Исследование методов модуляции

I₂?I₁ (2.14)

Таким образом, по коллекторной цепи транзистора, а следовательно, через светодиод течёт ток I₂, равный току в управляющей цепи устройства I₁.

Величину этого тока как функцию значений э.д.с Е_п и напряжения U_бэ1 можно получить записав 2-ое уравнение Кирхгоффа для управляющей цепи устройства, состоящей из резистора R1 и транзистора VT1, включенного в диодном режиме

E_n=I₁R₁+U_бэ1, (2.15)



откуда имеем

(2.16)

Из (2.16) следует, что величина постоянной составляющей тока I₁ а следовательно, тока через светодиод I_сд=I₂ определяется значениями э.д.с. источника питания E_п, сопротивления резистора R1 и напряжения на эмиттерном переходе U_бэ1.

Что касается переменной составляющей этого тока и мощности излучения источника излучения под действием входного сигнала напряжения (2.1) при условии (2.2), очевидно, определяются следующими соотношениями:

(2.18)

Соответственно, изменения напряжения U_бэ(t), коллекторного тока I_k(t) и мощности источника излучения P(t) выражаются соотношениями:

(2.19)

(2.20)

(2.21)

где U_бэм, I_km, P_m соответственно амплитудные значения напряжения на эмиттерном переходе транзистора VT, тока коллектора и мощности излучения светодиода (лазерного диода), - сдвиг фазы, обусловленный наличием R_k C_k цепочки коллекторного перехода и последовательного сопротивления коллекторной области R_п.

2.3 Диодные и транзисторные модуляторы (переключатели) мощности источника излучения, применяемые в цифровых ВОСП

В режиме переключения светодиод (лазерный диод) действует в одном из двух состояний: выключенный не создаёт светового потока, включённый - интенсивно излучает. Резкое изменение электрического состояния светодиода достигается с помощью диодных и транзисторных переключателей тока.

Электрическая схема диодного переключателя тока для возбуждения светодиода приведена на рис. 2.9.

Принцип работы данного устройства заключается в следующем: если входное напряжение е_г в схеме рис. 2.9 фиксируется на отрицательном уровне, то диод Д открыт и ток I_n ответвляется в цепь управления минуя светодиод.

При повышении уровня е_г электрическая проводимость диода уменьшается и ток питания I_п переключается в цепь со светодиодом.

Взаимодействие диодов можно наглядно иллюстрировать диаграммой на рис.2.10.

Рис. 2.10. Зависимость токов через диод Iд и светодиод Iсд от уровня входного напряжения для диодного переключателя мощности излучения

Кривые на этом рисунке приведены для типичного сочетания кремневый диод - арсенид галлиевый светодиод, у которых пороги по напряжению различаются на ~ 0,3-0,4 В (у кремневого диода порог по напряжению 0,6-0,7 В, у арсенид галлиевого светодиода ~1В). Такая разность пороговых напряжений обуславливает сдвиг вправо граничного уровня е_го при котором токи диодов выравниваются.

Преимуществами рассмотренного переключателя тока для возбуждения мощности светодиода являются: простота схемной реализации, высокая чувствительность к входным сигналам напряжения и четко фиксированное значение тока, протекающего через светодиод на уровне близком к I_п.

Однако следует отметить, что поскольку схема управления не обладает усилительным свойством, канал управления (входная цепь) при выключенном состоянии светодиода в этой схеме потребляет значительный ток I_д~ I_п .

Резкое снижение потребления энергии источником управления можно достичь с помощью схемы переключателя тока с входным биполярным транзистором (рис. 2.11).

Максимальный ток базы транзистора (при выключенном светодиоде) не превышает I_д/(I+) и, таким образом, оказывается в десятки раз меньше входного тока в диодном переключателе (рис.2.9.). Принцип работы переключателя тока с входным транзистором заключается в следующем:

- при подаче на вход напряжения положительного уровня эмиттерный переход биполярного транзистора открыт, потенциал точки а высок, по цепи светодиода не течет ток, он не излучает.

- в случае же, когда на вход подано напряжение отрицательного уровня биполярный транзистор заперт, потенциал точки а низок, через светодиод течет ток и он интенсивно излучает.

В схеме, представленной на рис.2.12 управления светодиодом осуществляется традиционным переключателем тока I_п построенном на биполярных транзисторах Tl, Т2.

Если входной потенциал фиксирован на положительном уровне 0,5....1 В, ток I_п течет через открытый транзистор Т1, а ток через транзистор Т2 и светодиод незначителен (близок к нулю). Светодиод не излучает. Переключение тока I_п в эмиттерную цепь транзистора Т2 и возбуждение светодиода достигается снижением входного потенциала до отрицательного уровня - (0,5.... 1) В. Ток излучающего светодиода в этой схеме фиксируется на стабильном уровне, близком к I_п. К тому же в высокоомной коллекторной цепи транзистора Т2 технологический разброс и температурный дрейф ВАХ источника света не влияет на ток текущий через излучатель.

Высокоомный резистор R2 фиксирует в схеме ток через выключенный светодиод на невысоком, но четко определенном уровне, что позволяет «гасит» дрейф рабочий точки светоизлучателя, связанный со значительными (технологическими и температурными) колебаниями, коллекторного тока транзистора Т2.



2.4 Вопросы управления возбуждением источника излучения интегральными логическими элементами в модуляторах с прямой (непосредственной) модуляцией

Обязательным условием возможности использования полупроводниковых источников излучения в передающем модуле цифровых ВОСП является эффективное электрическое согласование светоизлучателей с интегральными логическими элементами, и в первую очередь, с весьма распространенными элементами транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ) и эмиттерно-связанной логики (ЭСЛ).

Управление светодиодами (лазерными диодами) с помощью элементов ТТЛ и ЭСЛ организовать технически несложно. Следует лишь учитывать ряд особенностей успешного взаимодействия светоизлучателей и логических ИМС:

необходимо четко организовать ток проводимости через открытого светоизлучателя, что позволяет фиксировать уровень мощности генерируемого светового потока и избежать превышения эксплуатационной нормы тока;

важно обеспечить достаточную универсальность схем, сопрягающих интегральные логические элементы и светоизлучатели. Такие схемы не должны существенно изменять электрический режим и нарушать работоспособность источника, переключающих сигналов интегрального логического элемента;

- необходимо предусмотреть возможность замены однотипных интегральных логических элементов, учитывая технологический разброс их параметров.

Рассмотрим схемы управления светоизлучателя интегрально-логическими элементами, удовлетворяющие отмеченным выше требованиям.

В простейшей схеме, приведенной на рис. 2.13, светоизлучатель соединен с выходом интегрального логического элемента, токоограничивающим резистором R.

2.5 Модуляция мощности источника излучения с помощью транзисторно-транзисторного интегрального логического элемента

Для более детального анализа принципа работы приведенной схемы рассмотрим случай управления светоизлучателем с помощью ТТЛ интегральным логическим элементом (рис.2.14).

При подаче на один из входов или на все входы ТТЛ напряжения, соответствующего уровню логического нуля (~0,2В) ток I_о течет по эмиттерному переходу (или по эмиттерным переходам) многоэмиттерного транзитора. Ток через коллекторный переход этого транзистора, который находится в режиме включения насыщения мал и недостаточен, чтобы открыт эмиттерные переходы транзисторов Т1 и Т2. Эти транзисторы находятся в режиме отсечки. В силу того, что транзистор VT1 заперт ток I₁ через резистор R1 течет по базе транзистора ТЗ.

В результате этого этот транзистор переходит в режим насыщения. Таким образом, суммарное падение напряжения на резисторе R3, транзисторе ТЗ и диоде Д (находящемся в открытом состоянии) существенно меньше по сравнению с падением напряжения между коллектором и эмиттером транзистора Т2, т.е. на выходе интегрального логического элемента ТТЛ мы получим сигнал, соответствующий уровню логической единицы и близкий по значению к Е_п.

В этом случае ток через светоизлучатель не течет и он не излучает.

При подаче же на все входы ИЛЭ сигнала напряжения (близкого к Е_п), соответствующего уровню логической единицы, ток I_о через резистор R₀ течет по коллекторному переходу МЭТ и потенциал базы транзистора Т1 достаточен для того, чтобы эмиттерные переходы транзисторов Т1 и Т2 отпирались и они перешли в режим насыщения. Поскольку в этом случае Т1 отперт, ток I₁ через резистор R1 течет по нему, а транзистор ТЗ переходит в режим отсечки (потенциал базы этого транзистора не достаточен для того, чтобы его эмиттерный переход перешёл в отпертое состояние). В результате основная часть питающего напряжения Е_п выходной цепи ИЛЭ падает на резисторе R3, транзисторе ТЗ и диоде Д. На выходе ИЛЭ имеем напряжение ~ 0,2В, что соответствует уровню логического нуля.

В этом случае ток возбуждения светоизлучателя фиксируется на уровне

, (2.22)

где U_сд=1,2…,5В - падение напряжения на арсенид галлиевом светодиоде (лазерном диоде), смещенном на прямом направлении.

В схеме рис.2.15 используется принцип переключения тока I_п, заданного в цепи с высокоомным резистором R с помощью диода Д. В качестве диода используется кремниевый прибор, обладающий заметно меньшим пороговым напряжением, чем арсенид-галлиевый светодиод.

Поэтому при выключенном ИЛЭ, т.е. при U_вых=0,2B, соответствующем уровню логического нуля, диод Д открыт, и ток I_п ответвляется в цепь ИЛЭ, минуя светоизлучатель. При включении ИЛЭ, т.е. при U_вых близком Е_п, соответствующем уровню логической единицы диод Д запирается, а ток I_п переключается в цепь со светоизлучателем, генерирующим в этом режиме световой поток стабильной мощности. Максимальный ток нагрузки интегрального логического элемента и ток проводимости открытого светодиода в этом случае не превышают уровня I_п и, таким образом, четко регламентирован.

Интенсивно излучающий светоизлучатель потребляет значительный электрический ток и создаёт большую нагрузку на управляющем ИЛЭ.

Устранить этот недостаток можно путём использования в цепи связи ИЛЭ с излучателем промежуточный (буферный) транзисторный усилитель тока.

В указанных целях успешно применяется схема, приведенная на рис. 2.16, где излучатель помещен в высокоомную коллекторную цепь биполярного транзистора, включенного по схеме с общим эмиттером и управляемого выходным потенциалом ИЛЭ.

Как уже отмечено, в этом случае, биполярный транзистор имеет выходные характеристики практически параллельные к оси напряжения U_кэ т. е. обладает большим выходным дифференциальным сопротивлением. Как результат этого, электрический режим светоизлучателя стабилен.

Следует, однако, учитывать что разность напряжения питания Е_п и выходного потенциала выключенного ИЛЭ должна превышать падения напряжение на светодиоде, смещенного в прямом направлении; в противном случае транзистор окажется в режиме насыщения.

Схема модулятора мощности источника излучения с интегральным логическим элементом может быть построен и на основе биполярного транзистора p-n-р типа. Возбуждение светоизлучателя в этом случае обеспечивается при включенном ИЛЭ.

Рис. 2.17. Схема модулятора мощности источника излучения на ИЛЭ с переключателем тока на основе транзистора p-n-p типа

В заключении данного раздела отметим, что достоинства модуляторов с управлением посредством транзисторно-транзисторного интегрального элемента связано с высоким быстродействием (10^-9ч10^-10 с) и надежностью, освоенностью технологии последних.

2.6 Модуляция мощности источника излучения с помощью интегрального логического элемента ЭСЛ

Модуляция мощности источника излучения может быть реализована и с помощью эмиттерно-связанного транзисторного логического элемента (рис. 2.18.) в цепи управления которого введены усилители тока на транзисторах ТЗ и Т4.

Принцип работы устройства заключается в следующем.

Если входной потенциал превышает уровень - Е_опор на 0,5....0,7В, то транзистор Т2 заперт, а базовый потенциал транзистора Т4 заметно выше потенциала базы транзистора ТЗ. В таком электрическом режиме светодиод (лазерный диод) смещен в прямом направлении и интенсивно излучает.

Если входной потенциал U_вх ниже уровня - Е_опор на 0,5…0,7В, то транзистор Т1 закрыт; напряжение на его коллекторе заметно превосходит коллекторный потенциал открытого транзистора Т2. Источник излучения в этом случае окажется включенным в обратном направлении и не излучает. Диод Д из кремния на 0,7В снижает потенциал базы источники излучения по сравнению с потенциалом эмиттера транзистора ТЗ и, таким образом, ограничивает сдвиг рабочей точки светоизлучателя в обратном направлении, сохраняя его чувствительность к управляющему сигналу достаточно высокой.

В заключении отметим, что выше рассмотренная схема возбуждения источника излучения обеспечивает наиболее высокое быстродействие процессов включения и выключения мощности излучения (10^-10 с), что обусловлено свойствами ИЛЭ эмиттерно-связанной логики. Вместе с тем, потребляет значительную мощность в несколько мВт, что является её недостатком.



Выводы ко второй главе диссертации

1. Рассмотрены ряд схемотехнических решений электронных устройств, применяемых для прямой (непосредственной) модуляции мощности источника излучения. Аналоговым электрическим сигналом даны сравнительная характеристика этих решений и физическая интерпретация особенностей их функционирования.

2. Предложена математическая модель модулятора мощности источника излучения с прямой (непосредственной) модуляцией аналоговым сигналом, позволяющая рассчитать его выходные параметры.

3. Рассмотрены различные варианты схемных реализаций электронных устройств прямой (непосредственной) модуляции мощности источника излучения цифровым сигналом. Обсуждены вопросы согласования этих устройств с интегральными логическими элементами.

4. Проанализированы особенности функционирования модуляторов мощности источника излучения на транзисторно-транзисторных и эмиттерно связанных интегральных логических элементах. Дана сравнительная характеристика модуляторов мощности излучения управляемых этими видами интегральных логических элементов.

3. ИССЛЕДОВАНИЕ ОПТИЧЕСКИХ МОДУЛЯТОРОВ НА ЭЛЕКТРООПТИЧЕСКИХ, АКУСТООПТИЧЕСКИХ, МАГНИТООПТИЧЕСКИХ ЭФФЕКТАХ И ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ МОДУЛЯТОРОВ

3.1 Электрооптические модуляторы

Оптические характеристики любой среды, например такие, как показатель преломления и поляризация света, зависят от распределения связанных зарядов (электронов и ионов) в среде. Под действием приложенного электрического поля оно может меняться, что приводит к изменению так называемого эллипсоида показателей преломления и состояния поляризации [4, 8, 9].

В средах, не имеющих центральной симметрии, указанное действие проявляется в виде линейного электрооптического эффекта Поккелъса, в средах с центральной симметрией, напротив, наблюдается квадратичный электрооптический эффект Керра. Эти два наиболее значительных электрооптических эффекта могут быть использованы при построении электрооптических модуляторов. Эффект Поккельса проявляется на кристаллах КDP (KH₂PO₄), ODP (NH₄H₂PO₄), LiNbO₃ и подобных им, эффект Керра можно наблюдать в нитроглицерине, сероуглероде и подобных им жидкостях. В технике оптической связи, чаще используют эффект Поккельса из-за хорошей линейности и более низкого рабочего напряжения.

3.1.1 Электрооптические модуляторы на основе эффекта Поккельса

Устройство и механизм работы

Линейный эффект Поккельса на практике проявляется вращением плоскости поляризации входной световой волны при приложении напряжения к кристаллу ввиду изменения показателей преломления по направлениям осей х и у кристалла (т.е. изменения эллипсоида показателей преломления). Для некоторых кристаллов (например, ниобата лития) этот поворот может достигать величины 90^о в зависимости от приложенного напряжения.

Можно сформировать схему модулятора, если поместить такой кристалл (называемый ячейкой Поккельса) между двумя пластинами линейного поляризатора и анализатора, плоскости поляризации которых отличаются на 90^о (как показано на рис. 3.1).

Рис. 3.1. Модуляция света на основе электрооптического эффекта Поккелса: I- неполяризованный входящий свет; II и V- линейная поляризация света после поляризатора и после анализатора; III и IV- эллиптическая поляризация света в кристалле и после кристалла

В этой схеме при отсутствии напряжения на ячейке Поккельса плоскость поляризации луча, прошедшего через ячейку, дополнительно не вращается и световой луч, плоскополяризованный благодаря линейному поляризатору на входе, на выход анализатора (а значит, и модулятора) не проходит. Если увеличивать напряжение на ячейке Поккельса до максимума, то ячейка дополнительно будет поворачивать плоскость поляризации вправо, сокращая (при максимуме напряжения) практически до нуля угол между плоскостями поляризации луча на выходе ячейки и анализатора и обеспечивая в результате полное прохождение входного луча на выход модулятора.

Характеристики и параметры электрооптического модулятора

Интенсивность излучения на выходе модулятора без учета поглощения в кристалле определяется выражением[15]:

(3.1)

где -- интенсивность излучения на входе модулятора; -- напряжение управления; -- полуволновое напряжение управления.

Полуволновое напряжение представляет собой важнейший параметр модулятора. Оно равно такому напряжению управления, при котором достигается изменение коэффициента пропускания модулятора от минимального до максимального (или наоборот). При этом два луча сдвигаются относительно друг друга на половину длины волны, т. е. фазовый сдвиг Дц = р.

Для рассмотренного модулятора полуволновое напряжение равно:

(3.2)

Значение параметра для различных электрооптических модуляторов лежит в диапазоне от сотен вольт до единиц киловольт. Такие высокие управляющие напряжения -- существенный недостаток электрооптических модуляторов.

График зависимости интенсивности излучения на выходе модулятора от управляющего напряжения (в относительных единицах ) изображен на рис. 3.2. Это управляющая характеристика модулятора.

Рис. 3.2. Статическая характеристика пропускания оптического модулятора интенсивности: а - без напряжения смещения; б - с напряжением смещения

Процесс модуляции на рис.3.2а происходит без постоянного электрического смещения (U_см=0), которое прикладывается к тем же электродам, что. и переменное U_упр. Модулятор при этом имеет низкую эффективность: при значительном изменении управляющего напряжения интенсивность излучения на выходе модулятора практически неизменна. Количественно эффективность модулятора можно характеризовать глубиной модуляции m (см. рис. 3.26):

(3.3)

При U_см=0 имеем m >0.

Если к модулятору приложить постоянное смещение (U_см= , рис. 3.2,6), то амплитуда переменной составляющей и глубина модуляции существенно увеличиваются. Модулятор работает на крутом участке управляющей характеристики.

Граничные частоты такого устройства составляют 10⁸--10⁹ Гц. Качество модулятора иногда характеризуют добротностью, которая равна отношению граничной частоты модулятора к мощности управления:

(3.4)

Для электрооптических модуляторов это значение добротности близко к 10 МГц / мВт.

Таким образом, ячейка Поккельса позволяет осуществить модуляцию световой волны по интенсивности путем амплитудной модуляции подаваемого на него напряжения. Частота модулирующего сигнала может достигать 10 ГГц и выше, глубина модуляции - до 99,9% [4, 8]. Недостатком обычных ячеек Поккельса заключается в использовании высокого управляющего напряжения.

Поэтому основные усилия разработчиков были сконцентрированы на устранение этого недостатка применением современных микроэлектронных технологий путём введения одномодовых оптических волноводов в электрооптический материал, такой, как, например, ниобат лития (LiNbO₃).

Рис. 3.3. Интегральный модулятор на ячейке Поккельса

В этом случае диффузионный одномодовый оптический волновод выполняется разделенным на две ветви, встроенные в ячейку Поккельса, образуя тем самым дифференциальную структуру (рис. 3.3). Поэтому прилагаемое к ячейке электрическое поле увеличивает скорость распространения световой волны в одной ветви и уменьшает во второй ветви волновода. Обычно, если длина взаимодействия составляет 1 см, достаточно приложить около 8 В, чтобы достичь полного подавления, имеющее место при разности фаз ветвей, равной 180°. Иногда один из двух волноводов выполняют на л/4 длины волны длиннее другого с тем, чтобы создать двустороннюю модуляцию, соответствующую полному включению при +4 В, половине включения при 0 В и полному выключению при -4 В. Здесь максимальное значение напряжения модуляции зависит от электрооптического коэффициента ниобата лития и конфигурации электродов, а выходная мощность определяется путем геометрического сложения двух участвующих электрических полей, и для устройства без потерь определяется выражением [4]



P=P₀cos²(U/U_р) (3.5)

где Р₀ - мощность оптического излучения на входе модулятора; U и U_р - со-ответственно, управляющее напряжение и напряжение полного подавления, В.

Из данного выражения следует, что линейная модуляция может быть достигнута только в линейной области функции cos² (U/U_р).

Приведенная конструкция имеет ряд особенностей, позволяющих обеспечить:

- эффективное согласование модулятора с источником модулирующего напряжения на высоких частотах благодаря планарной линии передачи;

- независимость электрического импеданса от длины взаимодействия, что позволяет варьировать максимальным уровнем управляющего напряжения;

- широкую полосу частот модуляции, так как электрическая и оптическая волны распространяются в одном направлении.

Для того чтобы проанализировать частотную зависимость коэффициента модуляции оптического сигнала постоянной мощности, приложим электрический д импульс (импульс нулевой длительности) к полосковой линии передачи с бесконечной полосой частот. Если рассматривать модулятор, для которого при нулевом напряжении на электрическом входе на оптическом выходе сигнал будет отсутствовать, глубина модуляции импульса будет определяться оптическим импульсом конечной длительности Дф, равной разности времен поступления на выход быстрой оптической и медленной электрической волн, т. е.



(3.6)

где п_е1 и п_орt -- показатели преломления для электрической и оптической волн, соответственно; L -- длина участка взаимодействия электрического поля с оптической волной; c = 3 х 10¹⁰ см/с -- скорость света. Для модулятора из ниобата лития LiNbO₃ п_е1 ? 4.1, а п_орt ? 2.2 , тогда Дф ? 65L пс/см.

Используя преобразование Фурье прямоугольного импульса в частотную область, можно определить зависимость коэффициента преобразования модулятора от частоты в виде

(3.7)

что соответствует функции sinx/x. Для модулятора длиной 2 см первый ноль имеет место при 7.7 ГГц, однако на практике нули менее выражены из-за потерь в полосковой линии передачи.

В первом приближении оптическая волна как внутри, так и снаружи оптического волновода описывается гауссовским лучом, поэтому для того, чтобы достичь хорошей эффективности оптического соединения, диаметры модовых пятен источника и волновода и волновода с приемником должны быть согласованы. На практике волокно присоединяется к модулятору посредством пигтейла или, используя линзу, в связи с этим типовые вносимые потери модулятора обычно составляют не более 3 - 5 дБ, включая потери ввода и ослабление [4].

В табл. 3.1 приведены характеристики одного из лучших высокоскоростных электрооптических амплитудных модуляторов, производимых компанией Laser 2000. Данные модуляторы были разработаны для волоконно-оптических систем передачи SONET, SDH, а также для WDM систем.

Таблица 3.1[4]

Основные параметры	2,5 Гбит/с амплитудный модулятор	10 Гбит/с амплитудный модулятор
Оптические
Длина волны, нм	1300/1550	1550
Оптическая полоса частот, нм	±25	±25
Вносимые потери, дБ	<5	<5
Отношение затухания, дБ	>20	>20
Электрические
Полоса частот, ГГц	0 - 2.5	0 - 8
Пиковое напряжение (при 1Гц),В	<4	<4
Напряжение смещения, В	±10	±10
Механические
Поддерживающее поляризацию соединение оптического входа	Super PC	Super PC
Соединение оптического выхода	Одномодовое Super PC	Одномодовое Super PC
Электрическое соединение	50 Ом butterfly pin
Доступность с соединителем	Да	Да
Температурный диапазон, оС	0-70	0-70

Использование LiNbO₃, помимо прочего, обеспечивает электрически возбуждаемое двулучепреломление, которое лежит в основе работы фазовых модуляторов.

Как известно, фазовые модуляторы обычно используются в когерентных системах передачи, в частности, с фазовой манипуляцией сигнала (РSК и DPSK). Поэтому в этой области интерес представляют только интегральные модуляторы, которые наиболее приспособлены к сопряжению с одномодовым волокном. В таких модуляторах показатель преломления изменяется в направлении приложенного электрического поля, что используется затем для создания изменяемой задержки оптической волны. Наиболее эффективным путем реализации последней также является применение ниобата лития, характеризующегося значительным электрооптическим эффектом, однако в этом случае одномодовый волновод создается диффузией или имплантацией ионов титана. Поэтому возможны два способа реализации устройства, определяемых направлением разрезания кристалла.

Обычно кристалл разрезается таким образом, чтобы при воздействии на него электрическим полем имел место наибольший электрооптический эффект, который в ниобате лития достигается при идентичном направлении электрических полей световой волны и модулирующего электрического сигнала (рис. 3.4).

Рис. 3.4. Интегральный фазовый модулятор

В устройствах с z-срезом это обеспечивается при взаимодействии вертикальных составляющих модулирующего электрического поля и электрического поля оптической волны, так называемой ТМ - волны. С тем чтобы не создавать значительные оптические потери в волноводе из-за близко расположенных металлических электродов, между ними и оптическим волноводом вводится изоляционный слой из SiO₂.

В устройстве с х-срезом используется горизонтальная компонента электрического поля, поэтому в этом случае электрическое поле световой волны должно быть расположено горизонтально, что соответствует ТЕ- волны. Модуляторы с х-срезом не требуют использования изоляционного слоя, в связи с чем в них необходимое управляющее напряжение меньше, чем в модуляторах, использующих z-срез.

В табл.3.2 даны характеристики фазовых модуляторов компании Laser 2000, которые были разработаны для использования в тестовом оборудовании, когерентных коммуникационных системах, а также для SONET, SDH и WDM систем.

Таблица3.2[4]

Фазовые модуляторы	300-х-8	300-х-106	300-х-106	300-х-106
Рабочая длина волны, нм	800	1060	1320	1550
Полоса частот (3 дБ) [х в коде], Гц	3, 5, 10, 20	3, 5, 10, 20	3, 5, 10, 20	3, 5, 10, 20
Модулирующее напряжение 1 ГГц (3, 5, 10 ГГц), В модель 20 ГГц, В	5.0 6.4	6.0 8.0	7.0 9.6	9.0 11.6
Оптическая мощность, мВт	5	10	50	75
Электрические возвратные потери, дБ	<-10	<-10	<-10	<-10
Вносимые потери при межволоконном соединении, дБ	<4.5	<4.5	<4.5	<4.5
Оптическое обратное отражение, дБ	<-50	<-50	<-50	<-50
Входные/выходные пигтейлы	PANDA	PANDA	PANDA	PANDA
Размер устройства, мм	77x35x13	77x35x13	77x35x13	77x35x13

3.1.2 Электрооптические модуляторы на основе интерферометра Маха-Цендера

Такой модулятор в соответствии со схемой интерферометра Маха-Цендера (ИМЦ) состоит из двух идентичных плеч интерферометра (рис.3.5). Распространяющиеся по ним моды, в зависимости от величины приложенного к электродам напряжения U и длины волновода L в зоне взаимодействия полей, приобретают сдвиг фаз Дц:



Дц = k_mДn_mL, где Дn_m ? n_m³ r E/2, (3.8)

пропорциональный амплитуде изменения эффективного показателя прелом-ления моды Дn_m, здесь r - электрооптический коэффициент рабочей оптической среды, k_m - волновой вектор моды.

На выходе ИМЦ происходит модуляция входного светового потока по интенсивности ввиду интерференции достигших выхода мод.

На схеме рис.3.5 показаны два типа электродов: электроды для создания бегущей волны модулирующего электрического поля и статического электрического поля смещения рабочей точки на передаточной функции такого модулятора (см. рис.3.6). Такое взаимодействие позволяет достичь определенного коэффициента ослабления сигнала на выходе модулятора, характеризующего достижимую глубину модуляции (порядка 20 дБ).

Рис. 3.5. Схема электрооптического модулятора типа интерферометра Маха-Цендера

Модулирующее напряжение приложено так, чтобы замедлить движение оптической несущей в одном плече и ускорить его в другом, что позволяет уменьшить его амплитуду U_m, требуемую для достижения Дц = р, до уровня, пригодного для ИС.

Рис. 3.6. Передаточная характеристика оптического модулятора ИМЦ

Передаточная функция ИМЦ представляет собой синусоиду, из которой для управления процессом модуляции выбирают одну из полуволн, задавая определенное напряжение смещения с помощью другой системы электродов (электродов смещения). Это напряжение может быть выбрано как для работы в линейной, так и в квадратичной области передаточной функции (см. рис. 3.6).

Оптимальное конструирование и достижения интегральной оптической технологии сделали такой тип модулятора наиболее широко используемым в различных приложениях и прежде всего в системах SDH и WDM. Параметры, характерные для таких модуляторов, приведены в табл.1 на примере модуляторов компании Laser2000.



Таблица 3.3 [4]

Характеристики высокоскоростных модуляторов интенсивности света типа ИМЦ

Параметры модулятора	500-х-8	500-x-106	500-x-13	500-x-15
Рабочая длина волны, нм	800	1060	1320	1550
Частот полосы ( 3 дБ )	3,5,10,20	3,5,10,20	3,5,10,20	3,5,10,20
Модулирующее напряжение В	3, 5, 10 ГГц	2,5	3,0	3,5	4,5
	20 ГГц	3,0	3,75	4,8	5,5
Напряжение смещения, В	<13	<16	< 20	< 25
Оптическая мощность, мВт	5	10	50	75
Электрические возвратные потери, дБ	< -10	< -10	< -10	< -10
Вносимые потери, дБ	< 4.5	< 4,5	< 4,5	< 4,5
Оптический коэффициент ослабления, дБ	> 20	>20	>20	>20
Оптическое обратное отражение, дБ	< -50	< -50	< -50	< -50
Входной соединительный шнур, тип ОВ	Panda	3M DWS	Panda	Panda
Выходной соединительный шнур,тип ОВ	Panda	3M DWS	SMF-28	SMF-28
Размер блока, мм	77x35x13	77x35x13	77x35x13	77x35x13

3.2 Акустооптические модуляторы

Устройство, механизм работы акустооптических модуляторов на основе дифракции Рамана-Ната и дифрации Брега

В предыдущем разделе было показано, что модуляторы и переключатели можно выполнить на основе использования электрооптического эффекта для получения периодических изменений показателя преломления материала внутри волновода

Акустические волны можно также использовать для получения желаемого периодического распределения показателя преломления. Акустооптический эффект заключается в изменении показателя преломления, которое вызывается механическими напряжениями, возникающими при прохождении упругих акустических волн по материалу. В результате этого имеет место периодическое изменение показателя преломления, причем период такого изменения равен длине волны распространяющихся акустических волн. Принцип действия акустооптического модулятора (АОМ) основан на зависимости показателя преломления некоторых оптически прозрачных материалов, (таких как, ниобат лития LiNb0₃), диоксид теллура (TeO₂), молибдат свинца (PbMoO₄) от давления. Это давление может быть создано ультразвуковыми акустическими волнами, генерируемыми пьезоэлектрическим преобразователем-пьезокристаллом (ПК), наклеенным на образец акустооптического материала для создания акустооптической ячейки (АОЯ), являющейся основным элементом модулятора). Акустическая волна создает в оптической среде структуру с периодически изменяющимся показателем преломления, играющую роль дифракционной решетки.

В работе [ ] показано, что изменение в показателе преломления ?n связано с акустической мощностью Ра следующим выражением:

Дn = (3. 9)

где п -- показатель преломления среды в отсутствие напряжения, р -- соответствующий элемент тензора фотоупругости, Р_a -- полная акустическая мощность (в ваттах), с- плотность материала, х_a -- скорость звуковых волн и А -- площадь поперечного сечения образца, через которую проходит волна. Все величины, входящие в выражение (3.9), приведены в единицах системы СГС, за исключением Р_a. Если применить обычно используемый акустооптический критерий качества М₂, то выражение (3.9) можно переписать следующим образом:

Дn = , (3.10)

где М₂ определяется формулой



. (3.11)

В кристаллических твердых телах, которые в основном используются в качестве подложек для оптических интегральных схем (ОИС), акустооптический эффект обладает ярко выраженной зависимостью от ориентации, т. е. от р. Однако этот эффект сравнительно слаб даже для оптимальных случаев подбора материала и ориентации. Например, при длине волны излучения 632,8 нм для плавленого кварца величина М₂ составляет 1,51*10 ^-18 с³/см, а для LiNb03 она составляет 6,9*10^-18 с³/см. Таким образом, из выражения (3.10) следует, что величина Дn для этих материалов имеет порядок 10^-4 даже в случае использования акустического излучения с плотностью мощности 100 Вт/см². Несмотря на столь малую величину Дn, которую можно достичь с помощью акустических волн, полное их воздействие на пучок света может быть весьма существенным, поскольку каждая пусть небольшая разница Дn, создаваемая пиком напряжения акустической волны, приводит к оптическим взаимодействиям, которые могут накапливаться, если обеспечено подходящее согласование фаз. Таким образом, можно получить значительные дифракционные эффекты.

Акустооптические модуляторы и переключатели, которые применяются в интегральных оптических схемах, основаны главным образом на использовании бегущих акустических волн. Поэтому индуцируемая решеточная структура профиля показателя преломления материала фактически движется относительно оптического пучка. Однако такое движение оказывает незначительное воздействие на работу большинства устройств. Среднее воздействие, связанное с таким движением решетки, идентично воздействию решетки, находящейся в стационарном состоянии, за исключением того, что спектр m-го порядка дифракции сдвинут по частоте на величину ±mf₀, где f₀ - частота акустических волн. Так как звуковые частоты, как правило, по величине на 10 порядков меньше оптических, то данный эффект вообще ничтожен.

Дифракции оптических волн можно достичь за счет взаимодействия с объемными акустическими волнами, которые проходят через объем среды, либо с поверхностными акустическими волнами (ПАВ), которые распространяются, грубо говоря, в приповерхностном слое, равном длине волны звука. Так как оптические волноводы обычно имеют толщину всего несколько микрометров, то ПАВ-модуляторы и переключатели совместимы с большинством приложений оптических интегральных схем.

Независимо от типа используемых акустических волн (объемных или поверхностных) возможны два основных типа модуляции. В модуляторах типа Рамана-Ната луч света падает перпендикулярно акустическому пучку и длина взаимодействия между ними (т. е. ширина акустического пучка) относительно мала, поэтому оптические волны испытывают лишь простую дифракцию на фазовой решетке, что приводит к получению ряда интерференционных пиков в картине дальнего поля. Если акустический пучок настолько широк, что оптические волны испытывают многократную дифракцию, прежде чем покинут акустический пучок, то в этом случае получается существенно иная дифракционная картина. В таком случае дифракция во многом подобна объемной дифракции рентгеновского излучения на большом количестве атомных плоскостей в кристалле, которую впервые наблюдал Брэгг. В акустических модуляторах типа Брэгга оптический пучок направляют под определенным углом (углом Брэгга) к штрихам получаемой с помощью звука решеточной структуры, и при этом наблюдается лишь один дифракционный максимум в картине излучения в дальнем поле (см. рис. 3.7 и 3.8).

3.2.1 Количественной анализ механизма работы акустооптического модуляторов типа Рамана-Ната

Основная схема модулятора Рамана-Ната представлена на рис.3.5. Свет проходит через это устройство в направлении оси z и испытывает сдвиг фазы, определяемый выражением

, (3.12)

где Дn -- изменение показателя преломления, вызываемое акустическими волнами; I - длина акустического взаимодействия, а Л -- длина волны звука. Нулевая точка оси у соответствует центру падающего луча. Комбинируя выражения (3.12) и (3.10), приходим к уравнению

, (3.13)

в котором используется тот факт, что площадь А равна l, умноженному на ширину акустического пучка а.

Рис. 3.7. Схема построения и принцип работы акустооптического оптического модулятора типа Рамана-Ната

Для получения дифракции типа Рамана-Ната длина взаимодействия должна быть настолько короткой, чтобы не возникало многократной дифракции. Это обеспечивается при выполнении условия

, (3.14)



где л - длина волны света внутри материала, из которого изготовлен модулятор. При этом падающий свет дифрагирует на ряд дифракционных пучков разных порядков, причем порядок связан с углом и следующим образом:

, m=0,1, 2, … . (3.15)

Интенсивность излучения в дифракционном пучке соответствующего порядка задается соотношением

(3.16)

где J -- функции Бесселя; Iо -- интенсивность оптического пучка, проходящего через устройство в отсутствие акустических волн, а Дц'-- максимальная величина Дц, определяемая выражением, т. е.

(3.17)

Выходным каналом в модуляторах Рамана-Ната обычно берут дифракционный пучок света нулевого порядка. В таком случае глубина модуляции равна части света, которая уходит за счет дифракции из дифракционного пучка нулевого порядка и задается соотношением

. (3.18)

Модуляторы Рамана-Ната, как правило, имеют меньшую глубину модуляции по сравнению с модуляторами Брэгга. Кроме того, модуляторы Рамана-Ната нельзя должным образом использовать в качестве оптических переключателей, так как дифрагированный свет распределен в большое число порядков, расположенных под разными углами. По этим причинам модуляторы Рамана-Ната в интегральных оптических схемах используются сравнительно редко. В противоположность этому модуляторы Брэгга достаточно широко используются в качестве модуляторов интенсивности пучка, дефлекторов и переключателей оптических пучков.

3.2.2 Количественный анализ механизма работы акустооптического модулятора типа Брегга

Для осуществления дифракции типа Брэгга длина взаимодействия между оптическим и акустическим пучками излучения должна быть сравнительно большой, поэтому оптический пучок испытывает многократную дифракцию. Количественное соотношение, которое выражает такое условие, имеет вид

(3.19)

Сравнивая выражения (3.13) и (3.19), можно увидеть, что существует некоторая переходная область, в которой имеют место дифракции Рамана-Ната и Брэгга. Однако обычно желательно разработать такой модулятор, чтобы он надежно действовал в режиме Рамана-Ната или в режиме Брэгга, давая возможность путем подбора входных и выходных углов достичь максимальной эффективности модуляции.

В случае модулятора Брэгга оптимальный входной угол оптического пучка должен равняться углу Брэгга , который определяется соотношением

(3.20)



Дифрагированный пучок света (1-го порядка) выходит под углом 2 по отношению к недифрагированному пучку (0-го порядка), как показано на рис.3.6. Обычно в качестве выхода модулятора считают пучок нулевого порядка. В таком случае глубина модуляции задается выражением

, (3.21)

где I₀ -- интенсивность излучения, проходящего через устройство в отсутствие акустических волн, а I - интенсивность в дифракционном спектре 0-го порядка при наличии акустических волн.

Рис. 3.8. Принцип работы акустооптического оптического модулятора типа Брегга

Максимальной глубины или степени модуляции можно достичь, если скомбинировать выражения (3.21) и (3.17), что приводит к выражению

(3.22)

Структуры, представленные на рис.3.7 и 3.8 можно использовать в качестве объемного или волноводного модулятора в зависимости от отношения толщины а к длине волны света л₀ в материале. Если отношение а/л₀>>1, то это объемный модулятор. Объемные акустооптические модуляторы достаточно широко использовались еще до развития интегральной оптики и продолжают использоваться до сих пор. Обзор наиболее характерных применений модуляторов такого типа дается, например, в работах [9.6--9.8]. Волноводные акустооптические модуляторы, используемые в составе ОИС, действуют в принципе таким же образом, как и объемные. Но они имеют существенное преимущество, связанное с меньшей потребляемой мощностью, что обусловлено тем, что оптические и акустические волны ограничены одним и тем же сравнительно небольшим объемом.

Оценку параметров объемных и волноводных модуляторов можно провести на основе выражений (3.21) и (3.18). Однако расчет сдвига фазы более сложен в случае волноводного модулятора, что связано с тем, что оптическое и акустическое поля неоднородны в рабочем объеме. В случае неоднородных полей выражение (3.17) нельзя использовать для точного определения сдвига фазы. Однако в тех случаях, когда достаточно приблизительная оценка, ее можно провести с использованием этого выражения.

3.3 Магнитооптические оптические модуляторы

Для изготовления модуляторов могут использоваться и магнитооптические вещества, такие, например, как ферритгранаты или трехбромистый хром. Принцип действия магнитооптических модуляторов (рис. 3.9) основан на эффекте Фарадея. При прохождении света через активную среду, помещенную в магнитное поле, наблюдается поворот плоскости поляризации луча Анализатор обеспечивает преобразование изменений направления поляризации и изменении амплитуды.

По быстродействию магнитооптические модуляторы значительно уступают электрооптическим (граничная частота обычно не превышает 10⁴ Гц). Кроме того, для их управления требуется большая напряженность магнитного поля. Ограничивают применение магнитооптических модуляторов также малая глубина модуляции и сильное поглощение оптического излучения.

Рис. 3.9. Статическая схема магнитооптического модулятора: 1-активная среда; 2- катушка; 3- поляризатор; 4- анализатор; 5-линзы

При создании магнитооптических тонкопленочных модуляторов удается повысить граничную частоту по сравнению с объемным аналогом прибора (до 10⁸ Гц).

3.4 Полупроводниковые оптические модуляторы

Перспективны для развития оптической связи полупроводниковые оптические модуляторы. Линейный электрооптический эффект в полупроводниковых р-п переходах возникает в связи с тем, что при приложении обратного напряжения в области объемного заряда перехода изменяется концентрация свободных носителей. Это ведет к модуляции диэлектрической проницаемости, а, следовательно, и показателя преломления n. Для объемных модуляторов этот эффект трудно применять, так как излучение было бы необходимо вводить в узкую зону вдоль р-п перехода. В тонкопленочных структурах такое требование легко обеспечивается. При использовании таких полупроводников, как GaAs, GaP, управляющее напряжение составляет единицы вольт.

В полупроводниках различают поглощение излучения свободными носителями (т. е. при внутризонных переходах) и поглощение, связанное с электронными переходами из валентной зоны в зону проводимости (межзонные переходы). Именно эти виды поглощения излучения в полупроводниках нашли практическое применение при модуляции интенсивности излучения.

Интенсивность излучения, прошедшего через полупроводниковую пластинку, убывает по экспоненте в зависимости от глубины поглощения материала ч₀. Если ч₀ изменяется в диапазоне (ч_0min-- ч_0мах), то диапазон изменения интенсивности излучения составит:

, (3.23 )

где - толщина полупроводника.

Глубина модуляции при этом

(3.24)

Глубина модуляции m стремится к единице при неограниченном увеличении толщины образца l. Однако увеличение l резко снижает интенсивность излучения на выходе модулятора, т. е. эффективность модулятора получается малой.

На рис.3.10 приведена зависимость глубины модуляции от кратности изменения глубины поглощения ч_0мах)/ч_0min. Видно, что m достигает приемлемого значения (0,6--0,7) при изменении коэффициента поглощения примерно в 10 раз.

В полупроводниковых модуляторах, основанных на управлении поглощением излучения свободными носителями заряда, концентрация носителей регулируется инжекцией через p-n переход. Очевидно, что чем в большем диапазоне меняется концентрация свободных носителей, тем больше пределы изменения оптической плотности полупроводника и, соответственно, тем больше глубина модуляции. Однако изменение концентрации носителей влияет и на другие электрофизические параметры структуры, например время жизни носителей увеличивается и предельная частота модуляции модуляторов с инжекцией свободных носителей составляет 10⁵-10⁶ Гц.

Рис. 3.10. Зависимость глубины модуляции от глубины поглощения

Преимущества таких модуляторов состоят в использовании малых рабочих напряжений (единицы вольт), а также в простоте, надежности и высокой технологичности конструкции.

Высокоскоростной кремниевый оптический фазовый модулятор компании Intel

Этот модулятор основан на эффекте рассеивания света на свободных носителях заряда и по своей структуре во многом напоминает МДП транзистор на основе кремниевого изолятора. Структура оптического фазового модулятора показана на рис. 3.11.

На подложке кристаллического кремния со слоем изолятора (диоксида кремния) располагается слой кристаллического кремния n-типа толщиной 1,4 мкм. Далее следует слой диоксида кремния толщиной 0,9 мкм, в центре которого располагается слой поликристаллического кремния p-типа толщиной 0,9 мкм и шириной 2,5 мкм, который выполняет функцию волновода. Этот слой отделен от кристаллического кремния n-типа тончайшим слоем изолятора (диэлектрик затвора), толщиной всего 120 ангстрем. Для того чтобы минимизировать рассеивание света за счет контакта с металлом, металлические контакты отделены от слоя оксида кремния тонким слоем поликристаллического кремния шириной 10,5 мкм с обеих сторон от волновода.

Рис. 3.11. Структурная схема кремниевого оптического модулятора

Когда к управляющему электроду прикладывается положительное напряжение, по обеим сторонам диэлектрика затвора индуцируется заряд, причем со стороны волновода (поликристаллический кремний p-типа) -- это дырки, а со стороны кремния n-типа -- свободные электроны. Концентрация индуцированных под воздействием поля дырок и электронов одинакова и прямо пропорциональна приложенному напряжению и обратно пропорциональна толщине слоя диэлектрика затвора.

В присутствии свободных зарядов в кремнии изменяется коэффициент преломления кремния. Изменение коэффициента преломления вызывает, в свою очередь, фазовый сдвиг проходящей световой волны:



(3.25)

где L -- длина активной части оптического модулятора, -- длина волны света, -- эффективное изменение коэффициента преломления кремния, которое определяется как разность коэффициентов преломления до и после накопления заряда.

Рассмотренный выше модулятор позволяет производить именно фазовую модуляцию опорного сигнала. Для того чтобы превратить фазовую модуляцию в амплитудную (сигнал, модулированный по фазе, трудно детектировать в отсутствие опорного сигнала), в оптическом модуляторе дополнительно используется интерферометр Маха-Цендера, состоящий из двух плеч, в каждом из которых интегрирован фазовый оптический модулятор (рис.3.12).

Рис. 3.12. Структурная схема оптического модулятора

Использование фазовых оптических модуляторов в обоих плечах интерферометра позволяет обеспечить равенство оптических длин плеч интерферометров.

Опорная световая волна, распространяющаяся по оптоволокну, разделяется с помощью Y-разветвителя на две когерентные волны, каждая из которых распространяется по одному из плеч интерферометра. Если в точке соединения плеч интерферометра обе волны синфазны, то в результате сложения этих волн получится та же волна (потерями в данном случае пренебрегаем), что и до интерферометра (конструктивная интерференция). Если же волны складываются в противофазе (деструктивная интерференция), то результирующий сигнал будет иметь нулевую амплитуду.

Такой подход позволяет осуществлять амплитудную модуляцию несущего сигнала -- прикладывая напряжение к одному из фазовых модуляторов, фазу волны в одном из плеч интерферометра меняют на p или не меняют вовсе, обеспечивая тем самым условие для деструктивной или конструктивной интерференции. Экспериментальный график зависимости фазового сдвига от прикладываемого напряжения для различных активных длин фазового модулятора показан на рис.3.13.

Рис. 3.13.Экспериментальный график зависимости фазового сдвига от прикладываемого напряжения для различных активных длин фазового модулятора

Рис. 3.14. График изменения напряжения на модуляторе и соответствующий ему график интенсивности модулированного излучения на выходе интерферометра Маха-Цендера

Таким образом, прикладывая напряжение к фазовому модулятору с частотой f, можно осуществлять амплитудную модуляцию сигнала с той же самой частотой f. На рис.3.14 показаны график изменения напряжения на модуляторе (сверху) и соответствующий ему график интенсивности модулированного излучения на выходе интерферометра Маха-Цендера

...