Рисунок 1.1 Структурна схема узагальненого супергетеродинного радіоприймача

Г-гетеродин, ВК-вхідне коло, ПВЧ-підсилювач високої частоти, Зм.-змішувач, ФПЧ-фільтер проміжної частоти, ППЧ-підсилювач проміжної частоти, Д-детектор, ПЗЧ-підсилювач звукової частоти

Характерною особливістю побудови радіоприймачів за супергетеродинною схемою є те що можна відслідковувати зміну частоти гетеродина і сигналу що дозволяє автоматично налаштовувати частоти і за рахунок цього значно звузити смугу пропускання приймача. Тому в супергетеродинних приймачах легко забезпечити необхідну смугу. Це в значній мірі зменшує дію багатьох видів завад і сприяє збільшенню чутливості.

В дані курсовій роботі ведеться розрахунок переносного мовного приймача в діапазонах КХ (7,2 - 9,3 МГц). На рисунку 1 наведено попередню структурну схему проектованого радіоприймача.

Проміжну частоту вибираємо стандартною, що дозволяє використовувати в тракті проміжної частоти вибіркові системи з малим значенням коефіцієнта прямокутності резонансної кривої і забезпечує добру селективність.

Радіоприймачі амплітудно модульованого сигналу бувають двох видів:

- діапазонні - призначені для роботи в порівняно широких діапазонах робочих частот. Вони мають елементи керування, які повинні забезпечувати швидке і достатньо точне налаштування на довільну частоту вибаного робочого діапазону;

- з фіксованим налаштуванням на задану частоту, які призначені для роботи на одній, наперед відомій, робочій частоті.

1. Радіоприймач, який розраховується в даній курсовій роботі налаштовуватиметься зміною частоти і міститиме діапазон 7,2 - 9,3 МГц.

В діапазонах довгих хвиль вибіркові системи складаються із резонансних контурів із зосередженими параметрами.

Перелаштування вибірних систем преселекторів (ВК і ПВЧ) може бути механічною, електричною і електронною.

Для перелаштування контурів із зосередженими параметрами використовують блок конденсаторі змінної ємності, котушки змінної індуктивності, варікапи, реактивні лампи і реактивні транзистори. Вибираємо перелаштування контурів преселектора за допомогою конденсаторів змінної ємності, які об'єднані в спільний блок для здійснення налаштування однією ручкою вхідного кола радіоприймача і гетеродина. Це забезпечує простоту конструкції порівняно із використанням змінних індуктивностей.

Технічні вимоги до проектованого РПП наведені у таблиці 1.1.

Таблиця 1.1 - Технічні вимоги до проектованого РПП

Кількість діапазонів	1
Робоча частота, МГц	7,2 - 9,3
Діапазон відтворюваних частот, Гц	200-4000
Чутливість з магнітної антени , мкВ/м	100
Селективність по сусідніх каналах приймання при від лаштуванні 9 кГц не менше, дБ	43
Селективність
по дзеркальному каналу, дБ	16
Коефіцієнт нелінійних спотворення, %	1,5
Вихідний опір, Ом	4
Вихідна потужність радіоприймача, Вт	3
Дія автоматичного регулювання підсилення: зміна рівня сигналу на вході, дБ зміна рівня сигналу на виході, дБ	40 5
Напруга живлення, В	6

1.2 Визначення необхідної смуги пропускання високочастотного тракту приймача

Необхідна смуга пропускання ДF високочастотного тракту радіоприймача визначається шириною спектра ДFсп вхідного сигналу , допустимою неточністю спряження контурів преселектора і гетеродину ДFспр, відхиленням частоти гетеродину ДFг.

Необхідна смуга пропускання приймача [5] рівна:

Ширина спектра сигналу залежить від способу модуляції несучої частоти [5] і для АМ сигналу визначається:



де Fmax - максимальна частота модулюючого сигналу, яка становить згідно ГОСТ 5651-89 для переносних приймачів 1-ї групи складності 5600 Гц.

Отже:

Допустима неточність спряження контурів радіоприймача ДFспр для ДХ діапазону згідно [5] становить 3…5(КГц)

Можливе відхилення частоти гетеродина для приймачів із змінною настройкою:

де fcmax - максимальна частота вхідного сигналу (згідно технічного завдання становить 9,3 МГц).

Отже:

Допустиму неточність спряження контурів приймемо рівною 9300(Гц).

Необхідна смуга пропускання приймача згідно (1.1) рівна:

Крім розглянутих факторів, які впливають на смугу пропускання радіоприймача додатково можна було б віднести нестабільність частоти радіопередавача і неточність настройки радіоприймача, але їх не враховують при проектуванні радіомовних приймачів.

1.3 Поділ діапазону робочих частот на піддіапазони

Коефіцієнт перекриття заданого діапазону частот [5] обчислюють за формулою:

(1.4)

де fЧcmax, fЧcmin - крайні частоти, взяті з запасом на необхідне розширення діапазону частот вхідного сигналу.

Необхідний запас становить 2…3%, тобто:

Отже:

Звідси:

Якщо значення Кд.пр більше значення Кд.р коефіцієнта перекриття діапазону вибраної резонансної системи, то необхідно здійснювати поділ діапазону на під діапазони. Максимально можливий коефіцієнт перекриття Кдmax, який може бути забезпечений відомими елементами настройки згідно [5] в діапазоні 6…30МГц становить 1.5…2.

Оскільки виконується умова Кд.пр ? Кд.р то даний діапазон не потрібно розбивати на піддіапазони.

1.4 Вибір схеми преселектора і визначення еквівалентного затухання його контурів

В радіоприймачах ДХ, СХ, КХ, УКХ системи вхідних кіл і каскадів ПРЧ, як правило ідентичні.

Спочатку орієнтовно визначається число контурів преселектора nc виходячи із заданої в ТЗ величини вибірності по дзеркальному каналу радіоприймача Sдз, орієнтуючись на типову величину вибірності по дзеркальному каналу Sк, яка забезпечується одним контуром і приблизно рівна 20…25дБ [5].

Число контурів преселектора визначають з умови:

де nc - число контурів;

Sдз - задана вибірність по дзеркальному каналі;

Sк - типова величина вибірності по дзеркальному каналі, яка забезпечується одним контуром і приблизно рівна 20…25дБ.

Для преселектора АМ сигналів Sдз згідно ТЗ становить 16дБ.

Отже:

Отже, преселектор проектованого ДХ приймача буде містити 1 контур для забезпечення заданої вибірності по дзеркальному каналу.

Еквівалентне затухання контурів преселектора визначається за формулою:

де q - коефіцієнт шунтування контура активним елементом наступного каскаду;

d0 - власне затухання контура.

Значення q і d0 згідно таблиці 2.6 [2] для діапазону частот 5…30МГц:

- затухання контура d0 0,005…0,006;

- коефіціент q для біполярного транзистора 2,2…2,5.

Отже:

Фактичне послаблення сигналу в преселекторі на границі смуги пропускання приймача:

Мпрес - це фактично частотні спотворення преселектора.

1.5 Визначення кількості перетворень і вибір величини проміжної частоти

Для забезпечення заданого послаблення по дзеркальному каналу при верхньому настроюванні гетеродина величина проміжної частоти повинна забезпечувати умову [5]:

Для забезпечення заданої смуги пропускання ДF трактом ПЧ величина проміжної частоти повинна задовольняти нерівність:

де dепр - мінімально можливе еквівалентне затухання тракту проміжної частоти;

ш(m) - функція, що залежить від числа вибірних систем тракту ПЧ і вказана в таблиці 2.5.2 [5].

Значення dепр можна вирахувати по формулі (1.8), де величини q i d0 можуть бути взяті з таблиці 2.6 [2] враховуючи належність fпр1 до певного діапазону частот.

Виходячи з вище викладених міркувань:

Оскільки вибірність по сусідньому каналі забезпечується одним п'єзофільтром, то ш(m) з таблиці 2.5.2 [5] становить: ш(m)=2.5



Оскільки в результаті розрахунків виявилось, що виконується умова fпр2>fпр1, то для забезпечення даної вибірності по дзеркальному каналі в якості проміжної частоти можна вибирати будь-яке значення від fпр1 до fпр2.

Номінальні значення проміжних частот і допуски на них повинні вибиратись з ряду: (465±2)КГц, (1.84±0.008), (2.9±0.01),(10.7±0.1), (24.975±0.1)МГц. Отже з даного ряду проміжна частота становитиме: (465±2)КГц.

1.6 Розподіл частотних спотворень між трактами радіоприймача

Частотні спотворення, обумовлюючі нерівномірне підсилення в смузі пропускання частот сигналу, створюється всіма каскадами радіоприймача. В каскадах з резонансними контурами, наприклад, у вхідному колі (ВК), підсилювачі радіочастоти (ПРЧ) або підсилювачах проміжної частоти (ППЧ) їх виникнення пояснюється тим, що характеристика контурів обумовлює різний коефіцієнт передачі для бічних частот спектра, неоднаково віддалених від несучої частоти.

Загальний коефіцієнт частотних спотворень Мзаг(дБ), визначається як властивостями каскадів ПЗЧ Мпзч(дБ), так і високочастотною частиною Мвч(дБ) радіоприймача [5]:

Частотні спотворення ВЧ тракту:

Для радіомовних приймачів частотні спотворення можна розподілити приблизно так [5]:ВК і ПРЧ - 1…1.5дБ на ДХ, ППЧ - (2…6)дБ.

Згідно таблиці 2.1 [5] для одноконтурного ВК частотні спотворення в діапазоні ДХ становлять (1.5…2)дБ. Приймаю Мвк=1.25(дБ). Мпрч=0.75(дБ).

1.7 Розподіл нелінійних спотворень між трактами приймача

В основному нелінійні спотворення сигналу в радіоприймачі створюються детектором і каскадами ПЗЧ. Тому загальна величина нелінійних спотворень Кгзаг радіоприймача визначається [5]:

Орієнтовно величина нелінійних спотворень, що створюється детектором (діодним лінійним), рівна (1…2)%, тому:

1.8 Визначення типу і кількості вибірних пристроїв преселектора

Згідно (1.7) попереднє число контурів преселектора nc=2.

Максимально допустима добротність контурів, яка забезпечує задане послаблення на краях смуги пропускання для схеми преселектора:

де fmin - мінімальна частота діапазону;

ДF - смуга пропускання;

Мпр - частотні спотворення преселектора

Оскільки Мпр=2(дБ)=1.26(раз), то:

Необхідна добротність контурів Qдз, яка забезпечить задану вибірність по дзеркальному каналі при застосуванні одиночних контурів у ВК з індуктивним зв'язком з антеною[5]:

де fдзmax - дзеркальна частота, яка рівна:

Еквівалентна добротність контура Qекв з врахуванням коефіцієнту шунтування транзистором обчислюється за формулою[5]:

де ш=1,25….1,5 - коефіцієнт шунтування контура вхідним опором біполярного транзистора[5]; Приймаємо ш=1,3

Qк - конструктивна добротність контура, яка для даного діапазону частот [5] (для КХ без сердечника) становить Qк=80…120; Приймаємо Qк=120.

Вибирати добротність слід для одночасного забезпечення заданої вибірності по дзеркальному каналі Sдз і послаблення на краях смуги пропускання Мпр, тобто щоб вибірність по дзеркальному каналі була краща заданої (Q>Qдз), а частотні спотворення менші заданих (Q<QДF), крім того значення Q повинно бути менше за Qекв, інакше таку добротність для заданого діапазону конструктивно реалізувати неможливо. Отже Q слід вибирати з умов: Q?Qекв; Qдз<Q<QДF, Оскільки QДF>Qекв, Q слід вибирати з умови:

Q слід вибирати як можна блище до Qдз, оскільки в цьому випадку допустиме більше шунтування контурів (при одинаковому Qк), що дозволяє збільшити зв'язок контура з транзистором. Отже вибираю Q=50. Оскільки вхідний і вихідний опір активного елемента змінюється по діапазону, то вибране значення Q приймається рівним добротності на максимальній частоті піддіапазону Qmax, а добротність контура на fmin визначається за допомогою формули [5]:



Для крайніх частот перевіряється вибірність по дзеркальному каналу, що для індуктивного зв'язку з антеною [5]:

де , застосовується “+“, оскільки частота гетеродина вища частоти сигналу

Частотні спотворення:



Отже Мпрmax?Мпр і Мпрmin?Мпр.

Вибірність по сусідньому каналі обчислюється за допомогою формул [5]:

де Дfск - абсолютна розстройка по сусідньому каналі, яка рівна ±9(КГц).



До величин і ніяких вимог не виставляють, оскільки преселектор не забезпечує вибірності по сусідньому каналу.

Вибірність по каналу прямого проходження проміжної частоти [5]:

1.9 Визначення типу і кількості вибірних пристроїв тракту проміжної частоти

Таке визначення проводиться по заданій вибірності по сусідньому каналі (Sск=28дБ) .

Використовуючи методику наведену в пункті 1.4 орієнтовно визначаю тип і кількість вибірних систем тракту проміжної частоти.

В якості вибірного пристрою тракту проміжної частоти буде використовуватись п'єзофільтр.

Вибір конкретного типу фільтра здійснюється виходячи з наступних умов[5]:

- рівність середньої частоти фільтра проміжній частоті приймача;

- вибірність фільтра повинна забезпечити нерівність:

де Sск - задана в ТЗ вибірність приймача по сусідньому каналу (28дБ);

Sскпрес - вибірність преселектора по сусідньому каналу розрахована у пункті 1.8;

Sф - вибірність фільтра по довіднику;

- частотні спотворення (нерівномірність АЧХ в смузі пропускання) фільтра повинні бути менші ніж задані на тракт ПЧ: Мф<Мпч (Мпч=4дБ);

- смуга пропускання фільтра повинна бути більша ширини спектра сигналу:

Використовуючи вище викладені умови вибираю п'єзокерамічний фільтр типу ФП1П-022 з наступними параметрами [11]:

- середня частота смуги пропускання, КГц 465;

- смуга пропускання на рівні 6 дБ, КГц 10,5….14,5;

- селективність при розстройці ±9(КГц), дБ, не менше 28;

- затухання в смузі пропускання, дБ, не більше 9.5;

- нерівномірність АЧХ в смузі пропускання, дБ, не більше 2;

- вхідний опір, Ком 2±0.2;

- вихідний опір, Ком 2±0.2.

Для узгодження фільтра з перетворювачем частоти необхідно застосовувати широкосмуговий контур, який має власні вибірність і послаблення на краях смуги пропускання, для узгодження вихідного каскаду ППЧ з детектором також досить часто застосовують широкосмуговий контур. Тому необхідно розрахувати параметри цих контурів. Спочатку визначаються вимоги по вибірності Sшк і частотних спотворень Мшк широкосмугових контурів:



Визначення допустимої добротності контурів, яка забезпечить задані частотні спотворення Мпч:

Оскільки п'єзокерамічний фільтр забезпечує задану в ТЗ вибірність по сусудньому каналі, то до добротності узгоджуючих контурів, яка забезпечить задану вибірність по сусідньому каналі ніяких вимог не ставлять, але необхідно врахувати те, щоб широкосмуговий контур не впливав на АЧХ фільтра, для цього смуга пропускання узгоджуючого контура ДFк повинна в 4…5 раз бути більшою смуги пропускання п'єзофільтра ДFф. Тобто добротність широкосмугового контура не повинна перевищувати QДF. Отже приймаю добротність широкосмугового контура рівною Qпр=18.

При вибраній добротності широкосмугового узгоджуючого контура обчислюю дійсне значення вибірності цього контура, та дійсні частотні спотворення:



1.10 Вибір елемента настроювання радіоприймача

В сучасних радіомовних та професійних приймачах все більше застосовують електронне настроювання, однак механічна настройка за допомогою конденсаторів змінної ємності застосовується ще досить часто. Для плавного перестроювання частоти в механічних системах використовують конденсатори змінної ємності (КЗЄ).

Застосування КЗЄ обумовлене наступним:

- можливість реалізувати більші коефіцієнти перекриття по ємності;

- можливістю отримати порівняно простим шляхом спряження декількох перестроюваних контурів;

- порівняною простотою отримання необхідного закону зміни ємності (а значить і частоти).

Визначаю орієнтовні значення крайніх ємностей [2]. Використовуються конденсатори з Сmin=5 пФ і Сmax=250пФ. Вибираю конденсатор КПЄ-3 змінної ємності з твердим діелектриком, двохсекційний із зміною ємності в межах від Сmin=5пФ до Сmax=250пФ, з підстроювальними конденсаторами ємністю (3…7)пФ.

Отже визначаю фактичний коефіцієнт перекриття вибраним елементом:

де Ссх - максимально допустима ємність вхідного кола. Її обчислюють по формулі :

де Кпд - коефіцієнт перекриття діапазону обчислений згідно формули (1.4).

Згідно (1.36) коефіцієнт перекриття:

1.11 Вибір активних елементів високочастотного тракту

При виборі транзисторів для високочастотного тракту слід керуватись наступними критеріями:

- перевищення граничної частоти підсилення або граничної частоти генерації в декілька разів;

- найбільший вхідний опір і найбільше відношення крутості характеристики S до прохідної ємності Ск.

- Найменший коефіцієнт шуму;

- Найменша вартість і вага.

По таблиці 12.1 [2] вибираю конкретний тип транзистора враховуючи вище виложені критерії, для якого коефіцієнт використання рівний:

де fроб - робоча частота транзистора;

fгр - гранична частота транзистора.

В підсилювачі радіочастоти та змішувачі буде використовуватись транзистор типу КТ368А, в підсилювачах проміжної частоти транзистор типу КТ315Б.

Параметри транзистора КТ368А:

- режим вимірювання h-параметрів:

напруга колектора Uк, В 1;

струм колектора Iк, мА 10;

- вхідний опір h11б, Ом 6;

- коефіцієнт передачі струму h21е, 50…300(150)

- гранична частота коефіцієнта передачі fгр, МГц 900;

- ємність колекторного переходу Ск, пФ 1.7;

- постійна часу кола зворотнього зв'язку фк, пс 15;

- коефіцієнт шуму Кш, Б 3.3;

- максимально допустима напруга колектор-емітер Uке, В 15.

Оскільки для розрахунку каскадів високочастотних трактів радіоприймача використовуються y-параметри, то є необхідність в розрахунку цих параметрів. Для робочих частот нище 500МГц орієнтовний розрахунок можна проводити за спрощеними формулами, в яких не враховуються індуктивності виводів транзисторів.

Для розрахунку y-параметрів необхідно обчислити наступні параметри, які відсутні в довіднику [5]:

де fy21e - частота, при якій модуль крутості прямої передачі в схемі із спільним емітером зменшується на 3 дБ порівняно з його значенням на низькій частоті;

rЧб - розподілений опір бази (опір між виводом бази і переходом база-емітер).

Обчислення високочастотних y-параметрів [5]:

Вхідна і вихідна активні складові провідностей:

де

Вхідна і вихідна ємності:



Крутизна прямої передачі:

Параметри транзистора КТ315Б:

- режим вимірювання h-параметрів:

напруга колектора Uк, В 10;

струм колектора Iк, мА 1;

- вхідний опір h11б, Ом 40;

- коефіцієнт передачі струму h21е, 50…350(150)

- гранична частота коефіцієнта передачі fгр, МГц 250;

- ємність колекторного переходу Ск, пФ 7;

- постійна часу кола зворотнього зв'язку фк, пс 500;

- коефіцієнт шуму Кш, Б 5;

- максимально допустима напруга колектор-емітер Uке, В 15.

Згідно формул (1.39) - (1.45) здійснюю розрахунок y-параметрів транзистора КТ315Б:



1.12 Вибір схеми та попередній розрахунок детектора

При амплітудній модуляції абсолютна більшість детекторів - діодні. Детектори АМ-сигналів на біполярних і польових транзисторах не знайшли практичного застосування із за значного переважання недоліків над перевагами.

Для зменшення шунтування вихідного контура тракту проміжної частоти, що підвищує підсилення і селективність його каскаду, бажано мати більший вхідний опір детектора. З цієї точки зору більш вигідна схема послідовного діодного детектора. В схемах радіомовних і зв'язкових радіоприймачів в основному застосовується лінійний режим детектування. При квадратичному детектуванні коефіцієнт нелінійних спотворень досягає (20…25)%, що не допускається діючим стандартом. Для отримання лінійного режиму детектування напруга сигналу на вході детектора повинна мати амплітуду не менше (0.2…0,5)В. Для покращення дії системи АРП бажано збільшити цю амплітуду до (1…2)В [7].

Отже враховуючи вище сказане в даному приймачі буде використано схему послідовного діодного амплітудного детектора.

При виборі типу діода необхідно враховувати:

- допустиме збільшення Uвх.дет., яке обмежується небезпечністю пробою діода зворотньою напругою, приблизно рівною подвоєній максимальній амплітуді сигналу, тобто щоб зворотня напруга Uзвор, діода була більша потроєної амплітуди максимального вхідного сигналу;

- максимальна робоча частота діода повинна бути в декілька разів більша частоти вхідного сигналу детектора;

- відношення зворотнього і прямого опорів Rзвор/Rпр повинно найбільшим;

- міжелектродна ємність найменша.

Взявши до уваги вище викладені умови вибору діода і враховуючи дані таблиці 12.1 [2] вибираю діод Д9В.

Параметри діода Д9В:

- постійний прямий струм, мА, при прямій напрузі 1В 90;

- максимально допустимий постійний, або середній прямий струм, мА 40;

- максимально допустима постійна зворотня напруга, В 10;

- максимальний зворотній струм, мкА (при зворотній напрузі, В) 250(10)

- максимальна робоча частота, МГц 40;

- загальна ємність діода, пФ 1…2.

Розрахунок вихідної напруги детектора [7]:

де m - коефіцієнт модуляції (m=0.3);

Uдет.вх - вхідна напруга детектора;

Кдет - коефіцієнт передачі детектора.

З таблиці 6.1 [7] для лінійного діодного детектора Uдет.вх=(0.2…0.5)В, Кдет=(0.3…0.6)В. Прийнявши Uдет.вх=0.5В, а Кдет=0.3 отримаємо:

1.13 Розрахунок кількості каскадів підсилення високочастотного тракту

При застосуванні магнітної антени в тому числі телескопічної в діапазонах ДХ, СХ, КХ, і УКХ чутливість найчастіше задається Величиною ЕРС ЕА модульованого сигналу, що наводиться в антені і подається на вхід приймача.

Необхідне підсилення високочастотної частини в цьому випадку [7]:

де Uвх.дет - амплітуда напруги на вході детектора,

ЕА - чутливість проектованого приймача.

hд - діюча висота магнітної антени.

Uвх.дет=0.5В (з пункту 1.12), ЕА=1мВ/м (з ТЗ). Отже:

Але розраховане необхідне підсилення слід збільшити з ціллю забезпечення запасу по підсиленню на розклад параметрів транзисторів, неточність спряження контурів і т.д. Переважно необхідне підсилення на ДХ, СХ, КХ із запасом береться [7]:



Визначення коефіцієнту передачі всіх каскадів, і відповідно кількості каскадів необхідних для забезпечення заданої чутливості здійснюється:

- виходячи з міркувань отримання максимально можливого підсилення каскаду;

- величина коефіцієнта підсилення не повинна перевищувати максимально стійкий коефіцієнт підсилення для кожного каскаду.

Максимальний стійкий коефіцієнт підсилення каскаду на біполярному транзисторі із СЕ (без нейтралізації) визначається за формулою [7]:

де S - крутизна транзистора на максимальній робочій частоті каскаду, мА/В;

f - максимальна робоча частота каскаду, МГц;

Ск - ємність колекторного переходу.

Для ПРЧ:

Для каскадів ППЧ:

Для перетворювача частоти коефіцієнт підсилення обчислюють так само як і для ПРЧ і ППЧ але з коефіцієнтом 0.25, тобто [5]:



Коефіцієнт передачі вхідного кола можна обчислити за формулою [2]:

µ - коефіцієнт [2] для одноконтуроного вхідного кола і ПРЧ з біполярного транзистора рівний 100;

Оскільки в супергетеродинних приймачах першого і вищого класу переважно застосовується 1 каскад ПРЧ з одним переретворювачем частоти, то розрахунок кількості каскадів високочастотного тракту зводиться до визначення кількості каскадів ППЧ, які обчислюють за формулою [7]:

де - затухання п'єзокерамічного фільтра ( з пункту (1.9) у0=9.5дБ=3(раз)

Приймаю 2 каскади ППЧ. Обчислюю загальний попередній коефіцієнт підсилення приймача до детектора [7]:

1.14 Вибір схеми перетворювача частоти

В радіомовних приймачах використовуються найчастіше транзисторні перетворювачі і значно рідше діодні. При чому перевага надається транзисторним перетворювачам з окремим гетеродином, так як ПЧ з суміщеним гетеродином використовується в приймачах з низькоякісними показниками і то лише на ДХ, СХ і досить рідко на КХ. В змішувачах частот на транзисторах біполярні транзистори включають по схемі із спільним емітером в діапазонах метрових і більш коротких хвиль. Сигнал і напругу гетеродина можна подавати на один і той самий електрод (базу) або на різні електроди (базу і емітер). При подачі на різні електроди послаблюється зв'язок між колами преселектора і гетеродина, що зменшує випромінювання гетеродина антеною приймача і підвищує стабільність частоти гетеродина. Напругу гетеродина найчастіше подають в коло емітера, оскільки в цьому випадку стійкість роботи змішувача вище (зменшується вплив зворотнього зв'язку по fпр). Для гетеродина може бути використана будь-яка схема автогенератора (генератора із самозбудженням).

Гетеродини будують на біполярних транзисторах, включених по схемі із СБ, СЕ, СК. Схеми гетеродинів відрізняються основним чином структурою кіл зворотнього зв'язку. Широке застосування отримали триточкові схеми. В діапазонах ДХ, СХ, і КХ можуть застосовуватись схеми із трансформаторним зв'язком.

Для усунення низькочастотної паразитної генерації в схему гетеродина вводять елементи, які компенсують ріст підсилення транзистора з пониженням частоти, наприклад включають конденсатор малої ємності паралельно резистору в колі емітера транзистора, включеного по схемі із спільним емітером. Високочастотну паразитну генерацію найчастіше усувають, включаючи резистор невеликого опору (10…100) в коло колектора або бази.

Враховуючи вище сказане при виборі схеми перетворювача частоти і гетеродина для проектованого приймача вибрано наступні схемні рішення:

- перетворювач із окремим гетеродином;

- транзисторний перетворювач;

- перетворювач на біполярному транзисторі по схемі із СЕ;

- на базу перетворювача подається сигнал, а на емітер напруга гетеродина;

- гетеродин включений по схемі із СЕ;

- трансформаторний зворотній зв'язок гетеродина.

1.15 Вибір, та попередній розрахунок схеми автоматичного регулювання підсилення

В транзисторних приймачах найчастіше використовується режимне АРП, в якому змінюється режим роботи по постійному струмі регульованих каскадів.

Виділяють такі практичні схеми режимного АРП:

- просте не затримане АРП;

- затримане АРП з кремнієвим діодом;

- затримане АРП на окремому детекторі;

- підсилене і затримане АРП.

Існує 2-а способи подачі управляючої напруги на активний елемент:

- в коло бази транзистора;

- в коло емітера транзистора.

Недоліком схеми з управлінням по колу емітера порівняно із схемами управління по колу бази є відносно велика потужність, яка споживається від джерела управляючої напруги АРП, що потребує використання схеми підсилення АРП.

Допустивши, що регульовані каскади ідентичні, необхідна кількість регульованих каскадів приймача для забезпечення заданої ефективності АРП:



де - Двх - заданий діапазон зміни вхідного сигналу (згідно ТЗ Двх=28 дБ);

Двих - заданий діапазон зміни вихідного сигналу (згідно ТЗ Двих=6 дБ);

n - зміна коефіцієнту підсилення каскадів в результаті дії АРП.

Експериментально встановлено, що при зміні емітерного струму в межах (0.2…4.5)мА за рахунок зміни регульованої напруги зміщення на базах транзисторів коефіцієнт підсилення каскадів змінюється в межах в n=(8…12)разів [5]. Приймаю n=10. Отже:

Округляю до більшої цілої величини, отримую - необхідно 2-а регулюючих каскади. Оскільки перетворювальні каскади для підвищення стабільності роботи приймача системою АРП, як правило не охоплюють, то в проектованому приймачі системою АРП будуть охоплені 2-а каскади ППЧ. Крім того, зважаючи на вище сказане, в проектованому приймачі буде використано підсилене затримане АРП з подачою управляючої напруги в коло бази.

Розділ 2. Повний електричний розрахунок каскадів радіоприймача

2.1 Розрахунок вхідного кола

Виходячи з результатів попереднього розділу схема вхідного кола з індуктивним зв'язком з антеною та ПРЧ буде мати вигляд зображений на рисунку 1. високочастотний преселектор радіоприймач детектор

Рисунок 2.1 Схема вхідної ланки

Методика розрахунку вхідної ланки наведена в [10].

Параметри штирової антени згідно літератури [10]:

- мінімальна ємність антени САmin=50 пФ;

- максимальна ємність антени САmax=150;

- опір антени RА=25 Ом

Індуктивність контура обчислюється за формулою:

де - L- індуктивність контура, в мкГн;

Кпд - коефіцієнт перекриття діапазону;

f0max - максимальна частота сигналу, в МГц;

Сmax, Cmin - максимальна і мінімальна частота вибраного блоку конденсатора, в пФ.

Індуктивність котушки зв'язку з антеною:

де - Кпод=1.2…2 - коефіцієнт подовження антени, із збільшенням якого падає коефіцієнт передачі вхідного кола, але збільшується його рівномірність подіапазону. Вибираю Кпод=1.6;

f0min - мінімальна частота сигналу, в МГц;

L - в мкГн;

САmin - мінімальна ємність антени в пФ

Обчислюю коефіцієнт зв'язку з антеною і коефіцієнт включення вхідного кола до входу ПРЧ для отримання потрібної Se дз (dекв) так, щоб на f0min і f0max були рівні сумі затухань внесених антеною і входом ПРЧ:

де - RА і Rвх відповідно опір антени і вхідний опір транзистора ПРЧ.



Обчислюю коефіцієнт зв'язку з антеною, який забезпечує допустиме розлаштування контура вхідного кола. При цьому приймаю, що антена і вхідна ємність ПРЧ вносять одинакову розстройку при чому сумарна розстройка не перевищує 0,5П. Приймаю також, що при регулюванні ми компенсуємо середню зміну L по діапазоні. Тоді не компенсованими залишаються випадкові відхилення СА при експлуатації. Для цього беремо:

де fAmax і fAmin - резонансні частоти антеного контура відповідно на мінімальній і максимальній частоті діапазону, які рівні:



Вибираю КзвА з умов:

де Кк - конструктивно можливий коефіцієнт зв'язку рівний 0.5…0.6 для котушок з універсальною намоткою і 0.4…0.5 для котушок з одношаровою намоткою.

Отже КзвА=0.089.

Вибираю індуктивність зв'язку так, щоб вона сумісно з ємністю Свх утворювала контур настроєний на частоту вище f0max+2fп при верхній настройці гетеродина:



Обчислюю коефіцієнт зв'язку між котушками L і Lзв необхідний для отримання mвх:

Знаходжу ємність підстроювального конденсатора:

Обчислюю коефіцієнт передачі вхідного кола для f0min і f0max даного діапазону:

де f0 - частота налаштування вхідного кола.

Для f0min=8.82(МГц):

Для f0max=12.24(МГц):

2.2 Розрахунок підсилювача радіочастоти

Оскільки в результаті попереднього розрахунку функціональної схеми приймача визначено, що для забезпечення заданої вибірності по дзеркальному і по побічних каналах в преселекторі необхідно два контури, які розміщується у ВК, то ПРЧ не буде резонансним, а його схема буде аперіодичною. Схема аперіодичного ПРЧ зображена на рисунку 2.2.

Рисунок 2.2 - Підсилювач радіочастоти

Дані для розрахунку ПРЧ:

Робоча частота: fcmax=12.24(МГц);

Параметри транзистора КТ368А (з пункту 1.11): Ic=10(мА); R11=870(Ом); R22=200(КОм); S=165(мА/В); Ск=1.7(пФ); Ек=9(В).

Максимальний стійкий коефіцієнт підсилення каскаду на біполярному транзисторі із СЕ (без нейтралізації) визначається за формулою [7]:



де S - крутизна транзистора на максимальній робочій частоті каскаду, мА/В;

f - максимальна робоча частота каскаду, МГц;

Ск - ємність колекторного переходу.

Для ПРЧ:

Обчислюю еквівалентний опір навантаження виходячи з умови:

де S - крутизна транзистора на максимальній робочій частоті, мА/В.

Величина резистора в колі колектора:

Приймаю найблище номінальне значення резистора 121(Ом)

Реальний еквівалентний опір:

Коефіцієнт підсилення підсилювального каскаду:

Для забезпечення режиму роботи класу А величину напруги на резисторі R2 (рисунок 2.2) вибирають порядка (0.7…1.5)В, задавшись величиною Ее=1.5В резистор термокомпенсації R4 розраховують по формулі:

де Ik - струм колектора в мА;

Ее - спад напруги на резисторі R2.

Приймаю R4=154(Ом)

Обчислюю опір резисторів дільника по формулах:



Приймаю R1=2.74(КОм) типу МЛТ-0.25.

Приймаю R2=562(Ом).

Щоб вберегти підсилювач від від'ємного зворотнього зв'язку на робочих частотах його блокують конденсатором Се, ємність якого обчислюють згідно формули:

де fmin - нижня робоча частота, МГц;

R4 - опір в колі емітера, КОм.

Се - в 103 пФ.

Приймаю більше номінальне значення Се=28.7(нФ).

Вхідний опір підсилювача:



Розділяюча ємність обчислюється виходячи з умови:

Приймаю 0.590(нФ).

2.3 Розрахунок перетворювача частоти

Рисунок 2.3 - Схема перетворювача частоти з окремим гетеродином

Вихідні дані для розрахунку ПЧ (з попереднього розрахунку):

Діапазон приймальних частот: fmin…fmax=(8.82…12.24)МГц;

Проміжна частота: fпр=465(КГц);

Конструктивна добротність контура гетеродина: Qк=130.

Параметри контура вхідного кола: Кпд=1.39; Сmin=7(пФ); Сmax=210(пФ); L=0.775(мкГн);

Потрібний коефіцієнт підсилення : Кп.пч=4.43(раз);

Параметри фільтра ФП1П-023: Rвх=2(КОм); Rвих=2(КОм); затухання увн=9.5(дБ)=3(раза);

Параметри широкосмугового контура: Qш=18;

Параметри транзистора КТ368А: при Iк=10(мА) і Uк=1(В) S=165(мА/В); R11=870(Ом); R22=200(КОм); С11=0.3(пФ); С22=4.2(пФ); Ск=1.7(пФ); h21e=150.

Розрахунок змішувальної частини:

Обчислюю параметри транзистора в режимі перетворення частоти:

Крутизна перетворення:

Вхідний і вихідний опір:

Вхідна і вихідна ємність:



В попередньому розділі була вибрана схема перетворювача частоти із спільним емітером і окремим гетеродином. Так як діапазон вузький (Кпд=1.39), то прийму схему гетеродина з ємнісним зв'язком (рисунок 2.3).

Узгодження транзистора змішувача з фільтром здійснюється через широкосмуговий контур. Обчислюю коефіцієнт шунтування контура вхідним опором фільтра і вихідним опором транзистора, допустимий із умови забезпечення необхідного коефіцієнта підсилення:

Обчислюю конструктивне і еквівалентне затухання широкосмугового контура:

Обчислюю характеристичний опір контура приймаючи коефіцієнт включення в коло колектора m1=1:



Обчислюю коефіцієнт включення зі сторони фільтра:

Еквівалентна ємність схеми:

Ємність контура:

Приймаю С2=1.47(нФ)

Обчислюю дійсну еквівалентну ємність схеми:

Індуктивність контура:



Дійсний характеристичний опір контура:

Резонансний коефіцієнт підсилення перетворювача:

Індуктивність котушки зв'язку з фільтром, прийнявши Кзв=0.4:

Оскільки в перетворювачі частоти використовується той самий транзистор, що і в ПРЧ, і режим роботи транзистора той самий, то розрахунки базового дільника і ланки температурної стабілізації є справедливі і для даного каскаду.

Розрахунок гетеродинної частини:

Частоту гетеродина приймаю нищою частоти сигналу. Так як діапазон вузький (Кпд=1.39), спряження контурів буду проводити тільки в одній точці, на середній частоті піддіапазону:

Еквівалентна ємність змінного конденсатора:

де СЧсх рівне:

де См і СL - відповідно ємність монтажу і ємність котушки контура, яка згідно [5] для короткохвильового діапазону рівна: См=10(пФ); СL=8(пФ).

Свн - ємність яка вноситься в контур транзистором і яка на робочій частоті рівна:

де m1 - коефіцієнт включення ВК в транзистор ПРЧ, який рівний згідно пункту (2.1) m=0.132.

Отже:



Еквівалентна ємність змінного конденсатора на fср:

Індуктивність контура гетеродина:

Величина опору, стабілізуюча емітерний струм, приймаючи Ume min=60(мВ) і Iе поч=1(мА):

Приймаю R7=1(КОм).

Повний опір контура гетеродина при резонансі на максимальній частоті:



Приймаючи коефіцієнт зворотнього зв'язку Кзв=0.4, знаходжу коефіцієнт зв'язку транзистора з коливальним контуром:

Обчислюю величини ємностей контура на максимальній частоті:

Допоміжні ємності:

Дійсні ємності контура:



Задавшись коефіцієнтом зв'язку між котушками L2 і L3, m3=0.1 і Ктк=0.3, одержу:

2.4 Розрахунок підсилювача проміжної частоти

Оскільки в результаті попереднього розрахунку функціональної схеми приймача визначено, що для забезпечення заданої вибірності по сусідньому каналі в трактах проміжної частоти необхідно один п'єзофільтр, який розміщується в навантаженні змішувача, то підсилювачі проміжної частоти не будуть резонансними, а їх схеми будуть аперіодичними. Схема аперіодичного ППЧ зображена на рисунку 2.2. Розрахунок такого ППЧ здійснюється по методиці [7] і є аналогічним розрахованому ПРЧ в пункті 2.2.

Дані для розрахунку ППЧ:

Параметри транзистора КТ315Б (з пункту 1.11): Ic=1(мА); R11=5990(Ом); R22=1205(КОм); S=24(мА/В); Ск=7(пФ); Ек=9(В).

Коефіцієнт нестабільності схеми: V=4.

Максимальний стійкий коефіцієнт підсилення каскаду на біполярному транзисторі із СЕ (без нейтралізації):



Обчислюю еквівалентний опір навантаження:

Величина резистора в колі колектора:

Приймаю найблище номінальне значення резистора 787(Ом)

Реальний еквівалентний опір:

Коефіцієнт підсилення підсилювального каскаду:

Для забезпечення режиму роботи класу А величину напруги на резисторі R2 (рисунок 2.2) вибирають порядка (0.7…1.5)В, задавшись величиною Ее=1.5В резистор термокомпенсації R4:



Приймаю R4=154(Ом).

Обчислюю опір резисторів дільника:

Приймаю R1=2.74(КОм).

Приймаю R2=562(Ом).

Щоб вберегти підсилювач від від'ємного зворотнього зв'язку на робочих частотах його блокують конденсатором Се, ємність якого:

Приймаю більше номінальне значення Се=291(нФ).

Вхідний опір підсилювача:

Розділяюча ємність:



Приймаю 7.87(нФ).

2.5 Розрахунок детектора

Принципова схема діодного амплітудного детектора представлено на рисунку 2.4. Для зниження спотворень і покращення фільтрації опір навантаження детектора розділено на дві частини (R1 і R2). Потенціометр R2 одночасно являється регулятором гучності.

Рисунок 2.4 Схема діодного детектора

Вибираємо діод для детектора Д9Б для якого визначаємо значення прямого і зворотного опору:

Розрахунок детектора проводимо для режиму сильних сигналів. Вибираємо опір навантаження детектора для постійного струму RПС=15 кОм. Дальше розраховуємо значення R1 і R2:

Розраховуємо опір навантаження детектора для змінного струму з частотою модуляції:

Визначаємо вхідний опір детектора:

Вибираємо ємність навантаження детектора із двох умов:

- допустимих лінійних спотворень на максимальній частоті модуляції:

- малих нелінійних спотворень, які зумовлені надлишковою постійною часу навантаження детектора:

Із двох значень вибираємо менше 760 пФ.

Визначаємо ємності конденсаторів С1 і С2:

Визначаємо ємність розділяючого конденсатора, виходячи із допустимих спотворень в області нижніх частот модуляції:



Визначаємо коефіцієнт фільтрації напруги проміжної частоти елементами схеми детектора:

- фільтром, який створений Rвх д, C1:

- фільтром, який створений R1, C2:

- спільний коефіцієнт фільтрації:

Розраховуємо кут відсічки струму діоду:



Розраховуємо коефіцієнт передачі детектора:

2.6 Розрахунок системи автоматичного регулювання підсилення

Враховуючи результати попереднього розрахунку отримуємо схему АРП зображену на рисунку 2.5

Рисунок 2.5 - Схема АРП

Вихідні дані для розрахунку:

- Зміна вхідної напруги: а=46 (дБ);

- Зміна вихідної напруги: р=10 (дБ);

- Максимальний коефіцієнт підсилення регулюючих каскадів: Кппч=17.1;

- Число регулюючих каскадів: NАРП=2;

- Параметри транзисторів регулюючих каскадів: Ic=1мА, Uc=10В;

- Коефіцієнт передачі детектора: Кд=0.97;

- Вхідна напруга детектора: Uвх дет.=0.5В.

Необхідні межі регулювання системи АРП:

Задаємось максимальною величиною струму колектора регулюючих каскадів:

І величиною:

Коефіцієнт підсилення регулюючих каскадів:

При q=1(0 дБ) Крег.max=34.2(дБ); при q=0.1(-20 дБ):

Межі регулювання становлять:

Оскільки >, то забезпечується достатній запас регулювання.

Приймаючи у всіх регулюючих каскадах R2=15(КОм) (рис.2.5), R1=2.772(КОм) (рис. 2.2), обчислюю коефіцієнт керування по формулі:

Оскільки >1, то необхідно використати підсилення АРП з підсиленням

Для забезпечення часу затримки вибираю конденсатор С1=100(мкФ) і резистор R1 опором:

де - час затримки в секундах, С - в мкФ;

Розділ 3. Мініатюризація схеми електричної принципової

3.1 Вибір інтегральних мікросхем

В сучасних радіомовних приймачах широко застосовуються інтегральні мікросхеми як універсального призначення, так і спеціалізовані для радіоприймальної апаратури. Мікросхеми можуть мати різну степінь інтеграції - містити лише один каскад (наприклад ПРЧ або ППЧ), або декілька каскадів. В останні роки надається перевага багатофункціональним мікросхемам, які включають ПРЧ, ПЧ з гетеродином, ППЧ, детектор, а деколи і каскади ПЗЧ.

Застосування гібридних мікросхем дозволяє скоротити до мінімуму кількість активних елементів, зменшити трудомісткість монтажних і настрою вальних робіт, габарити і матеріаломісткість виробу, забезпечує уніфікацію схематичних рішень і підвищену ремонтопридатність.

Застосування напівпровідникових мікросхем, крім того, дозволяє суттєво підвищити якість і надійність приймачів за рахунок використання спеціальних схем, які можуть бути реалізовані тільки на базі інтегральної технології - наприклад, схем з великою кількістю активних елементів, зворотніх зв'язків, диференційних і балансних схем, резервування.

Вибір типу інтегральної мікросхеми проводять по її функціональному призначенню, електричних параметрах (крутизни ВАХ, частотних характеристиках, вхідному і вихідному опорах, напрузі живлення) і експлуатаційних даних.

Враховуючи вище викладене замінюємо такі блоки в приймачі як гетеродин, детектор, попередній підсилювач низької частоти, АРП, підсилювач ПЧ, змішувач, підсилювач ВЧ мікросхемою К174ХА36А. Мікросхема призначена для роботи в приймальному тракті портативних і переносних АМ радіоприймачів супергетеродинів ДХ, СХ і КХ діапазонів з низькою напругою живлення і малим споживаним струмом. Разом з навісними елементами мікросхема виконує повну обробку радіосигналу з попереднім підсиленням напруги низької частоти. Зарубіжного аналога мікросхема не має.

Прилади оформлені в пластмасовому шістнадцатививідному корпусі 2103.16-9 (238.16-1) з жорсткими виводами, маса - не більше 1,3 г. Призначення виводів подано в таблиці 3.1. Струтурна схема показана на рисунку 3.1.

Таблиця 3.1 Призначення виводів К174ХА36А

№ виводу	Призначення виводу
1	Контур гетеродина
2	Спільний вивід
3	Вхід підсилювача радіочастоти 1
4	Вхід підсилювача радіочастоти 2
5	Індикатор настройки
6	Вхід попереднього підсилювача звукової частоти інвертуючий
7	Вхід попереднього підсилювача звукової частоти не інвертуючий
8	Вихід попереднього підсилювача звукової частоти
9	Спільний вивід попереднього підсилювача звукової частоти
10	Живлення +Ucc
11	Вихід детектора
12	Фільтруючий конденсатор автоматичного регулювання підсилення
13	Переддетекторний LC-контур
14	Вхід підсилювача проміжної частоти
15	Блокувальний конденсатор підсилювача проміжної частоти
16	Вихід змішувача

Враховуючи значення вихідної потужності і опору приймача в якості ПНЧ буде використовуватись ТDА7050. Мікросхема ТDА7050 -- це підсилювач низької частоти (ПНЧ), що працює на динамічну головку 0,25ГДШ-2 з опором 50 Ом, або головні телефони в монофонічному режимі опором не менше 32 Ом. Особливістю цього ПНЧ є низька напруга живлення (від 1,8 до 6,0 В) і відсутність необхідності підключення додаткових елементів, тільки регулятор гучності і головні телефони. Мікросхема може бути використана як в монофонічному, так і в стереофонічному варіантах включення.

Рисунок 3.1 Структурна схема К174ХА36А

Оскільки дана мікросхема на виході ПНЧ має малу вихідну потужність, то необхідно додатково встановити підсилювач НЧ щоб забезпечити вихідну потужнісь рівну 0,25 Вт.

Монофонічний варіант -- це мостове включення її каналів. Технічні умови не рекомендують підключати в монорежимі динаміки з опором нижче 32 Ом. Структурна схема ТDА7050 показана на рисунку 3.2.

Таблиця 3.2 Електричні параметри TDA7050T

1	Номінальна напруга живлення	1,6 - 6 В
2	Струм споживання при Uж = 6 В	3.2 мА
3	Коефіцієнт підсилення	40дБ
4	Рівень шуму на виході	100 мкВ
5	Коефіцієнт гармонік	0,2 %
6	Вхідний опір	1 МОм
7	Номінальна потужність при Rн= 32 Ом	150 мВт

Таблиця 3.3 Граничні експлуатаційні параметри TDA7050T

1	Напруга живлення	1,6…8 В
2	Максимальний вихідний струм	4 мА
3	Температура кристала	+125 °С
4	Температура навколишнього середовища	-20 ... +70 °С

З параметрів мікросхеми випливає, що по своїх електричних та гранично експлуатаційних параметрах дана мікросхема нам підходить для даного радіоприймача.

3.2 Опис схеми електричної принципової радіоприймача

Сигнал радіочастоти навидить ЕРС в антені WA1, яка за допомогою трансформаторного зв'язку зв'язана з вхідним колом L2C1C3. С1 - двохсекційний блок змінної ємності, який дозволяє здійснювати одночасну перестройку вхідного кола і контура гетеродина L4L5C1C11, що дозволяє здійснювати перелаштування приймача по діапазону.

...