Проектирование импульсных полупроводниковых преобразователей постоянного напряжения в постоянное напряжение

Размещено на http://www.allbest.ru

Размещено на http://www.allbest.ru

Введение

Вторичные источники питания (ВИП) - это устройства, предназначенные для преобразования входной электроэнергии переменного или постоянного напряжения при заданном качестве электроэнергии на выходе. Система вторичного электропитания - это совокупность функционально связанных источников, или одного ВИП, устройств управления, коммутации, распределения, защиты, контроля и сигнализации, обеспечивающая необходимое для цепей нагрузки питающее напряжение с требуемыми параметрами.

Импульсные источники питания имеют сравнительно малые потери мощности и более высокий КПД. Показатели по достижимому уровню стабилизации напряжения и тока обычно у линейных источников питания выше, чем у импульсных на порядок и более. Иногда для достижения требуемого уровня стабилизации напряжения в импульсных источниках питания приходится применять линейные выходные стабилизаторы, улучшающие стабильность выходного напряжения.

Пиковые значения выходных пульсаций импульсных источников питания находятся в диапазоне от 25 до 100 мВ, что значительно больше, чем у линейных источников питания. Необходимо заметить, что для импульсных источников питания значения пульсаций выходного напряжения нормируются от пика до пика, в то время как для линейных источников - в среднеквадратичных (действующих) значениях.

Импульсные источники питания также имеют большую длительность переходных процессов, чем линейные, но намного большее время удержания напряжения при отключении напряжения питающей сети, что является очень важным в случае применения их для питания компьютерных устройств.

Наконец, импульсные источники питания могут работать при более широком диапазоне изменения входного напряжения. Допустимый диапазон изменения входных напряжений линейных источников питания обычно не превышает ±10% от номинального значения, что оказывает прямое влияние на КПД. У импульсных источников питания влияние диапазона изменения входного напряжения на КПД очень незначительное или вообще отсутствует, и диапазон входных напряжений может быть ±20% и более.

В данной курсовой работе производится расчет однотактного преобразователя с трансформаторной связью нагрузки и питающей сети: ОПП - однотактного прямоходового преобразователя постоянного напряжения в постоянное напряжение с трансформаторной связью между нагрузкой и питающей сетью и передачей энергии на интервале импульса.

Обычно на выходе ОПП устанавливают L-C сглаживающий фильтр, поэтому в прямоходовом преобразователе энергия накапливается не в трансформаторе, а в индуктивности дросселя сглаживающего фильтра. Электрическая энергия от источника питания передается в нагрузку на интервале открытого состояния транзистора. При этом на вторичной обмотке трансформатора наводится напряжение, под воздействием которого через диод VD1 и дроссель течет ток нагрузки.

ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ.

Исходные данные:

· напряжение нагрузки, Uнг N =36 В;

· допустимое отклонение напряжения нагрузки, ± ДUнг=0,14 %;

· ток нагрузки, Йнг N=8 A;

· допустимый коэффициент пульсаций напряжения нагрузки, kп2=0,06.

Параметры питающей сети:

· напряжение, Uвх N=24 В;

· допустимое отклонение напряжения питающей сети, ± ДUвх=8/10 %.

Температура окружающей среды И=40 єC.

1. Схема ОПП и временные диаграммы

Популярная схема импульсного преобразователя постоянного напряжения, известная как схема прямоходового преобразователя, приведена на рис. 1. Хотя эта схема очень напоминает обратноходовую схему, имеются и некоторые существенные отличия. Прямоходовой преобразователь накапливает энергию не в трансформаторе, а в дросселе. Точки, обозначающие начало обмоток на трансформаторе, показывают, что, когда транзистор открыт, во вторичной обмотке появляется напряжение, и ток течет через диод VD1, обмотку дросселя и далее в нагрузку и конденсатор фильтра. У этой схемы сравнительно большая продолжительность включенного состояния транзистора относительно выключенного состояния, более высокое среднее напряжение во вторичной обмотке и более высокий выходной ток нагрузки.

Когда транзистор VT находится в режиме насыщения, энергия от источника питания поступает через трансформатор Т как в нагрузку, так и на заряд конденсатора С3. После закрытия транзистора ток в индуктивности дросселя не может измениться мгновенно и продолжает течь через диод VD. Таким образом, в отличие от обратноходовой схемы, ток от элемента, сохраняющего энергию, течет во время обеих половин цикла переключения. Поэтому ОПП имеет более низкое напряжение выходных пульсаций, чем ООП при тех же самых выходных параметрах. Кроме этого при использовании ОПП можно получить на выходе преобразователя мощность почти вдвое больше, чем при использовании ООП.



Рисунок 1 -- Схема ОПП (а) и временные диаграммы (б-д), поясняющие работу прямоходового преобразователя: i1, i2- ток первичной и вторичной обмоток трансформатора; iL - ток, протекающий через обмотку дросселя

Принципиальные отличия схемы ОПП.

Первое отличие от ООП заключается в том, что в ОПП выходное напряжение формируется с помощью выходного L-C фильтра, т.е. напряжение, поступающее с выходной обмотки трансформатора во время импульса (прямой ход), принципиально больше напряжения нагрузки. Выходная обмотка, соответственно, имеет количество витков, адекватное импульсному напряжению на обмотке. В результате количество витков выходной обмотки ОПП всегда принципиально больше количества витков выходной обмотки ООП. При одинаковых витках первичных обмоток ОПП и ООП коэффициент трансформации трансформатора ООП всегда меньше, чем у трансформатора ОПП, то есть вторичная обмотка ООП имеет меньше витков и в ООП имеется большая, чем в ОПП, разница между витками первичной и вторичной обмоток трансформатора. Это обусловливает значительно худшие условия магнитной связи обмоток в ООП и, как следствие, большую индуктивность рассеяния первичной обмотки трансформатора в ООП. Поэтому в ООП энергия выброса больше, чем в ОПП, а игольчатый выброс напряжения на стоке транзистора VT1 всегда выше и больше по длительности, чем в ОПП.

Второе отличие заключается в том, что затухающие колебания игольчатого выброса в ОПП происходят вокруг линии, соответствующей уровню входного напряжения. В тоже время в ООП затухающие колебания игольчатого выброса происходят вокруг линии, соответствующей сумме напряжения питания и приведенного к первичной обмотке выходного напряжения. В результате, при одинаковой конструкции трансформатора, в ООП исходный паразитный выброс напряжения на стоке силового транзистора значительно больше по уровню и энергетике, чем аналогичный выброс в ОПП.

2. Расчет силовых элементов схемы и их выбор

2.1 Расчет трансформатора

Определим требуемое произведение площадей сечения сердечника магнитопровода, Sc, и окно, Soк, исходя из условия ограничения индукции ДB насыщением сердечника магнитопровода, поэтому воспользуемся формулой:

где P вx N=P нгN /з - номинальная входная мощность, P нг N =U нг N• I нг N = 36•8=288 Bт - номинальная мощность нагрузки;

kоб=0,141;

ДB=0,1 Тл - размах колебания магнитной индукции сердечника трансформатора;

fp - частота переключения транзистора.

Примем fp = 50 кГц, а КПД преобразователя з = 0,9

Выбираем сердечник EC70, параметры которого: Sc= 2,79 см2 ,

Soк= 5,15 см2, Sc •Soк=14,36 см4.

Определим число витков первичной обмотки трансформатора W1.

Примем значение гmax=0,5, а ДB=0,1 Тл.

Число витков первичной обмотки

Минимальное значение напряжения на входе преобразователя

Падение напряжения на открытом транзисторе ДU кэ.нас примем равным 0,5 В.

Максимальная длительность импульса управления при г= гmax=0,5

t и max = гmax / fp= 0,5/50000=1•10-5 с.

Принимаем W1=5 виткам.

Определим коэффициент трансформации трансформатора, kтр, приняв при этом:

- падение напряжения на открытом транзисторе: ДUкэ.нас=0,5 В;

- падение напряжения на открытом диоде: ДUв.пр=0,75 В;

- падение напряжения на активном сопротивлении обмотки дросселя:

ДURL=0,02•Uнг N=0,02•36=0,72 В.

C учетом определенных выше параметров определим коэффициент трансформации ОПП:

Принимаем kтр=0,34.

Число витков вторичной обмотки

W2= W1 /kтр=5/0,34=14,71.

Принимаем число витков вторичной обмотки W2 =15.

Уточняем коэффициент трансформации:

kтр = W1 / W2=5/15=0,34.

В дальнейших расчетах используем это значение коэффициент трансформации, т.е. kтр=0,34.

Определим плотность тока в проводниках обмоток трансформатора, вызывающую перепад температур на 30С в зоне нагрева при естественном охлаждении по формуле:

Принимаем плотность тока в обмотках трансформатора j=2,216 А/мм2

2.2 Расчет параметров сглаживающего фильтра

При работе сглаживающего фильтра энергия для зарядки конденсатора фильтра передается от источника на интервале импульса, а на интервале паузы энергия, запасенная конденсатором, передается нагрузке.

Определим величину индуктивности дросселя фильтра L.

Величина этой индуктивности должна быть больше критической, L >Lкр, чтобы обеспечить непрерывный характер тока нагрузки. Величину Lкр определим из соотношения:

ДUL = Ud1- Uнг =2LIнгfp,

где ДUL - падение напряжения на дросселе сглаживающего фильтра на интервале импульса;

Ud1 - расчетное значение среднего напряжения на входе фильтра при г=1;

Uнг - среднее значение напряжения нагрузки, равное напряжению на конденсаторе сглаживающего фильтра С3;

L - индуктивность дросселя сглаживающего фильтра;

Iнг - среднее значение тока нагрузки;

fp - частота переключения транзистора.

Напряжения Ud1 и Uнг определим по соотношениям:

Ud1 = (1/kтр)(Uвх - ДUкэ.нас);

Uнг = Ud1г - ДUв.пр- ДURL .

Величина падения напряжения на обмотке дросселя ДUL

ДUL =[(1/kтр) (Uвх - ДUкэ.нас) - (1/kтр) (Uвх - ДUкэ.нас) г]+ ДUв.пр + ДURL;

ДUL =(1/kтр)(Uвх - ДUкэ.нас)(1- г) + ДUв.пр+ ДURL.

Критическое значение индуктивности сглаживающего фильтра:

Lкр = [(1/kтр) (Uвх - ДUкэ.нас) (1- г) + ДUв.пр + ДURL ] г /(2 Iнгfp),

где ДUв.пр - падение напряжения на открытом диоде ;

ДURL = IнгRL - падение напряжения на активном сопротивлении обмотки дросселя.

Определим величину Lкр, необходимую для проектируемого преобразователя.

Зададимся в первом приближении значениями:

ДUв.пр=0,75 В;

ДURL = IнгRL= 0,02Uнг N =0,02•36=0,72 В;

ДUкэ.нас=0,5 В,

г =гmax=0,5; kтр=0,34.

Lкр=[(1/0,34)(24-0,5)(1-0,5)+0,75+0,02•36]•0,5/(2•8•50000) =0,2252•10-6 Гн.

Для того чтобы ток, протекающий через обмотку дросселя, имел непрерывный характер, необходимо выбрать дроссель, индуктивность которого Lф > Lкр.

С учетом этого выбираем три стандартных дросселя серии SRP-1270-R68M. Индуктивность каждого из дросселей равна 0,68 мкГн, а обмотка выполнена на ток 35 А, ток насыщения 60 А, активное сопротивление обмотки RL=1,6•10-3 Ом. Размер дросселя 14•14 мм2, высота 7 мм. Дроссель предназначен для работы в цепях до 150 кГц. Таким образом, результирующая индуктивность составит 2,04 мкГн, а активное сопротивление обмотки RL = 1,6•10-3 •3 = 4,8•10-3 Ом.

Падение напряжение на обмотках дросселя, ДURL, при протекании по ним тока нагрузки Iнг=8 А:

ДURL = 8•4,8•10-3 = 38,4•10-3 =0,0384 Ом.

Сравним рассчитанное значение ДURL со значением, принятым в первом приближении ДURL =0,72 В. Значения, полученное после выбора дросселя меньше, что является положительным фактом, уточнения этого параметра не требуется. Определяем размах амплитуды пульсаций тока обмотки дросселя ДIL при Lф = 2,04 мкГн:

ДIL =[(1/kтр )(Uвх - ДUкэ.нас)( 1- гmax) + ДUв.пр+ ДURL ]гmax/(2Lфfp).

ДIL=[(1/0,34)(24-0,5)(1-0,5) + 0,75+0,0384] 0,5 /(2•2,04•10-6•50000)= 86,635 А.

Поскольку энергия в нагрузку в этой схеме передается на интервале импульса, т.е. открытого состояния транзистора, целесообразно применить L-C сглаживающий фильтр, индуктивность которого обеспечивает накопление энергии и уменьшает амплитуду пульсации тока цепи нагрузки.

Выше был выбран дроссель фильтра, индуктивность которого равна 2,04 мкГн. Определен также размах отклонения тока обмотки дросселя, ДIL=86,635 A. Действующее значение переменной составляющей тока, протекающего через обмотку дросселя и конденсатор:

Определим далее произведение индуктивности и емкости фильтра, LфCф по формуле:

LфCф=(1-г)/(8kп2f2)=(1-0,5)/(8•0,06•500002)= 4,167•10-10ГнФ.

Емкость фильтра CФ можно определить, разделив рассчитанное выше значение LфCф= 4,167•10-10ГнФ, а на Lф = 2,04•10-6 Гн:

CФ = 4,167•10-10/ (2,04•10-6) = 2,043•10-4 Ф=204,3 мкФ.

Выбранный конденсатор должен удовлетворять одному важному требованию: действующее значение тока, который он способен пропустить, должно быть не менее рассчитанной выше величины ДILд.з=. С учетом этого требования емкость выбранного конденсатора может быть больше рассчитанного значения.

По справочным данным выбираем конденсатор фирмы EPCOS для импульсных преобразователей постоянного тока серия B43580, параметры которого:

- номинальное значение емкости, CN=4700 мкФ;

- рабочее напряжение UcN=100 В;

- максимальное допустимое действующее значение переменной составляющей тока, Iпер.д.з=26 А;

- rC=35•10-3Ом.

Следовательно, падение напряжения на внутреннем сопротивлении конденсатора фильтра от амплитуды переменной составляющей тока составит:

ДUC = IАС m•rC =1,41•25,1•35•10-3=1,24 В.

Определим амплитуду пульсаций напряжения на выбранном конденсаторе при протекании по нему переменного тока пульсаций:

IАС m =1,41•25,1 A:

Определим коэффициент пульсаций напряжения нагрузки при выбранных параметрах фильтра:

kп2= Uп2/Uнг=/36=6,66•10-10<0,01,

что удовлетворяет требованию задания по ограничению пульсаций напряжения нагрузки.

Проверка параметров фильтров на резонанс.

Необходимо выполнение условия.

щc.к < 0,5щп

щп= 6,28•50000 = 314•103

0,5щп = 157•103 с-1.

(10 210)<(157 000).

Параметры фильтра удовлетворяют требованиям отсутствия резонанса и обеспечивают заданную техническим заданием допустимую величину коэффициента пульсации напряжения нагрузки.

2.3 Расчет сечения проводов трансформатора

Уточним амплитудное значение импульса тока, протекающего по вторичной обмотке:

I2m = Iнг.ср + ДIL / 2 = 8,0+86,635 / 2 = 51,31 А.

Определим действующие значение тока вторичной обмотки

трансформатора I2 при гmax = 0,5 и Iнг N =8 А.

Действующее значение тока вторичной обмотки с учетом пульсаций тока:

Действующее значение тока первичной обмотки с учетом пульсаций тока:

I1= I2/ kтр=/0,34=16,62 А.

Амплитудное значение импульса тока, протекающего по первичной обмотке:

I1m= I2m/ kтр=51,31 /0,34=150,91 А.

Среднее значение тока, протекающего по первичной обмотке трансформатора:

I1ср= I1m• г max=150, 91 •0,5=75,46 А.

Определим далее сечение проводов обмоток, выберем провода и определим коэффициент заполнения окна kзап. Обязательным условием возможности выполнения трансформатора является выполнение условия kзап<0,4.

Требуемое сечение провода вторичной обмотки

q2 = I2 / j = 5,652 /2,216 =2,55 мм2.

Требуемое сечение провода первичной обмотки

q1 = I1 / j =16,62 / 2,216 = 7,5 мм2,

где j=2,69 А/мм2 - плотность тока.

С целью устранить влияние поверхностного эффекта (или уменьшить его влияние) на увеличение активного сопротивления обмоток трансформатора выполняем их многожильным проводом марки ПЭЛР-1, предельная рабочая температура которого равна 105C.

Первичную обмотку выполняем из 78 проводов сечением 0,096221 мм2впараллель, тогда результирующее сечение этого многожильного провода q1 будет равно:

q1 = 78•0,096221 = 7,5052 мм2.

Вторичную обмотку выполняем из 27 проводов тем же сечением 0,096221 мм2, впараллель, тогда результирующее сечение этого многожильного провода q2 будет равно:

q2 = 27•0,096221=2,598 мм2.

Проверяем коэффициент заполнения окна:

kзап = (q1W1 + q2W2)/ Soк = (7,5052•5+ 2,598•15) / 515= 0,149.

Коэффициент заполнения окна менее 0,4, следовательно, трансформатор можно изготовить и уточнение расчета трансформатора не требуется.

Из табл.данных определим, что диаметр выбранного провода с изоляцией составляет 0,39 мм, а сечение провода с изоляцией составит 0,11939 мм2.

Таким образом, эквивалентное сечение многожильного витка первичной обмотки с учетом изоляции составит:

q 1экв.из=78•0,1139=8,8842 мм2,

а эквивалентное сечение многожильного витка вторичной обмотки с учетом изоляции составит:

q 2экв. из=27•0,1139=3,0753 мм2.

Эквивалентному сечению q 1экв. из соответствует эквивалентный диаметр провода одного эквивалентного витка с учетом изоляции:

Эквивалентному сечению q2экв. из соответствует эквивалентный диаметр провода одного эквивалентного витка с учетом изоляции:

При изготовлении трансформатора необходимо выполнить следующие требования электробезопасности, приведенные выше:

1. Межобмоточную изоляцию выполняем в виде 3 слоев лавсановой пленки толщиной 0,0254 мм. Со связующим веществом толщина диэлектрика составляет 0,16 мм.

2. Расстояние между выводами первичной и вторичной обмоток устанавливаем 0,7 см.

3. Между первичной и вторичной обмотками установлен электростатический экран (экран Фарадея) в виде слоя медной фольги толщиной 0,035 мм. Со связующим веществом толщина электростатического экрана составляет 0,076 мм.

2.4 Выбор транзистора

Транзистор выбираем по максимальному (амплитудному) значению тока стока (или коллектора) и максимальному напряжению сток-исток (или коллектор-эмиттер). Ранее без учета наличия всплеска импульса тока было определено максимальное значение тока первичной обмотки трансформатора I1m =150,91 А.

С учетом коэффициента запаса по току току kз.т=2 ток стока транзистора I стN должен быть не менее 302 А.

Воспользуемся рекомендациями по выбору транзистора по току с учетом всплеска импульса тока первичной обмотки:

Iст max=(1,2; …; 1,5)(1,2; …; 1,4)•1,2•РвыхK'/(зUвх maxгmin)=(7; …; 10)Pвых/Uвх max

Значение г = гmin определим для режима работы преобразователя при максимальной величине входного напряжения Uвх max.

Uвх = Uвх max = 24(1+0,1) = 26,4 В;

U нг N = (1/k тр) (U вх max - ДU кэ.нас)г min - ДU в.пр - ДU RL;

г min =(U нг N + ДU в.пр + ДU RL) •k тр/ ( U вх max - ДU кэ.нас) = (24 + 0,75 + 0,0384) 0,34 / (26,4 - 0,5);

гmin =0,325.

Определим номинальное значение тока стока транзистора с учетом наличия всплеска импульса тока, воспользовавшись для этих целей вышеприведенной формулой.

Примем з=0,9 и определим остальные параметры:

K'=Uвх max./ Uвх min=1,1/0,9=1,222;

гmin=0,325;

Рвых=36•8=288 Вт;

Uвх max=1,1•24=26,4 В;

I ст max =1,2•288•1,222/(0,9•26,4•0,325)=55 А.

Для выбора транзистора примем значение I ст max =302 А.

Номинальное напряжение транзистора сток-исток U с-и определим по формуле:

U с-и max = U вх max + U вх max ?г min/(1-гmin) = Uвх max /(1-гmin) =26,4/(1-0,325)=17,82 В.

С учетом рекомендаций, коэффициента запаса по напряжению, kз.н, принимаем равным 4, т.е. kз.н =4.

Таким образом, транзистор необходимо выбирать на напряжение не менее 72 В.

Окончательно принимаем решение по требуемым параметрам транзистора.

Номинальное значение тока стока должно быть не менее 302 А, а номинальное значение напряжения Uс-и N - не менее 72 В.

Учитывая, что рабочая частота fp принята равной 50 000 Гц, а также учитывая рекомендации, необходимо выбирать транзистор MOSFET. Таким требованиям удовлетворяет транзистор IRFP4368PbF, параметры которого:

Uc-и =75 B; Iст max = 350 А; R нас = 1,85•10-3 Ом.

Суммарное время включения и выключения транзистора (tвкл + tвыкл) < 0,25 мкс.

Тепловое сопротивление переход-исток транзистора, Rп-и=0,24 єС / Вт.

Таким образом, падение напряжения в открытом состоянии транзистора при токе I1m = I cт m = 150,91 А составит ДUс-и= 150,91•1,85•10-3 = 0,2792 В.

Это падение напряжения меньше принятого ранее при расчете падения ДUкэ.нас = ДUс-и= 0,5 В. Уточнение расчета не требуется.

2.5 Выбор диодов VD1 и VD2

Выбор диода VD1 проводим по среднему значению импульса тока вторичной обмотки трансформатора I2ср = I2mгmax=8•0,5=4 А с учетом коэффициента запаса по току kз.т=2, Iв.ср = kз.т•4=2•4=8 A и максимальному обратному напряжению.

Амплитудное значение обратного напряжения на диоде VD1 определяется напряжением, прикладываемым к нему на интервале паузы:

Uобр m = (Uнг N+ДUв.пр+ДURL)/гmin ;

U2m = (8+0,75+0,0384)/ 0,325 = 27,04 В.

С учетом коэффициента запаса по напряжению kз.н=2 необходимо выбирать диод VD1 на номинальное обратное напряжение не менее 55 В.

В качестве диода VD1 выбираем диод Шoттки 8TQ080/IR на ток Iв N =8 А; Uв.обр N =80 В; ДUв.пр =0,72 В.

Выбор диода VD2 проводим по среднему значению тока, протекающего по обмотке дросселя на интервале паузы tп=T-tи. При гmax=0,5 этот ток равен току, протекающему по обмотке дросселя на интервале импульса tи:

IVD2 ср=Iнг N(1-гmax)=8•0,5=4 А.

С учетом коэффициента запаса по току kз.т=2

Iв.ср = kз.т •4=2•4=8 A.

Максимальное обратное напряжение на диоде VD2 появляется на интервале импульса и равно амплитуде напряжения вторичной обмотки на интервале импульса:

UVD2 обр=U2m=Uвх max/ kтр=(26,4-0,5)/0,34=76,2 В.

С учетом коэффициента запаса по напряжению kз.н=1,5 необходимо выбирать диод VD2 на номинальное обратное напряжение не менее 112 В.

В качестве диода VD2 выбираем диод Шoттки 10CTQ150 на ток Iв N =10 А; Uв.обр N =150 В; ДUв.пр =0,73 В.

2.6 Расчет потерь мощности и коэффициента полезного действия ОПП

Определим электрические потери в обмотках трансформатора. Воспользовавшись справочными данными, приведем габаритные размеры выбранного сердечника магнитопровода (рис.2). Размеры указаны в сантиметрах.



Рисунок 2 -- Габаритные размеры сердечника трансформатора, см.

Определяем среднюю длину витков первичной и вторичной обмоток, имеющих форму цилиндра.

Размеры окна, в котором размещается обмотка: ширина Н=10,9 мм, высота Е=29,2 мм.

Витки обмотки укладываются слоями по высоте окна. Первичную обмотку укладываем внутрь, а вторичную - поверх первичной обмотки.

Диаметр среднего витка первичной обмотки D1 равен сумме внутреннего диаметра сердечника (А= 15,2 мм) и толщине изоляции обмотки от корпуса (примем равной 0,5 мм). Таким образом, D1=15,7 мм=1,57 см.

Первичная обмотка занимает один слой, так как нетрудно установить, что длина намотки витков первичной обмотки составит

L1 нам=W1d1 экв.из=5•3,363=16,815 мм,

а высота окна равна 29,2 мм.

Длина среднего витка первичной обмотки lср1 =рD1 = 49,3 мм=4,93 см.

Расчетная длина провода первичной обмотки:

L1=W1 •lср1 = 5•4,93 =24,65 см.

Активное сопротивление первичной обмотки:

R1 = с L1 / q1 = 0,0175•0,2465 / 7,5 = 0,575•10-3 Ом,

где с - удельное электрическое сопротивление меди, с=0,0175 Ом•мм2/м.

Определим число слоев вторичной обмотки.

Длина намотки витков вторичной обмотки:

L2 нам=W2•d2 экв.из=15•1,979=29,685 мм.

Разделим L2нам на высоту окна сердечника Е, получим требуемое число слоев: 29,685 /29,2=1,02.

Это означает, что для намотки вторичной обмотки требуется не менее 1,02 слоя.

Диаметр эквивалентного среднего витка вторичной обмотки, которая размещается поверх витков первичной обмотки и занимает (как будет показано ниже) два слоя, равен:

D2. экв = D1+2d1 экв.из + d2 экв.из .=15,7+2•3,363 +1,979=24,405 мм= 2,45 см.

Длина среднего витка вторичной обмотки:

lср2 =р D2 экв =7,7 см.

Длина провода вторичной обмотки:

L2 =W 2 lср2 = 15•7,7 = 115,5 см.

Активное сопротивление вторичной обмотки:

R2 =сL2 / q2 = 0,0175•1,1155 / 2,55= 7,66•10-3 Ом.

Оценим необходимость учета влияния поверхностного эффекта на увеличение активных сопротивлений обмоток, R1 и R2.

Диаметр выбранного единичного проводника (без изоляции) для первичной и вторичной обмоток один и тот же: d=0,35 мм.

Глубина проникновения тока под поверхность проводника:

DPEN=75=0,335

Параметр Q=0,8d/DPEN=0,8•0,35/0,335=0,836.

По графикам (см. рис.3) устанавливаем, что для первичной обмотки величина параметра FR = RAC/RDC=1. Это означает, что при выбранных параметрах первичной обмотки ее активное сопротивление для переменной составляющей тока, частота которой равна 50 000 Гц, равна активному сопротивлению для постоянного тока и эффект вытеснения тока в этой обмотке отсутствует.

Рисунок 3 -- Зависимость потерь в проводниках обмотки от глубины проникновения тока под поверхность проводника (величины фактора Q)

Для вторичной обмотки величина параметра FR = RAC/RDC?1,25. Это означает, что активное сопротивление вторичной обмотки для переменной составляющей тока, частота которой равна 50 000 Гц, в 1,25 раза больше, чем для постоянной составляющей.

Действующее значение переменной составляющей тока вторичной обмотки трансформатора (см. рис. 4).

Рисунок 4 -- Форма кривой тока обмотки трансформатора

При гmax=0,5, I2m= 51,31 А и ДI/2=43,3175 А,

Электрические потери в проводах первичной обмотки

ДPэл1 = I12R1 = 16,622•0,575•10-3= 0,159 Вт.

Электрические потери в проводниках вторичной обмотки имеют две составляющие:

- электрические потери от постоянной составляющей:

ДPґэл2 = I22ср R2 = (I2m•гmax)2 R2 = (5,652•0,5)2•0,575•10-3 = 0,005 Вт.

- электрические потери от переменной составляющей с учетом эффекта вытеснения тока:

ДPґґэл2 = I22ср R2 = 42•7,66•10-3 = 0,113 Вт.

Суммарные электрические потери в обмотках трансформаторе:

ДPэл = ДPэл1 +ДPґэл2+ ДPЅэл2 =0,159 +0,005 +0,113 =0,277 Вт.

Потери в магнитопроводе трансформатора:

ДРм= Руд.мVс.

Для выбранного сердечника Vс=20,5 см3. Величину удельных потерь материала магнитопровода определим по формуле:

Руд.м = ДВ 2,4 (КНfp + КЕfp2).

Для большинства ферритов коэффициент гистерезиса КН = 4•10-5 , а коэффициент вихревых токов КE = 4•10-10. Р уд.м = 0,1 2,4 (4 •10-5 •50 000+ 4•10-10 •50 0002)=0,012 Вт / см3. Потери в магнитопроводе выбранного сердечника: ДРм = 0,012•20,5 = 0,306 Вт.

Таким образом, суммарные потери в трансформаторе:

ДРп.тр = ДРэл + ДРм =0,277 + 0,306 =0,583 Вт.

Потери в транзисторе:

ДРVT= ДР VT ст + ДР VT дин,

где ДРVT ст = I1cр2Rотк - статические потери в транзисторе, здесь Rотк- это сопротивление прямого канала транзистора в открытом состоянии, для выбранного транзистора Rотк = 8,5•10-3 Ом;

I1cр = 75,46 А:

ДРVT ст = 75,46 •8,5•10-3 = 0,64 Вт.

Динамические потери в транзисторе:

ДРVT дин= Рвхfp (tвкл. + tвыкл.)/ 2 = Uвх I1ср fp (tвкл. + tвыкл.) / 2,

ДРVT дин= 24•75,46 •50000•0,25•10-6/2 = 11,469 Вт.

Суммарные потери в транзисторе

ДРVT = 0,64 + 11,469 = 12,109 Вт.

Потери в диоде VD1

ДРVD1 =ДUв.пр I VD1cр = 0,72•4 = 2,88 Вт.

Потери в диоде VD2

ДРVD2= ДUв.пр.I VD 2cр=0,72•4=2,88 Вт.

Электрические потери в обмотке дросселя

ДРэл.др =Iнг2Rдр = 82•0,051 = 3,264 Вт.

Итак, суммарные потери в преобразователе

УРп = ДРп.тр + ДРэл.др + ДРVT +ДРVD1+ДРVD2 =0,583 + 3,264 +12,109 + 2,88 +2,88 = 21,716 Вт.

Коэффициент полезного действия преобразователя

з = Рнг /(Рнг + УДРп) = 36•8/(36•8 + 21,716) = 0,93.

Рассчитанный с учетом параметров выбранных элементов КПД несколько больше принятого в первом приближении значения, равного 0,9. Следовательно, проводить уточняющий расчет не требуется.

2.7 Расчет площади радиатора транзистора

Sp > 1000 / (Rр.с ут),

где Sp - площадь радиатора;

ут - коэффициент теплоотдачи от радиатора в окружающую среду;

Rр.с - тепловое сопротивление радиатор - окружающая среда.

Rр.с << Rт - Rп.к - Rк.р,

здесь Rт - суммарное тепловое сопротивление;

Rп.к - тепловое сопротивление р-n переход - корпус транзистора, для выбранного транзистора Rп.к=0,24 єС / Вт;

Rк.р - тепловое сопротивление корпус - радиатор, для выбранного транзистора Rк.р =0,33 єС / Вт.

Rт <(Ип.доп - Иср)/PVT,

здесь Ип.доп - допустимая температура перехода транзистора;

Иср - температура окружающей среды (указана в задании на проектирование),

Rт <(125 - 40) /12,109 = 7,2 єС / Вт;

Rр.с <<7,2 - 0,24- 0,33 = 6,63 єС / Вт;

Sp > 1000 /(7,2•1,5) = 92,6 см2.

В качестве радиатора берем три алюминиевые пластины общей площадью 120 см2 и скрепляем их вместе так, как это показано на рис. 5.

Рисунок 5 -- Радиатор в сборке

2.8 Статический расчет замкнутой по напряжению системы

Структурная схема замкнутой по напряжению системы приведена на рис. 6.

Рисунок 6 -- Структурная схема замкнутой по напряжению системы

Схема управления ОПП, подобно схеме рис. 7, а, содержит компаратор, на вход которого поступают два сигнала: напряжение управления Uу и опорное напряжение uоп, (см. рис. 7, б). Опорное напряжение имеет пилообразную форму, период этого напряжения T=1/fp. Как видно из рис. 7, б, длительность импульса управления, подаваемого на затвор транзистора силовой схемы преобразователя, tи, определяется моментом равенства напряжений управления и опорного напряжения. Коэффициент скважности импульсов управления г = tи /T. При Uу = Uоп max коэффициент скважности г = 1.

Рисунок 7 -- Формирователь импульсов управления (Uи.у): а - схема компаратора; б, в - временные диаграммы, поясняющие его работу

Основные расчетные соотношения, необходимые для расчета замкнутой по напряжению системы:

- напряжение обратной связи Uосн = kд.нUнг ,

где kд.н- коэффициент передачи датчика напряжения;

-напряжение рассогласования, подаваемого на вход предварительного усилителя: Uд = Uз - Uосн , где Uз - напряжение задания;

- напряжение управления, подаваемое на вход системы управления преобразователя: Uу = kп.уUд;

- ЭДС на выходе преобразователя: Епр = kпр Uу;

- напряжение нагрузки:

Uнг = Епр - Iнг Rсх - ДUв.пр.

Выше было определено падение напряжения на открытом диоде:

ДUв.пр = 0,75 В.

Эквивалентное сопротивление схемы:

Rсх = RL+ Rт2+ R'т1,

где R'т1 = R1/kтр2 = 0,575•10-3/(0,34)2 = 4,98•10-3 Ом - приведенное к вторичной обмотке активное сопротивление первичной обмотки;

Rт2 - активное сопротивление вторичной обмотки.

Rсх = 0,0048+7,66•10-3+4,98•10-3 = 0,0175 Ом.

Определим величину ЭДС преобразователя:

Епр.N = Uнг N+Йнг N Rсх+ ДUв.пр= 36+8 •0,0175 +0,72 = 36,86 В.

Относительное значение сигнала управления:

Ыу = Uу / Uoп m = г.

Примем Uoп m = 5В.

Определим Uу mах , при котором г = гmax = 0,5:

Uу mах = Uoп max гmax = 5•0,5= 2,5 В.

Коэффициент усиления преобразователя:

kпр = Епр / Uу mах = 36,86 / 2,5 = 14,744.

Из приведенных выше основных соотношений определим:

Uнг N = kпр kп.у(Uз- kд.нUнг N) - Iнг NRсх- ДUв.пр;

Uнг N (1+ kпр kп.у kд.н) = kпр kп.уUз- Iнг N Rсх- ДUв.пр;

Uнг N = kпрkп.у Uз /(1+ kпрkп.у kд.н)- (Iнг N Rсх+ ДUв.пр) /(1+ kпрkп.у kд.н);

Iнг NRсх+ ДUв.пр = ДUнг.раз=8•0,0175 +0,72=0,86 В,

где ДUнг.раз - падение напряжения в разомкнутой системе преобразователя, ДUнг.раз = 1,32 В;

ДUнг.раз = ДUнг.раз /(1+ kпрkп.у kд.н) - падение напряжения в замкнутой системе преобразователя.

Обозначим произведение коэффициентов kпрkп.у kд.н = К,К- общий коэффициент усиления системы.

ДUнг.раз / ДUнг.з = К-1.

ДUнг.з - задано заданием на проектирование:

ДUнг.з = (ДUнг % / 100)Uнг N = 0,0014•36=0,0504 В.

Определим общий коэффициент усиления системы К

К =(ДUнг.раз / ДUнг.з) -1= (0,86 / 0,0504) - 1 = 17- 1 = 16.

Далее следует определить коэффициенты kп.у и kд.н.

Определим сначала произведение этих коэффициентов

Kд.нkп.у = К / kпр = 16 / 14,744 = 1,085.

Далее определим значение коэффициента kпу:

kп.уUд = Uу mах = 2,5 В,

kп.у (Uз - Uосн) = kп.у (Uз- kд.н Uнг N ) = 2,5.

Примем напряжение задания Uз= 5 В.

kп.уUз - kп.у kд.н Uнг N = 2,5;

kп.у•5 - 1,085•36 = 2,5;

kп.у = (2,5 +39,06)/5 = 8,312.

Коэффициент передачи датчика напряжения

kд.н = 1,085/8,312=0, 131.

Проведем проверку расчета коэффициентов

Uнг N = [Uз kпр kп.у /(1+К)]- ДUнг раз /(1+К) = [5 •14,744 •8,312/ 17] -- 0,86 / 17,

Uнг N =36,045- 0,045 = 36 В.

Расчет коэффициентов kпр, kп.у , kд.н произведен правильно.

2.9 Расчет входного фильтра

преобразователь амплитудный индуктивность

При работе многих импульсных преобразователей постоянного напряжения входной ток носит импульсный характер, т. е. включает в себя постоянную составляющую и высшие гармонические тока. Высшие гармоники, протекая по проводам источника питания, создают помехи для работы устройств, подключенных к этому источнику. Для улучшения электромагнитной совместимости проектируемого преобразователя необходимо на вход преобразователя установить входной фильтр. Входной фильтр предназначен для подавления высших гармонических входного тока преобразователя.

Пример входного L1-C1 - фильтра приведен на рис. 8.

Рисунок 8 -- Схема подключения входного фильтра к преобразователю

Примем уровень подавления первой гармонической входного тока до величины I1,1L= 0,01I1,1m.

Проведем расчет для коэффициента скважности, при котором первая гармоническая входного тока наибольшая, т.е. при г=0,6. Отметим, что это значение г равно максимальному значению коэффициента скважности проектируемого преобразователя.

В проектируемом ОПП максимальная амплитуда импульса входного тока I1m=150,91 А, среднее значение этого тока при гmax=0,6.

I1,0 =150,91•0,6=90,546 А,

а действующее значение этого тока, равного току первичной обмотки трансформатора при гmax=0,6:

I1=I1mv гmax=150,91v0,6=116,894 А

При гmax=0,6 амплитуда первой гармонической входного тока определяется по формуле

I1,1m=(2I1m/р)sin(рг)= (2•150,91/ р)sin(р•0,6) = 91,37А

Ранее было принято условие подавление первой гармонической до уровня 0,01I1,1m=0,01•97,37=0,9137 А.

Определим амплитуду тока конденсатора входного фильтра

I1,1C = I1,1m+ I1,1L=91,37+0,9137 = 92,29 А.

Отметим, что рабочее напряжение конденсатора должно быть не менее 2Uвх.max=2•26,4 = 52,8 В.

Выберем конденсатор фирмы EPOS. Конденсатор типа В43580 емкостью 10 000 мкФ каждый на рабочее напряжение 63 В допускают пропуск переменного тока 28 А при частоте 100 000 Гц. Внутреннее активное сопротивление rC=30•10-3 Ом.

При параллельном включении четырех конденсаторов результирующая емкость Ср = 4•10 000 = 40 000 мкФ, допустимое (амплитудное) значение переменного тока составит 4 • 28 = 112 А, а результирующее внутренне сопротивление rC р =30•10-3 / 4 = 7,5 • 10-3 Ом.

Емкостное сопротивление этого конденсатора входного фильтра на частоте fр=50 000 Гц

xC=1/(2рfрCф)=1/(2•3,14•50000•4•10 000•10-6)=0,796 • 10-4 Ом.

Сравнивая между собой хC и rC, можно видеть, что определяющим в величине полного сопротивления этого конденсатора является внутреннее активное сопротивление конденсатора, rС.

Падение напряжения на конденсаторе и дросселе входного фильтра, U1,1С, от переменной составляющей входного тока, I1,1C, равно произведению тока I1,1C и полное сопротивления конденсатора, т.е.

U1,1С =I1,1C v(xc2+rc2)= 92,29 • 2,5• 10-3 = 0,203 В.

Далее выполним расчет индуктивности дросселя входного фильтра

L1= хL1/( 2рfр),

где хL1= U1,1с/ I1L=0,203 /0,9137 =0,223 Ом.

Тогда

L1 = 0,223 /(6,28•50000)= 7•10-6 Гн

По справочным данным выбираем четыре дросселя типа SRP1270-1R1M54036S, обмотка которого выполнена на действующее значение тока Iоб.д.з = 27 А и обладает индуктивностью L = 1,5 мкГн. Активное сопротивление обмотки Rоб = 2,6•10-3 Ом. Рабочая частота дросселя до 100 кГц.

Соединяем обмотки дросселей параллельно. В результате получим:

- индуктивность дросселя Lр= 1,5 • 10 -6 / 4 = 0,375 • 10-6 Гн;

- сопротивление обмотки Rоб.р = 2,6 • 10-3 / 4 = 0,65• 10-3 Ом;

- допустимое действующее значение тока обмотки Iоб.д.з.р=108 А.

Напомним, что ранее было рассчитано действующее значение входного тока преобразователя, равное 92,29 А.

Поскольку индуктивность обмотки выбранного дросселя Lр больше требуемой величины индуктивности L1, а ток обмотки дросселя больше значения тока, протекающего по этой обмотке (108 А > 92,29 А) - дроссель выбран правильно и обеспечит требуемый уровень подавления переменной составляющей входного тока.

Проведем проверку входного фильтра на резонанс.

Определим частоту собственных колебаний входного фильтра L1-C1:

Частота импульсов входного тока:

щп=6,28•50 000=314 000 c-1.

щс.к<0,5щп

25 820 < 157 000

Таким образом:

- фильтр удовлетворяет требованию на отсутствие резонанса;

- параметры входного фильтра удовлетворяют требованию задания на подавление гармонических составляющих входного тока в полном объеме.

3. Схема управления

В качестве схемы управления используем универсальную микросхему К1114ЕУ3. Микросхема представляет собой схему управления импульсными источниками питания на коммутируемые мощности 8...10 Вт. ИС выполняет следующие функции: формирование опорного напряжения, усиление сигнала рассогласования, формирование пилообразного напряжения, широтно-импульсную модуляцию, формирование двухтактного и однотактного выхода, защиту от сквозных токов, усиление сигнала датчика тока или напряжения, обеспечение "мягкого" запуска. Корпус типа 4112.16-15.01, масса не более 1,4 г. Внешний вид представлен на рис. 9.

Рисунок 9 -- Внешний вид микросхемы К1114ЕУ3

Функциональная схема представлена на рис. 10.

Рисунок 10 -- Функциональная схема микросхемы К1114ЕУ3

Назначение выводов. 1 - опорное напряжение;2,5 - инвертирующие входы; 3,4 - неинвертирующие входы; 6 - частотная коррекция;7 - регулировка паузы;8 - вывод задания частоты (C);9 - вывод задания частоты (R);10 - коллектор VT1;11 - эмиттер VT1;12 - эмиттер VT2;13 - коллектор VT2; 14 - напряжение питания; 15 - общий; 16 - блокировка фазорасщепителя;

Для проектируемого преобразователя допускаем следующие изменения. Не используем фазорасщепитель и транзистор VT1.

Электрические параметры микросхемы:

- напряжение питания: 9...36 В;

- опорное напряжение при UП=9 В, Uком.вх.=10 В, Iвых=0: 4,7...5,3 В;

-остаточное напряжение при Uп=9 В, Uком.вх.=10 В, Iвых=0, fком=10 кГц: не более 1,5 В;

- ток закрытой микросхемы при Uп=9 В, Uком.вх.=40 В, Iвых=0: не более 50 мкА;

- ток потребления при Uп=36 В, Uком.вх.=10 В, Iвых=0: не более 15 мА;

- температурный коэффициент опорного напряжения: не более 0,01 %C;

- нестабильность по напряжению ИОП при Uп=36 В, Uком.вх.=10 В, Iвых=0: не более 0,05 %;

- Длительность фронта (среза) импульса выходного тока: не более 200 нс.

Предельно допустимые режимы эксплуатации:

- напряжение питания в предельном режиме: 9...36 В;

- входное коммутируемое напряжение в предельном режиме: 2...40 В;

- входной то в предельном режиме: не более 200 мА;

- рассеиваемая мощность: не более 0,8 Вт;

- частота коммутации в предельном режиме: 4...400 кГц;

- температура окружающей среды: -10...+100 ° C.

Расчет и выбор элементов:

Схема включения представлена на рис.11.

тип резисторов: C1-4;

тип конденсаторов: К50-24;

тип диодов: 2Д201А.

Рисунок 11 -- Схема включения микросхемы К1114ЕУ3

Частота генератора пилообразного генератора напряжения:

где резистор задания частоты

конденсатор задания частоты

-

-

-

-

-

-

-

-

- .

Допускается подключение нагрузки в цепь коллектора или эмиттера выходных транзисторов. При включении нагрузки в цепь эмиттера выходных транзисторов остаточное напряжение не превышает 3 В при Iвых=200 мА. Допускается параллельная работа выходных транзисторов на общую нагрузку. Для осуществления синхронной работы выходных транзисторов и увеличения выходного тока до 0,4 А необходимо соединить вывод 16 с общей шиной. Допускается использовать источник опорного напряжения в качестве маломощного стабилизатора фиксированного напряжения с выходным током до 5 мА.

Допускается изменение коэффициентов усиления и частотной коррекции с помощью резисторов и конденсаторов, включаемых между выходом усилителей (вывод 6) и их входами (выводы 4,5 и 2,3). При этом выходной ток усилителей не должен превышать 1 мА, а входной 0,3 мА. Напряжение на выводах 4,5,2,3 и 7 должно находиться в пределах 0...5 В. Суммарная емкость радиокомпонентов и монтажа, подключенных к выходным транзисторам, не должна превышать 510 пФ.

Допускается монтаж ИС в аппаратуру 2 раза, демонтаж 1 раз. Допустимое значение статического потенциала 500 В.

4. Защита преобразователя от сверхтоков и перенапряжений

Ввиду чувствительности полупроводниковых приборов к перегрузкам, коротким замыканиям и перенапряжениям для обеспечения надежной работы преобразователей к системам защиты предъявляются следующие основные требования:

- максимальное быстродействие в целях ограничения аварийных токов по длительности и амплитуде значениями, определяемыми перегрузочной способностью полупроводниковых приборов;

- ограничение всех видов внешних и внутренних перенапряжений допустимыми значениями;

- безотказность в работе при всех видах повреждений;

- отключение поврежденного участка без дополнительной нагрузки на оставшиеся в работе полупроводниковые приборы и недопустимого перенапряжения на них;

- возможность применения автоматического повторного включения.

4.1 Защита преобразователя от сверхтока

Принципиальная электрическая схема защиты преобразователя от сверхтоков с помощью короткозамыкателя показана на рис. 12.

Рисунок 12 -- Схема электронной защиты

Выполним расчет защиты с помощью короткозамыкателя.

Среднее значение входного тока преобразователя Iвх.ср= 75,46 А.

Амплитудное значение входного тока преобразователя Iвх m=150,91 А.

Допустимое значение тока стока транзистора Icт m= 302 А.

Входное напряжение преобразователя 24 В ± 10?.

Зададимся амплитудным значением тока срабатывания защиты Im ср.

Im ср=1,2Iвх m=1,2•150,91 = 181,1 А

Расчетное сопротивление шунта

Rш=R13=?Uв.пр/ Iвх.ср

Выбираем диод VD4: тип диода - SF54.

Параметры диода:

Iв.ср N = 5 А;

?Uв.пр = 0,95 В;

Uв.обр.max = 200 В.

Сопротивления шунта:

Rш =R13=0,95/75,46 =0,0126 Ом.

Шунт изготавливаем из высокоомного манганинового провода.

Примем плотность тока провода шунта равной 6 А/мм2.

Необходимое сечение провода определим, разделив значение тока, протекающего через шунт на плотность тока:

q= Iвх.ср /j=75,46 /6=12,58 мм2.

По справочным данным выбираем провод диаметром d =2,2 мм.

Сечение провода q = рd2/4 = 3,8 мм2. Сопротивление 1метра длины этого провода равно 0,14 Ом.

Нетрудно рассчитать, что для того, чтобы шунт обладал бы сопротивлением равным 0,0126 Ом необходимо 0,0126/0,14=0,09 м длины этого провода. Скрутим этот провод в виде спирали диаметром 1 см. Шунт будет содержать 3 витка.

Выбираем транзистор VT2.

Тип транзистора - КТ704, параметры которого:

Iк N=2,5 А;

Iк.и=4,0 А;

Uкэ N=600 В;

h21Э=10- 100.

Сопротивление резистора R14, шунтирующего цепь управляющий переход - катод тиристора VS1, выбираем равным 20 Ом.

Выбираем тиристор VS1.

Тип тиристора - ТЧ100-3,паспортные данные которого:

· среднее значение тока в открытом состоянии 100 А;

· ударный ток в открытом состоянии Iуд=3100 А;

· допустимое повторяющееся импульсное напряжение в закрытом состоянии 300 В;

· время включения - не более 5мкс.

В цепь постоянного тока установим предохранитель типа UAF на рабочий ток IN=25 А .

Время срабатывания tср при токе, равном 10IN=10•25А, составляет от 0,1с.

Интеграл плавления предохранителя Wп =3502•tср=12250А2с.

Определим допустимый интеграл перегрузки тиристора ТЧ100-3:

Wт=I2удtп=31002•0,01=96100А2c.

Допустимое время перегрузки тиристора ударным током принято равным 0,01 с.

Поскольку Wп< Wт, (12 250<96 100), то при прохождении сверхтока по цепи постоянного тока раньше сработает предохранитель, а тиристор защиты останется в работоспособном состоянии.

4.2 Защита цепей преобразователя от электромагнитных импульсов (перенапряжений)

Защитные диоды имеют весьма высокое быстродействие (до 1 пс) и пропускают большие токи в импульсе, при этом мощность, рассеиваемая диодом в импульсе, может достигать 1,5 кВт и более. Однако защитные диоды обладают малой теплоемкостью и относительно низкой предельной температурой кристалла, что обуславливает сравнительно небольшую энергию, которую он может поглотить без разрушения.

В качестве защитного диода выберем диод с двухсторонней проводимостью SM6T 68CA, обладающий следующими характеристиками:

· напряжение закрывающее (обратное), Urm =58.1 В

· максимальный ток утечки, Irm=5 мкА

· напряжение открывающее, Uвr=68 В

· максимальное напряжение, Uи m=92 В

· максимальный, импульсный ток, Iи m=6.5 А

Выбор данного диода в полной мере обеспечит защиту от перенапряжения.

5. Проверка системы на устойчивость к возмущающим воздействиям

Определим постоянные времени входного и сглаживающего фильтров.

Сглаживающий фильтр выполнен по схеме С-фильтра, постоянная времени которого:

TC2=С2Rнг=4700•10-6•4,5=2,2•10-4 с.

Сопротивление нагрузки:

Rнг =Uнг N/Iнг N = 36 / 8 = 4,5 Ом.

Определим постоянные времени входного фильтра:

TL1=L1/Rвх=0,375 • 10-6/0,32=1,17 •10-6 c,

TC1=С1 Rвх=40 • 10-6 • 0,32=12,8 • 10-6 с.

Rвх=Uвх/Iвх=24/75,46=0,32 Ом - входное сопротивление преобразователя.

Для оценки динамических характеристик спроектированного преобразователя воспользуемся пакетом Simulink.

Кроме постоянных времени сглаживающего и входного фильтров, необходимо использовать и коэффициенты, рассчитанные ранее при выполнении статического расчета:

kп.у=8,312; kпр=14,744; kд.н=0,131.

Передаточные функции фильтров:

- cглаживающего фильтра:

W(p)2=1/(TС2•p+1)=1/(2,2•10-4 • p+1);

- входного фильтра:

W(p)1=1/(TL1TC1p2+ TL1p+1)=1/(14,976•10-6•p2+1,17 •10-6 •p+1).

Поведение системы при двух возмущениях:

1) при возмущении по управляющему воздействию (рис.13);

Рисунок 13 -- Модель системы для исследования реакции на возмущение по управлению

2) при возмущении по цепи нагрузки типа «скачок тока нагрузки» (рис. 14).

Рисунок 14 -- Модель системы для исследования реакции на скачок нагрузки

Результаты исследования поведения системы при двух возмущениях приведены на рисунках 15 и 16.



Рисунок 15 -- Реакция системы на возмущение по управлению

Рисунок 16 -- Реакция системы на скачок нагрузки

Заключение

преобразователь амплитудный индуктивность

В данном курсовом проекте был произведен полный расчет ОПП - однотактного прямоходового преобразователя постоянного напряжения в постоянное напряжение (рассчитаны входной и сглаживающий фильтры, трансформатор, защита по току и напряжению). Так же была произведена оценка статических и динамических свойств преобразователя. Было показано, что спроектированный ОПП соответствует предъявляемым в техническом задании требованиям, а так же устойчив к возмущающим воздействиям.

Литература

1. А.А. Мартынов. Проектирование импульсных полупроводниковых преобразователей постоянного напряжения в постоянное напряжение. Учебное пособие/ СПб.:ГУАП, 2011--216 с:ил.

2. А.А. Мартынов. Проектирование вторичных источников питания. -- СПб.:CПбГУАП, 2000.--107 c.

3. Мартынов А.А Трансформатор для вторичных источников питания. -- СПб.:ГУАП, 2001. - 50 с.

Приложение

Рисунок 17 -- Схема подключения ОПП, драйвера и микросхемы

Размещено на Allbest.ru

...