Кодирование в системе DVB-T2

Размещено на http://www.allbest.ru/

Оглавление

• Введение
• 1. Обзор системы DVB-Т2. Сравнение с DVB-Т
• 2. Преимущества DVB-T2 перед DVB-T
• 2.1 Дифференцированная помехоустойчивость отдельных услуг и структура кадра T2
• 2.2 Многоканальный прием
• 2.3 Уменьшение отношения пиковой и средней мощностей передачи
• 2.4 Пропускная способность системы
• 2.5 Использование помехоустойчивого кодирования (FEC) и BaseBand (BB) кадры
• 3. LDPC коды в системе DVB-T2
• 3.1 Методы кодирования LDPC кодов
• 3.2 Алгоритмы декодирования LDPC-кодов
• 3.3 Алгоритм ”Сумма произведений”
• 4. FEC кодирование
• 4.1 Внутреннее кодирование (LDPC)
• 4.2 Внутреннее кодирование для нормальногоFEC-кадра
• 5. Перемежение
• 5.1 Перемежение символов в каналах с пакетами ошибок в кодовых словах
• 5.2 Временное перемежение в DVB-T2
• 6. Разработка модели системы приема-передачи данных на основе сверхширокополосных сигналов
• 6.1 Структура сверхширокополосной системы на основе OFDM сигналов
• 6.2 Особенности моделирования канала связи
• 6.3 Результаты моделирования системы и канала связи
• 7. Моделирование системы
• Заключение
• Библиография
• Приложение А. Программная реализация без применения Релеевских замираний канала

Введение

В настоящее время очень популярно цифровое телевидение. С каждым днём технологии улучшаются, качество передачи растёт. На сегодняшний день мир перешёл с системы DVB-T на систему DVB-T2. Одним из отличий систем является методы кодирования. В системы DVB-T2 применены коды с малой плотностью проверки на четность (LDPC), что делает ее, по заверениям разработчиков, устойчивой не только к узкополосным помехам, но и дает возможность принимать сигналы в условиях замираний в канале, т.е. время движения по городу. Однако далеко не всегда примененные методы кодирования способны исправить все ошибки в принятом сигнале. Обычно при построении устройств обработки на приемной стороне стоит проблема выбора компромисса между точностью обработки информации и быстродействием схемы. Поскольку LDPC коды являются наиболее сложными с точки зрения программно-аппаратного декодирования, то исследование их способности исправлять ошибки при различных канальных условиях является важной научной задачей, решение которой дает ответ об оптимальном подходе к построению процессорной части приемного устройства.

Целью данной работы является исследование функционирования схем LDPC декодера с целью определения оптимального направления построения радиоприемных устройств на базе одно- или многоядерных систем с относительно низки или очень высокими тактовыми частотами.

1. Обзор системы DVB-Т2. Сравнение с DVB-Т

Стандарт DVB-T2 является улучшенным и функционально расширенным последователем стандарта DVB-T. В нем сохранены основные идеи обработки сигнала (скремблирование, перемежение данных, кодирование), но при этом каждый этап усовершенствован и дополнен. В целом изменения не коснулись только модуляции OFDM (ортогональное частотное мультиплексирование).

В системе DVB-T2 для инкапсуляции информации может применяться не только транспортный поток MPEG, но и транспортный поток общего назначения (GSE), что позволяет снизить объем передаваемой служебной информации и сделать адаптацию транспортного потока к сети более гибкой. По сравнению с системой DVB-T привязки к какой-либо структуре данных на уровне транспорта не существует.

В стандарте DVB-T вся полоса используется для передачи одного транспортного потока. В новом стандарте применяется так называемая концепция PLP (physicallayerpipes - каналы физического уровня): передача в одном физическом канале нескольких логических. Возможны два режима: с передачей одного PLP - режим «A», с передачей нескольких PLP (multiPLP) - режим «B». В режиме «B» несколько транспортных потоков передаются одновременно, причем каждый из них помещается в свой PLP. Это позволяет обеспечить сосуществование в одном радиочастотном канале услуг, передаваемых с разной степенью помехоустойчивости: режим модуляции и режим помехоустойчивого кодирования может выбираться для каждого PLP индивидуально, т. е. оператор может выбирать большую скорость передачи или лучшую помехоустойчивость для каждой программы в формируемом пакете. Приемник же декодирует только выбранный PLP и отключается на время передачи PLP, которые не интересуют абонента, что обеспечивает энергетическую экономию.

В стандарте DVB-T2 усложнена система перемежения. Используется битовое, частотное и дополнительно - временное перемежение. Оно осуществляется не только внутри одного модуляционного символа, но и внутри суперкадра, что позволяет увеличить устойчивость сигнала к импульсным помехам и изменению характеристик тракта передачи.

Дополнительно в одночастотных сетях может поддерживаться технология MISO (multipleinput - singleoutput), использующая кодирование Аламоути. В этом случае передатчики в одночастотной сети передают не в точности один и тот же сигнал, что позволяет избежать на приемной стороне так называемых «провалов». Следует отметить, что стандарт DVB-T2 предусматривает восемь вариантов размещения пилот-сигналов. Если в системе DVB-T количество пилот-сигналов составляло 8 % от общего числа несущих, то в системе DVB-T2 это значение может варьироваться: 1; 2; 4 и 8 %. Выбор схемы размещения зависит от величины защитного интервала.

Для увеличения пропускной способности дополнительно введен режим модуляции 256-QAM и размерности быстрого преобразования Фурье (FFT) 16k и 32k, а также добавлены новые значения защитных интервалов: 1/128, 19/128, 19/256.

Почему в стандарте DVB-T не использовалась модуляция 256-QAM? Ведь ее применение позволяет увеличить пропускную способность системы на 30-50 %. Сверточные коды (СК) и коды Рида - Соломона (РС) не обеспечили бы должной защиты от ошибок. Данная проблема решена в стандарте DVB-T1. Основными механизмами, позволяющими повысить помехоустойчивость системы, являются новые алгоритмы кодирования и вращение сигнального созвездия.

В стандарте DVB-T2 вместо сверточных кодов используются коды с низкоай плотностью проверки на четность (LDPC), а вместо кода Рида - Соломона - короткий код Боуза - Чоудхури - Хоквенгема (BCH). Поведение характеристик при использовании кодирования LDPC + BCH приближено к идеальному. Соответственно коды LDPC и BCH обеспечивают более высокую помехоустойчивость, чем коды РС и СК, что позволяет передавать большее количество информации в используемом канале. Дополнительно введены относительные скорости кодирования 3/5 и 4/5.

Выигрыш в отношении «сигнал/шум» за счет использования новых методов помехоустойчивого кодирования для стандарта DVB-T2 при идентичном BER составит 5 дБ.

Еще одним новшеством в стандарте DVB-T2 является вращение сигнального созвездия, позволяющее улучшить помехоустойчивость системы.

В таблице 1.1 приведены значения угла поворота созвездия в зависимости от типа модуляции.

Таблица 1.1 - Значения угла поворота созвездия для различных типов модуляции

Тип модуляции	QPSK	16 QAM	64 QAM	256 QAM
Угол поворота созвездия	29°	16,8°	8,6°	arctg(1/16)

Каждый вектор такого созвездия приобретает свои индивидуальные координаты I и Q. Соответственно в случае потери информации об одной из координат ее можно будет восстановить. В результате перемежения компоненты I и Q передаются раздельно, что уменьшает вероятность их одновременной потери. В системе DVB-T каждая координата встречается несколько раз, поэтому в случае потери информации об одной из них определить, к какому квадранту относится точка, затруднительно. Соответственно поворот созвездия дает выигрыш в отношении «сигнал/шум» на несколько децибел.

В сетях наземного цифрового телевизионного вещания выбор параметров передачи тесно связан с выбором оптимального соотношения между помехоустойчивостью и пропускной способностью системы. Проведем сравнительный анализ данных параметров в системах DVB-T и DVB-T1.

Сравним скорости передачи при фиксированном отношении «сигнал/шум». Рассмотрим режимы с максимальной скоростью передачи данных [1, 2]. Для стандарта DVB-T: 8k, 1/32, 64-QAM, для стандарта DVB-T2: 32k, 1/128, 256-QAM (таблица 1.2).

Таблица 1.2 - Сравнение скорости передачи для одинаковых отношений «сигнал/шум»

DVB-T	DVB-T2
Относительная скорость кодирования	Отношение «сигнал/шум», дБ	Скорость передачи, Мбит/с	Относительная скорость кодирования	Отношение «сигнал/шум», дБ	Скорость передачи, Мбит/с
3/4	18,6	27,14	2/3	18,4	40,23
5/6	20	30,16	3/4	20,6	45,24
7/8	21,1	31,67	4/5	22	48,27

Очевидно, что при равных отношениях «сигнал/шум» скорость передачи в стандарте DVB-T2 по сравнению с предшественником увеличивается на 40-50 %. Это означает, что при том же радиусе зоны покрытия количество передаваемых программ можно увеличить на 50-60 %.

Важно отметить, что при идентичных параметрах передачи (64-QAM, относительная скорость кодирования 3/4, защитный интервал 1/4) отношение «сигнал/шум» в стандарте DVB-T составляет 18,6 дБ, а в стандарте DVB-T2 - 15,4 дБ. Соответственно зона уверенного приема при прочих равных параметрах будет значительно увеличена при построении сети стандарта DVB-T1.

Проведем сравнение отношения «сигнал/шум» при одинаковых скоростях передачи (таблица 1.3).

Таблица 1.3 - Сравнение отношения «сигнал/шум» при одинаковых скоростях передачи

DVB-T	DVB-T2
Относительная скорость кодирования	Отношение «сигнал/шум», дБ	Скорость передачи, Мбит/с	Относительная скорость кодирования	Отношение «сигнал/шум», дБ	Скорость передачи, Мбит/с
3/4	18,6	27,14	3/5	12,67	27,02
5/6	20	30,16	2/3	14,17	30,07
7/8	21,1	31,67	3/4	15,4	33,82

Отношение «сигнал/шум» при той же скорости передачи данных на 5-6 дБ меньше в стандарте DVB-T1. Соответственно при том же радиусе зоны обслуживания мощности передатчиков можно уменьшить в 3-4 раза.

Таблица 1.4 представлена для режимов передачи, позволяющих обеспечить максимальную пропускную способность системы, которая достигается при максимальной размерности FFT, наивысшем порядке модуляции и минимальном защитном интервале. При таких условиях максимальное расстояние между соседними передатчиками в одночастотной сети составит 8,4 км. Очевидно, что при проектировании сети такие расстояния окажутся недостаточными. Поэтому необходимо использовать другие защитные интервалы, позволяющие увеличить расстояние между передатчиками (таблица 1.4), несмотря на то, что пропускная способность системы уменьшится.

Если в стандарте DVB-T скорость передачи для различных режимов определена точно и ее значения отражены в таблицах нормативных документов, то для стандарта DVB-T2 такие таблицы приведены только для максимальных скоростей передачи. В общем случае пропускная способность системы стандарта DVB-T2 зависит от следующих параметров: размерности FFT, типа модуляции, параметров кодов LDPC и BCH, длительности защитного интервала, выбранной схемы пилот-сигналов, использования режима PLP или multiPLP и некоторых других и вычисляется в соответствии с формулой из [3].

Таблица 1.4 - Максимальные расстояния между передатчиками

Наименование параметра	Значение параметров для режима
	16k	32k
Защитный интервал	128	32	16	9256	8	128	4	128	32	16	256	8	128	4
Длительность защитного интервала, мкс	4	6	12	33	24	66	48	8	12	24	66	48	32	-
Длительность полезной части символа сообщения, мкс	1792	3584
Длительность символа сообщения, мкс	806	848	904	925	016	058	240	612	696	808	850	032	116	-
Максимальное расстояние между передатчиками, км	4,2	6,8	3,6	9,9	7,2	9,8	34,4	8,4	3,6	7,2	9,8	34,4	59,6	-

Правильный подбор комбинации всех описанных параметров позволит минимизировать потери в заданной зоне покрытия, оптимизировать значения мощностей передатчиков, пропускную способность и помехоустойчивость системы. При этом в стандарте DVB-T2 различных комбинаций параметров значительно больше, чем в стандарте DVB-T, что делает его более гибким для проектирования сетей цифрового телевизионного вещания.

Характеристики стандарта DVB-T2 приближаются к границе Шеннона, поэтому дальнейшее повышение помехоустойчивости и увеличение пропускной способности вряд ли возможно в рамках существующей модели цифрового наземного телевизионного вещания. Маловероятно, что в ближайшем будущем появится стандарт наземного телевидения третьего поколения семейства DVB. Скорее будет разработана принципиально новая модель эфирного цифрового вещания, а это является сложной задачей, требующей значительных временных затрат. Поэтому внедрение стандарта DVB-T2 для второго и последующих мультиплексов будет оправданным.

Система нового поколения обладает рядом особенностей высокочастотной обработки сигнала: используются новые алгоритмы кодирования, дополнительные виды модуляции, размерности быстрого преобразования Фурье (БПФ), относительные скорости кодирования, защитные интервалы и др. Высокочастотная обработка осуществляется в модуляторе радиопередатчика DVB-T2, где BB-кадр вместе со своим заголовком подвергается кодированию LDPC и BCH. В результате образуются последовательности длиной 64800 или 16200 бит, которые называются FEC-кадром. Полученные биты перемежаются в FEC-кадре (битовое перемежение) и в зависимости от выбранного вида модуляции разбиваются на слова (например, 6 бит для созвездия 64QAM, 8 бит - для 256QAM). На векторной диаграмме определенному набору бит в слове соответствует свой вектор, а каждому вектору - свое комплексное число (Re(z)jIm(z)). Совокупность элементов Re(z) и Im(z) называется COFDM ячейкой. Последовательность ячеек COFDM, соответствующих одному FEC-кадру, и называется FEC-блоком (рисунок 1.1).

Рисунок 1.1 - Последовательность формирования FEC Блоком [1]

В стандарте DVB-T2 дополнительно введено временное перемежение, обеспечивающее защиту от импульсных помех. Завершающей структурной единицей логического уровня сигнала DVB-T2, «заключающей в себе» закон перемежения, является кадр перемежения. Он и определяет расположение отдельных потоков PLP в суперкадре.Кадр перемежения состоит из целого числа TI-блоков, которые в свою очередь состоят из FEC-блоков (рисунок 1.2).

Рисунок 1.2 - Временное перемежение[1]

Рекомендуется использовать комбинацию «один TI-блок в одном кадре перемежения». Именно в этом случае перемежение будет выполняться в течение более длительного периода времени [2]. Каждый кадр перемежения на физическом уровне проецируется на один или несколько Т2-кадров. Назначение T2-кадра заключается в переносе потоков PLP, P1- и L1-сигнализации, т. е. T2-кадр содержит в себе услуги DVB-T2 и связанную с ними служебную информацию.

P1-сигнализация предназначена для первичной инициализации сигнала DVB-T1. L1-сигнализация необходима для:

*быстрого обнаружения приемником полезного сигнала;

* доступа к потокам PLP в рамках текущего (или последующего) Т2-кадра.

2. Преимущества DVB-T2 перед DVB-T

• T2 в первую очередь ориентирован на передачу на фиксированные и портативные антенны.

• Т2 обеспечивает, как минимум, 30%-ный прирост пропускной способности каналов относительно DVB-T при идентичных условиях передачи.

• T2 оптимсизирует работу одночастотных сетей (SFN).

• T2 допускает возможность сосуществования в одном РЧ-канале услуг, передаваемых с разной степенью помехоустойчивости. Например, часть услуг, транслируемых по одному каналу шириной 8 МГц, может быть предназначена для приема на направленные антенны, установленные на крышах, а часть -- для приема на комнатные портативные антенны.

• Т2 гибче использует полосу и частот.

• Т2требует меньший пикфактор. Это позволит снизить эксплуатационные расходы.

2.1 Дифференцированная помехоустойчивость отдельных услуг и структура кадра T2

Коммерческие требования к Т2 включали обеспечение различных уровней помехоустойчивости для разных услуг. Это может обеспечиваться использованием разных схем модуляции и степени помехоустойчивого кодирования. В Т2 это достигается путем группировки OFDM-символов внутри кадра, так что каждая услуга передается цельным блоком, занимающим в кадре определенный слот. Этот принцип иллюстрируется на рис.2.1



Рисунок 2.1. - Структура кадров Т2. Разными цветами обозначены фрагменты потока, относящиеся к разным услугам [2]

Начало кадра Т2 индицируется коротким OFDM-символом P1, представляющим собой 1K OFDM-символ с повторами начала и конца символа на соседних несущих (то есть со сдвигом по частоте), как это показано на рисунке 2.2. Такая структура символа P1 с одной стороны позволяет легко его выявить, а с другой исключает возможность имитации символа каким-либо фрагментом основного кадра.

Рисунок 2.2 - Упрощенная иллюстрация символа Р1 сигнализации DVB-T2 [2]

Он обеспечивает простой и надежный механизм выявления трансляции Т2-ресивером, сканирующим спектр в режиме поиска, а также быстрый захват ресивером частоты и 6-битной сигнализации (например, для определения размерности FFT в кадре T2).

Стандартная продолжительность кадра Е2 -- около 200 мс, а надстройка, требующаяся для передачи информации о структуре кадра, как правило, занимает менее 1%.

2.2 Многоканальный прием

При цифровом эфирном ТВ-вещании основным разрушающим фактором для цифрового канала являются помехи от многолучевого приема. Этот вид помех весьма характерен для эфирного приема в городах с разноэтажной застройкой из-за многократных отражений радиосигнала от зданий и других сооружений.

При многолучевом приеме в декодер поступают две (или более) одинаковые по характеру чередования символов, но сдвинутые по времени цифровые последовательности. Поскольку анализ переданного значения символа "0" или "1" в декодере обычно производится в середине символа, то в случае, если задержка радиосигнала второго луча становится близкой или больше половины длительности символа, происходит резкий рост цифровых ошибок, вплоть до полного разрушения цифрового канала.

При стационарном эфирном ТВ-приеме бороться с многолучевостью можно путем применения остронаправленных многоэлементных ТВ-антенн, что обычно и делается в системах коллективного эфирного приема. Но это не решает проблемы полностью, так как при этом нельзя будет гарантировать уверенный прием цифровых ТВ-программ на переносные и перевозимые ТВ-приемники, в которых используются простые ТВ-антенны. Радикальным решением этой проблемы является применение в эфирных каналах ТВ-вещания модуляции COFDM (Coded Orthogonal Division Multiplexing), которая специально разработана для борьбы с помехами при многолучевом приеме.

При COFDM используется ортогональное частотное мультиплексирование совместно с помехоустойчивым канальным кодированием. Сочетание канального кодирования (аббревиатура С) с ортогональным частотным мультиплексированием (аббревиатура OFDM) обозначается как COFDM. Метод COFDM хорошо известен и широко используется в цифровых системах радиовещания (DAB) в Европе, Канаде, Японии и др.

При COFDM последовательный цифровой поток преобразуется в большое число параллельных потоков (субпотоков), каждый из которых передается на отдельной несущей. Группа несущих частот, которая в данный момент времени переносит биты параллельных цифровых потоков, называется "символом COFDM". Благодаря тому, что используется большое число параллельных потоков (обычно 1705 или 6817 субпотоков), длительность символа в параллельных потоках получается существенно больше, чем в последовательном потоке данных (соответственно 280 или 1120 мкс -- в зависимости от числа используемых субпотоков). Это позволяет в декодере задержать оценку значений принятых символов на время, в течение которого изменения параметров радиоканала из-за действия эхо-сигналов прекратятся, и канал станет стабильным.

Таким образом, при COFDM временной интервал символа субпотока Ts делится на две части -- защитный интервал D, в течение которого оценка значения символа в декодере не производится, и рабочий интервал символа Tu, за время которого принимается решение о значении принятого символа (рис. 1). Отметим, что для правильной работы системы эхоподавления необходимо, чтобы защитные интервалы находились не в начале, а в конце символов S2, S3 ..., то есть в защитном интервале продолжается модуляция несущей предшествующим символом (рис.1б,г).

Для обеспечения оптимального обмена между топологией (конфигурацией построения) сети ТВ-вещания и эффективностью использования радиоспектра применяются разные значения защитного интервала. Благодаря этому система может использоваться для вещания как в одночастотной сети с большой зоной покрытия, так и для малых зон, обслуживаемых одним передатчиком.

Для одночастотной радиосети типичным видом эхо-сигналов являются сигналы от соседних по территориальному размещению радиопередатчиков, передающих одинаковые символы COFDM. Эти сигналы не отличаются от классических эхо-сигналов, и их можно оценивать как эхо-сигналы, если они будут поступать в приемник за время защитного интервала D. Таким образом, выбор длительности защитного интервала будет непосредственно влиять на вид проектируемой одночастотной радиосети. Увеличение длительности защитного интервала позволяет увеличить расстояние между соседними радиопередатчиками. С другой стороны, длительность защитного интервала целесообразно выбирать небольшой, так как, с точки зрения теории информации, защитный интервал не используется для передачи полезной информации и его введение уменьшает объем передаваемой информации.

Т2 включает факультативную возможность использования кода Аламоути3, который создает возможность приема от двух передатчиков. В тех случаях, когда ресивер «видит» сигнал сразу от двух передатчиков, например, при приеме на ненаправленную антенну в небольшой одночастотной сети, его применение может значительно улучшить работу системы. Это кодирование совместно с изменением формата пилот-сигналов дает возможность без потерь разделить и отдельно декодировать сигналы, принятые из двух разных эфирных каналов. Причем наложение кода не ухудшает приема, если антенне доступен только один канал. Предварительные расчеты показали, что эта техника позволяет увеличить зону покрытия небольших одночастотных сетей до 30%.

2.3 Уменьшение отношения пиковой и средней мощностей передачи

Значительную долю расходов на передачу составляет стоимость электричества, питающего передатчики. OFDM-сигналы характеризуются относительно высоким отношением пиковой и средней мощностей. В связи с этим в Т2 включены две технологии, позволяющие снизить это отношение примерно на 20%. А это, в свою очередь, существенно снижает расходы на электропитание. Речь о следующих двух технологиях:

* Резервирование тона. В этом случае 1% несущих остается в резерве, не перенося никаких данных, но может использоваться передатчиком для введения сигналов, размазывающих пики.

* Активное расширение констелляционного созвездия. В этом случае часть крайних точек созвездия отводится дальше от центра так, что это уменьшает пики сигналов. Так как изменения касаются только крайних точек, уводимых в область, свободную от других точек, это не оказывает существенного влияния на способность ресивера декодировать данные.

2.4 Пропускная способность системы

Пропускная способность системы Т2 будет определяться выбором целого ряда системных параметров. Для этой цели предусмотрено множество опций, и о конкретной конфигурации приемники будут информироваться с помощью сигнализации. Выбор параметров представляет собой процедуру оптимизации работы системы, например, поиск компромисса между долей служебной информации и временем переключения с канала на канал или между пропускной способностью и устойчивостью к помехам.

Широкий набор конфигурируемых параметров также усложняет сравнение с другими системами. Так, например, если сравнивать Т2 с DVB-T, то для первого могут быть выбраны параметры, обеспечивающие такое же поведение сигнала в стандартном гауссовском канале, но предполагающие большую устойчивость Т2 в условиях сложного приема. Такой вариант уже соответствует значительно более высокой пропускной способности канала Т2 по сравнению с DVB-T. Однако можно выбрать и вариант с немного более низкими показателями для гауссовского канала, но по-прежнему (как ожидается) с несколько более высокими для каналов, со сложными условиями приема. В этом случае прирост пропускной способности будет еще больше.

Сравнительные характеристики систем с одинаковым поведением в гауссовском канале представлены в таблице 1. Как можно видеть, ожидаемый прирост пропускной способности относительно британского варианта DVB-T составит около 49%. Это результат теоретических оценок, так как в момент написания этого материала возможности проверить работу системы на реальном оборудовании в лаборатории или полевых условиях не было.

2.5 Использование помехоустойчивого кодирования (FEC) и BaseBand (BB) кадры

Как показано на рис.2.1, передаваемые данные пакетируются в BB-кадры, заголовок которых содержит информацию о характере данных. Затем данные закрываются LDPC FEC, аналогичным тому, который применяется в DVB-S2. Для устранения ошибок, оставшихся после LDPC-декодирования, данные дополнительно защищаются коротким кодом Боуза-Чоудхури-Хоквингема (Bose-Chaudhuri-Hocquenghem) BCH.



Рисунок 2.3 - Структура НЧ (ВВ) кадра [3]

Полная длина кадра с наложенным помехозащитным кодированием составляет 64800 бит. Этот кадр является базовым блоком системы T2. В рамках стандарта T2 доля контрольных бит помехозащитных кодов может колебаться от 15 до 50%. В качестве опции допускается и более короткий вариант FEC-кадра -- длиной в 16 200 бит. Он может применяться для уменьшения задержек приема низкоскоростных услуг.

Данные, передаваемые внутри ВВ-кадра, как правило, представляют собой последовательность транспортных пакетов MPEG-2. В то же время, поля сигнализации в заголовке BB-кадра полностью совместимы с системой инкапсуляции IP-пакетов по новому DVB-протоколу под названием GenericStreamEncapsulation.

Тестовая имитация работы помехозащиты на базе LDPC показала существенное повышение помехозащищенности по сравнению с защитой, используемой в DVB-T, то есть сверточным кодированием в сочетании с кодом Рида-Соломона. Выигрыш в уровне С/N за счет нового FEC может составлять до 3 дБ для типичного уровня ошибок и при одинаковой доле контрольных символов. По существу, это улучшение позволяет повысить пропускную способность канала примерно на 30% (например, за счет применения более высокого уровня констелляции).

Для возможности удлинить защитный интервал без увеличения его доли в общем объеме данных в Т2 были введены два новых режи-ма -- 16К и 32К -- с соответствующем увеличением числа ортогональных несущих. Рис. 2.2 иллюстрирует переход к режиму с большим числом поднесущих. В данном случае абсолютная величина защитного интервала сохраняется, но его доля в общем объеме снижается.

Рисунок 2.4 - Использование в DVB-Т2 более длинных символов позволяет уменьшить относительную долю защитного интервала в общем объеме символа [3]

Максимальная длительность защитного интервала в Т2 достигается в режиме 32К при отношении GI и длины всего символа 19/128. Длительность GI при этом превышает 500 мкс, чего вполне достаточно для строительства крупной общегосударственной одночастотной сети.

Таким образом, Т2 предлагает более широкий ряд размерностей FFT и защитных интервалов. А именно:

размерности FFT: 1K, 2K, 4K, 8K, 16K, 32K;

относительная длительность защитных интервалов: 1/128, 1/32, 1/16, 19/256, 1/8, 19/128, 1/4.

Как уже отмечалось, в OFDM каждая несущая модулируется по фазе и амплитуде. Высшая модуляция стандарта DVB-T, 64 QAM, обеспечивает передачу 6 бит одним символом (модулируемым элементом одной несущей1).

Высшая модуляция в Т2 увеличена до 256 QAM, она позволяет передавать одним символом 8 бит. Несмотря на то, что этот тип модуляции более чувствителен к ошибкам, обусловленным шумом, тестовая имитация показала, что LDPC FEC обеспечивает 30%-ное увеличение эффективности использования канала по сравнению с DVB-T при типовых условиях передачи.

Появившиеся в Т2 новые режимы -- 16К и 32К -- имеют значительно более крутой спад внеполосных составляющих, чем режим 2К. Как показано на рис. 4, это обстоятельство позволяет размещать несущие ближе к стандартной спектральной маске, которая накладывается на сигналы DVB-Т в полосе 8 МГц. Это расширение полосы позволяет передать еще 2% дополнительных данных.

В DVB-T каждый двенадцатый модулированный элемент является пилот-сигналом, то есть они занимают 8% в общем объеме данных. Эта пропорция используется при любых вариантах защитных интервалов, и размещения пилот-сигналов должно быть таковым, чтобы позволить выровнять сигналы с защитным интервалом 1\4. Однако для меньших защитных интервалов добавка пилот-сигналов в количестве 8% оказывается избыточной. Поэтому в T2 введены восемь разных вариантов размещения. Каждому варианту относительной длительности защитного интервала соответствует несколько возможных опций размещения пилот-сигналов. Они динамически выбираются в зависимости от текущего состояния канала, что позволяет оптимизировать их количество. На рис.2.5 показаны два возможных варианта размещения.

Рисунок 2.5 - Типовые варианты расположения пилот-сигналов и доля образуемой ими надбавки [3]

Более плотное размещение пилот-сигналов может использоваться для снижения требуемого уровня С/N на входе приемника или для улучшения синхронизации. В последнем случае пилот-сигналымодулируются псевдослучайной последовательностью.

3. LDPC коды в системе DVB-T2

Коды с малой плотностью проверок на четность (LDPC-код от англ. Low-densityparity-checkcode, LDPC-code, низкоплотностный код) были впервые предложены Робертом Галлагером и позднее исследовались во многих научных работах. Несмотря на то, что в течение долгого времени LDPC-коды были практически исключены из рассмотрения, в последние годы наблюдается увеличение количества исследований в этой области. Это связано с тем, что, обладая плохим минимальным расстоянием, коды с малой плотностью, тем не менее, обеспечивают высокую степень исправления ошибок при весьма малой сложности их декодирования. Было показано, что с ростом длины некоторые LDPC-коды могут превосходить турбо-коды и приближаться к пропускной способности канала с аддитивным белым гауссовским шумом. Вместе с тем многие предложенные конструкции LDPC-кодов являются циклическими или квазициклическими, что позволяет производить не только быстрое декодирование, но и эффективные процедуры кодирования. Кроме того, даже для LDPC-кодов, не обладающих свойством цикличности, были предложены эффективные процедуры кодирования.

В первоначальном виде, LDPC коды это линейные блочные коды характеризующиеся разреженной, т.е. низкоплотностной матрицей проверок на четность H столбцы которой имеют фиксированное число ненулевых элементов - dv и строки которой имеют фиксированное число ненулевых элементов - dc. Например матрица LDPC кода проверки четности с dv=3, dc=6:

По определению, если каждая строка матрицы содержит ровно K?N, и каждый столбец ровно J?R единиц, то код называется регулярным.



Допустим N-число столбцов проверочной матрицы, т. е. N это длина кодового слова. Пусть M<N число строк проверочной матрицы. Будем считать, что матрица H проверок на четность является максимальной ранга, т. е. ранг(Н) = М. Рассмотрим столбец вектора x из N элементов, число степеней свободы в решении уравнения проверки четности

Hx =0,

то есть число линейно независимых столбцов матрицы H, является равным K = N ?M, которое также соответствует числу информационных битов в кодовом слове. Конечно очевидно, что сумма всех единиц во всех строках равняется сумме всех единиц во всех столбцах, поэтому:

Ndv = Mdc=(N ? K)dc.

Выражение R = K/N также называется скоростью кода, т.е. среднее число информационных символов в кодовом слове. Поэтому регулярный (dv, dc) LDPC код обладает скоростью кода R =1 ? dv/dc.

Можно связать проверочную матрицу H с двудольным графом в непосредственном соответствии. Такой граф содержит два вида узлов: каждый узел первого вида, обозначенный как переменный узел, связан со столбцом H; каждый узел второго вида, обозначенный как проверочный, связан со строкой H.

Двудольный граф связанный с проверочной матрицей строится следующим образом:

Рисунок 3.1 - Изображена иллюстрация построения графа для регулярных (2, 4) кодов LDPC [4]

Алгоритм построения двудольного графа для регулярных (2,4) кодов LDPC.

1. выделить массив переменных узлов - N, каждый из которых соответствует столбцу H;

2. выделить массив проверочных узлов - М, каждый из которых соответствует строке Н;

3. для каждого ненулевого элемента из матрицы Н, соединить ветвью перемененные и проверочные узлы каждого столбца и строки, соответственно.

В уравнении проверки четности (3,2), каждый столбец матрицы H умножается на соответствующий двоичный символ кодовой комбинации. Таким образом, каждый переменный узел связан с двоичным символом в кодовой комбинации. Положением бита представлено положение столбца, связанного с переменным узлом. С другой стороны, каждый узел проверки связан с уравнением проверки четности по указанной строке, соответствующей этому конкретному узлу проверки. Говорят, что узел "степени i". Если от i отходят ветви, то тогда с i связывают узлы другого рода другого рода.

Описанные выше двудольные графы для кодов LDPC так же называются графами Таннера для линейных блочных кодов. Они могут быть использованы для описания ограничений, которым должно удовлетворять кодовая комбинация, чтобы принадлежать определенному линейному блочному коду. Можно заметить, что заменяя любую строку в проверочной матрице Н с линейной комбинацией самой строки и любых других наборов строк, не изменяет набор кодовых слов удовлетворяющих уравнению контроля четности (3.2), т.е. полученная матрица является матрицей проверки четности для того же кода. Другими словами, каждый линейный блочный код допускает несколько проверочных матриц, или, эквивалентно, несколько представлений графов Таннера. Однако, в основном, описанный выше метод линейной комбинации не сохраняет разряженность проверочной матрицы.

Интересно отметить, что, хотя не исключено составление проверочной матрицы для регулярного (dv, dc) кода, когда dv четное число, эта матрица не будет иметь максимальный ранг поскольку существует по крайней мере одна линейная комбинация строк равная нулевому вектору. Действительно, рассмотрим вектор r = (r1, . . . , rN) получается путем суммирования всех векторов-строк в H. j-й элемент вектора r имеет вид:

где {hij} обозначает элементы Н. Таким образом, можно удалить строку из матрицы проверки четности, не изменяя набор кодовых слов и увеличивая скорость кода. Как следствие, не может существовать регулярный(dv,dc) LDPC код с четнымdv и скоростью 1 - dv/dc.

Обозначение (dv, dc) для регулярных LDPC кодов описывает особое свойство, т.е. то что код допускает проверочную матрицу, которая имеет ровно dv единиц в каждом столбце и dc единиц в каждой строке. Таких кодов может быть больше одного даже если длина кодового слова N фиксирована. Таким образом, это обозначение определяет класс или ансамбль (группу) кодов. Существует несколько аналитических методов представления LDPC кодов для кодирования ансамблей, в том смысле, что этот анализ характеризует ожидаемое исполнение, когда фактический код выбирается из всего ансамбля в случайном порядке.

Хотя предположение регулярности существенно упрощает анализ производительности, оно накладывает излишние ограничения на структуру матрицы проверки четности.

Построение двудольного графа не зависит от регулярности кода и, следовательно, так же применимо к нерегулярным LDPC кодам. В случае нерегулярности, количество ветвей привязанных к различным узлам может меняться от узла к узлу, независимо от их вида. Другими словами, узлы переменных (или проверочные) не обязаны иметь равную степень.

Чтобы дать описание нерегулярным LDPC ансамблям кодов, вводится понятие распределения степени. Распределения степени для LDPC кода задается парой полиномов.

,где

- коэффициент лi это часть ветвей графа соединяющих переменные узлы степени - i

-сj это часть ветвей графа соединяющих проверочные узлы степени - j. Многочлен с(x) называется распределением степеней узлов проверок и л(x) называется распределением степеней узлов переменных.

Коэффициенты {сj} и {лi} должны удовлетворять следующим ограничениям:

Где третье и четвертое возникают потому что, «сумма всех граней графа» должна быть равна единице.

Если граф имеет l ветвей, т.е. соответствующая матрица проверки четности имеет l ненулевых элементов, число vi переменных узлов степени i

и число степень cj проверочных узлов

Поэтому число N переменных узлов задается

Число М узлов проверки задается

Таким образом, кодовая скорость выглядит следующим образом:

Можно заметить, что, для заданной скорости кода R, коэффициенты распределения степени должны удовлетворять следующему линейному ограничению:

Нерегулярные LDPC коды известны сегодня в числе самых мощных двоичных кодов.

На практике были получены нерегулярные LDPC коды с характеристиками близкими к пропускной способности для различных двоичных каналов без памяти, среди которых двоичный канал со стиранием (BEC) и двоичный симметричный канал (BSC).

3.1 Методы кодирования LDPC кодов

Кодирование - это операция выбора соответствующего кодового слова из множества всех кодовых слов с учетом вектора передаваемых информационных бит. В общем, кодирование может быть достаточно сложным из-за случайной структуры кода. Опишем некоторые методы кодирования, которые могут быть применены при кодировании любого LDPC кода.

Кодирование при помощи умножения матриц

В некоторых случаях применения двоичных кодов желательно, чтобы информационные биты явно содержались в соответствующем кодовом слове. Это позволит, например, избежать сложного декодирования, если система связи организована по очень хорошему каналу связи, вносящему малую неопределенность в принимаемую последовательность. Коды, выполняющие это условие называются систематическими. Часть кодового слова, повторяющая биты данных известна как систематическая часть кодового слова. В сверточном кодировании систематическая часть часто перемежается с несистематической (биты проверки). В этой главе мы рассмотрим систематические LDPC коды, систематическая часть которых состоит из первых бит в кодовом слове.

Так как коды ldpc являются линейными кодами, они могут кодироваться при помощи соответствующей N ЧK порождающей матрицы G. В частности, кодовое слово может быть получено следующим образом

x = Ga,

- где а - вектор К информационных бит.

Так как код систематический, генерирующая матрица имеет вид:

- где P это (N?K)ЧK - матрица, которая формирует проверочные биты кодового слова.

Закодированный вектор х имеет форму

(a1, . . . , aK, p1, . . . , pN?K)T

- где вектор проверочных бит

p = (p1, . . . , pN?K)T = Pa

Матрица определяется как

- это проверочная матрица систематического кода, полученного из порождающей матрицы G, означает, что вектор х является кодовым вектором если, и только если, выполняется соотношение:

Это может быть легко показано, так как любой вектор бит x = (x1, . . . , xN) является кодовым словом если последние (N - K) биты равны проверочным битам вектора р, сгенерированным по первым К битам кодового слова:

p = P(x1, . . . ,xK)T

Легко увидеть, что

равна 0, используя логическую алгебру, если, и только если,

то есть если х - кодовое слово.

Пораждающая матрица G полностью определяется своей подматрицей P, которая, в свою очередь, может быть вычислена при помощи преобразования данной проверочной матрицы H, в ее форме, при помощи простых операций с рядами (замена ряда линейной комбинацией ряда с другими рядами) [7].

Учтем проверочную матрицу H, для того, чтобы гарантировать существование соответствующего систематического кода, правая (N-K) Ч (N-K) суб-матрица H должна быть не единственной. Однако, следует заметить, что если H имеет максимальный ранг, то существует множество N - K столбцов матрицы H, которые формирует невырожденная матрица. Таким образом, можно получить проверочную матрицу соответствующего систематического кода, применяя перестановки столбцов H, которая ставит эти столбцы в правые позиции. Несмотря на это, H является редкой по определению, подматрицы Р от G, в общем, плотные. Это означает, что, отказываются от части единичной матрицы, для того, чтобы хранить G, по крайней мере,

бит памяти не требуется. С типичным LDPC кодами размер кодового слова колеблется от 103 до 104 бит, это означает, что память для хранения G, например, для кода скоростью 1/2, составляет по крайней мере порядка 106 бит.

Операция умножения матриц, выполняемая только для плотной части матрицы G, требует K(N-K)= К2(1/R-1) операций умножения и (К-1)(N-K)=(К2 -К)(1/R-1) дополнительных операций (логические операции).

3.2 Алгоритмы декодирования LDPC-кодов

Декодирование - это процедура поиска и исправления ошибки, возникших в кодовом слове при передаче по каналу связи, или поиск кодового слова по вектору, принятому из канала. В зависимости от вида решений в демодуляторе различают мягкое и жесткое декодирование.

Применение мягких решений несколько усложняет декодер, но позволяет получить дополнительный выигрыш от декодирования - порядка нескольких децибел.

3.3 Алгоритм ”Сумма произведений”.

Декодирование по максимуму правдоподобия, на символ или кодовое слово обобщенного линейного блочного кода, в общем, непростая задача.

Тем не менее, Галлагер предложил три субоптимальных итерационных алгоритма декодирования для LDPC кодов, которые используют разреженность проверочной матрицы этого кода. Два из них являются простыми и основаны на алгоритмах жесткого решения и техники побитовой обработки, тогда как третий является более точным алгоритмом, который основан на итерационном обмене действительными надежностями бит кодового слова .Эти алгоритмы широко известны как алгоритмы Галлагера А, B, и C.

Все эти алгоритмы обладают привлекательным свойством - возможностью применения графа Таннера для декодирования. В частности, они характеризуются тем, что узлы, как переменных, так и проверочные, выступают в качестве процессоров обмена вещественными сообщениями по кодовому графу. Вся обработка производится локально, т. е. для каждого узла, она основана только на доступных ему сообщениях. Сообщения представляют надежность значения битов кодового слова, в частности, они представляют оценку вероятности того, что каждый конкретный бит кодового слова равен "1".

Алгоритм Галлагера С, в настоящее время, введен с акцентом на его реализацию в логарифмической области. Учитывая бинарность случайной величины X, принимающей значения в интервале {0,1}, её отношение правдоподобия лx определяется как

и соответствующие логарифмическое отношение правдоподобия:

На каждой итерации алгоритма декодирования: во-первых, каждый узел переменной вычисляет выходное сообщение для каждой соединенной с ним вершиной (i), и, затем узел проверок вычисляет выходное сообщение для каждой подключенной к нему вершины (ii). Порядок вычисления сообщения, как правило, показывают графиком.

Рисунок 3.3.1 - Узел переменной: величины входящие в расчет j - того выхода [4]

На рисунке 3.3.1, показана степень dv узла переменных и показаны входные и выходные сообщения. Можно отметить, что существует вход, соединенный с узлом и чье значение отмечено как m0, который представляет входное значение надежности, связанное с соответствующим битом узла переменной, выраженной логарифмом правдоподобия. Это значение входной надежности, как правило, рассчитываются на основе наблюдений за каналом [6].

Алгоритм декодирования может быть получен на основании вероятности домена, и как следствие в результате вычисления логарифма отношения правдоподобия (LLR) домена. Сообщение на выходе узла переменных это вероятность того, что соответствующий бит X кодового слова равен "1", из всего множества независимых наблюдений относительно бита. Предположим, что есть dv независимых наблюдений о1, . . . ,оdv. Тогда отношение вероятностей наблюдений будет выглядеть:



Вероятность равенства Х = 0 в данных наблюдениях

и соответствующее отношение правдоподобия

которое предполагает

P(X = 0) = P(X = 1) = 1/2, в

Алгоритм декодирования узла переменных, может быть разработан в области логарифма правдоподобия. Каждый узел переменной степени-dv, как показано на рисунке 3.3.1, вычисляет dv выходных сообщений, следовательно:

где mvj - j - тое выходное сообщение и mvi - i - тое входное сообщение от узла проверки. Другими словами узел переменных обрабатывает все сообщения на его входе как независимые данные: dv - один от узлов проверок и один m0, соответствует отношению правдоподобия, ассоциирующееся с первичными данными.

Можно заметить, что сумма явно исключает сообщения, приходящее от ребра, выходное сообщение которого было вычислено.

Рисунок 3.3.2 - Узел проверки: показаны величины, входящие в расчет j - ого выходного сообщения [4]

На рисунке 3.3.2 показан общий узел проверки степени - dc. Проверочный узел представляет разбиение на биты кодового слова, связанных с узлами переменных, соединенных с ним. Это ограничение выражается в соответствующей строке проверочной матрицы: сумма бит кодового слова по модулю 2, связанных с проверочным узлом, равна 0. В этом случае, проблема заключается в следующем:

Для данных вероятностей, соответствующих dc?1 битам из dc бит, соединенных с узлом проверки четности, вычислим вероятность P0, что их сумма по модулю 2 равна 0 (мы знаем, что сумма всех битов dc по модулю 2 равна 0 ). Предположим что все данные наблюдений, ведущих к вычислению P(X1 = 1), . . . , P(Xdc?1 = 1) независимы, тогда

где "х: четная сумма" обозначает все биты векторов х длины dc-1, сумма которых является четным числом, то есть, х содержит четное число единиц. Вычисление этой величины может быть выполнено по следующим принципам.

Во-первых, рассмотрим следующий многочлен q(t):

Заметим, что коэффициент бi задается как

Другими словами, бi - это вероятность наличия i единиц и dc-1-i нулей среди dc-1 бит. Заметим теперь, что q(1) это сумма всех коэффициентов и q(?1) сумма всех коэффициентов, где все нечетные коэффициенты изменили знак. Следовательно

равна удвоенной сумме всех четных коэффициентов, т. е. удвоенной вероятности приема четного числа единиц. Как следствие,



Соответствующее логарифмическое отношение правдоподобия, есть

Рассмотрим проверочный узел на рисунке 3.3.2, чтобы вычислить общее выходное сообщение. Каждый проверочный узел выполняет следующие вычисления:

-где mcj является j-тым выходным сообщением и mci это i-тое входное сообщение приходящее от узлов переменных. Как и в случае узла переменных, сообщение приходящее от j-ого ребра не используется для вычисления исходящего сообщения в j-том ребре. Сообщения могут быть интерпретированы как LLR битов связанных с узлами переменных по направлению из которых сообщение направляется. В конце процесса декодирования, каждый узел переменных вычисляет выходное значение надежности следующим образом:

где dv- степень узла.

Иными словами, выходное значение надежности бит кодового слова является суммой всех сообщений, направленных на соответствующий узел переменных. Из (3.3.1), LLR, относительно двоичной случайной величины, может быть непосредственно использована для вычисления MAP (максимума апостериорной вероятности) оценки случайной величины. В самом деле, если знак LLRs положительный, вероятность того, что случайная величина равна 0 больше, чем вероятность того, что случайная величина равна 1. И наоборот, если знак LLRs отрицательный, вероятность случайной величины быть равной 0 меньше, чем вероятность случайной величины быть равной 1.

Таким образом, знаки LLRs в (3.3.5) необходимые для принятия решения о битах кодового слова. Подводя итог, алгоритм декодирования Галлагера C включает в себя следующие шаги:

1. Вычисление всех значений для надежности символов в кодовом слове. Эти значения соответствуют, для каждого узла переменных, значению m0 на рисунке 3.3.2.

2. Установить равным 0 все сообщения, приходящие из проверочных узлов.

3. Вычислить выходные сообщения переменных узлов с помощью (3.1.3).

3. Передача сообщений на проверочные узлы.

5. Вычислить сообщения проверочных узлов, используя (3.3.4).

6. Передача сообщений на переменные узлы.

7. Проверка того, что выполнен критерий остановки декодирования, описанный в следующем пункте. Если нет, переход к шагу 2.

8. Вычислить конечные значения надежности, используя (3.3.5).

Критерий остановки декодирования может быть основан на нескольких возможных событиях. Два самых общих это:

- Декодируемые символы формируют действительное кодовое слово (выполняются все проверки)

- Достигается заданное число итераций.

Было обнаружено, что алгоритм Галлагера С обладает интересным свойством - он показывает очень малую вероятность необнаружения ошибочного результата декодирования, т.е. когда процесс декодирования не удается, декодер фиксирует случай необнаружения ошибки. В действительности, в отличии от турбо-кодов, алгоритм BP для LDPC кодов оперирует битами кодового слова, а не информационными битами. Это легко заметить при наблюдении, информационные биты и биты проверок обрабатываются одинаковым способом. Кажется очевидным, что всегда, когда возникает ошибка декодирования, получаемая последовательность бит не является кодовым словом, в том смысле, что обычно не выполняется соотношение (4.2).

В описанном выше алгоритме структура передачи сообщений жестко фиксирована - сначала свои сообщения формирует каждый узел переменных, затем эти сообщения посылаются узлам проверок, которые в свою очередь вычисляют сообщения для своих выходов. Все полученные сообщения затем передаются обратно узлам переменных. Эта схема оптимальна при применении древовидных двудольных графов, т.е. графов без циклов. Если граф имеет циклы, то алгоритм становится подоптимальным и может иметь смысл в адаптации другой схемы планирования вычислений. Другая мотивация для использования других принципов планирования вычислений, в отличие от алгоритма Галлагера, это улучшение вычислительной и реализационной эффективности схем, реализующих алгоритм LDPC.

4. FEC кодирование

Данная подсистема должна осуществлять внешнее кодирование (BCH), внутреннее кодирование (LDPC) и битовое перемежение. Входной поток должен состоять из BBFRAME кадров, а выходной -- из FECFRAME кадров.

Каждый BBFRAME кадр (Kbch бит) должен быть обработан подсистемой FEC кодирования для формирования FECFRAME кадра (Nldpc бит). Биты проверки на четность (BCHFEC) внешнего систематического BCH кода должны быть добавлены после BBFRAME кадра, а биты проверки на четность (LDPCFEC) внутреннего LDPC кодера должны быть добавлены после поля BCHFEC, как показано на рисунке 5.1.

...