Приближенный аналитический метод для анализа многопроводных связанных экранированных микрополосковых линий на слоистой подложке

Размещено на http://www.allbest.ru/

Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники

Приближенный аналитический метод для анализа многопроводных связанных экранированных микрополосковых линий на слоистой подложке

А.Н. Сычёв

Многопроводные связанные микрополосковые линии (МПЛ) с многослойным диэлектрическим заполнением широко используются в СВЧ технике при проектировании направленных ответвителей, фильтров, линий задержки, они также являются основным строительным блоком межсоединителей современных высокоскоростных цифровых интегральных схем (рис. 1) [1].

Рис. 1. Поперечное сечение многопроводных связанных экранированных МПЛ на двухслойной подложке

Теоретические исследования линий передачи проводят или в электродинамическом или в квазистатическом приближениях. Электродинамический подход является более точным, но главным его недостатком является требование значительных компьютерных ресурсов, а также большое время счёта. Отсюда квазистатическое приближение видится более предпочтительным, в силу своей эффективности при практической реализации. Из квазистатических методов наиболее привлекателен метод конформных отображений, вследствие того, что позволяет получать аналитически замкнутые выражения при поиске погонных параметров структур.

Постановка задачи

Рассмотрим поперечное сечение отрезка многопроводных связанных экранированных МПЛ на двухслойной (см. рис. 1), а в общем случае многослойной подложке. Будем полагать, что проводники являются идеально проводящими и бесконечно тонкими, а их ширина и зазоры между ними имеют произвольные величины. При анализе будем учитывать не только ближние смежные связи проводников, ведущие к трёхдиагональному приближению, но и дальние перекрёстные связи.

Целью работы является разработка эффективного в вычислительном плане аналитического метода, ориентированного на САПР для квазистатического анализа многопроводных связанных структур с многослойным диэлектрическим заполнением, в частности экранированных МПЛ на двухслойной подложке. В результате анализа определяются матрицы погонных емкостей и индуктивностей многопроводных связанных линий.

Аналитический метод. Одно- и двухслойные многоэлектродные ячейки

Первый этап в новом приближённом методе анализа заключается в декомпозиции поперечного сечения рассматриваемой структуры (см. рис. 1) на замкнутые подобласти с идеальными границами, состоящими из участков электрических и магнитных стенок. Элементарные подобласти представляются диэлектрически однородными и могут соприкасаться или быть вложенными. Диэлектрические проницаемости и геометрические параметры подобластей, в случае если они являются вложенными, модифицируются согласно предлагаемым ниже соотношениям. Параметры (матрицы частичных емкостей) каждой подобласти вычисляются методом конформных отображений. Объединение подобластей, согласно схеме соединений, позволяет отыскать итоговые соотношения для многопроводных связанных экранированных МПЛ на двухслойной подложке. По сути метод является обобщением частных методик для одиночных линий, изложенных в [2-5].

Вначале разобьем исходную структуру (см. рис. 1) идеальной магнитной (непроницаемой) стенкой на две соприкасающиеся подобласти в виде двух полос с толщинами h₁+h₂ и h₃ и с соответствующими матрицами погонных емкостей С(h₁+h₂) и С(h₃). В силу того, что ячейки соприкасаются, а их электроды соединены параллельно, итоговая матрица емкостей многопроводных связанных экранированных МПЛ на двухслойной подложке запишется С=С(h₁+h₂)+С(h₃).

Теперь рассмотрим подробнее как найти матрицы погонных емкостей С(h₁+h₂) и С(h₃). А вначале поставим задачу построить декомпозиционную схему для поиска матрицы емкостей С(h₁+h₂) составной полосы h₂+h₂, показанной на рис. 2,а.

Рис. 2. Двухслойная многоэлектродная ячейка (а) и однородные частичные ячейки, получающиеся при её декомпозиции (б, в, г). ____ обозначение электрических стенок, _ _ _ обозначение магнитных стенок

Расчленим её на три расчётные частичные ячейки с идеальными границами, которые имеют модифицированные однородное диэлектрическое заполнение и толщины (рис. 2,б,в,г). После чего введём в анализ три емкостные матрицы соответствующие этим многоэлектродным ячейкам:

.

При дальнейшем анализе возможны два случая (третий однородный случай не рассматриваем):

Случай с высокой диэлектрической проницаемостью "надземельной" области h₂. В этом случае при анализе на границе раздела диэлектриков устанавливаем электрическую стенку, и все расчёты выполняем в матричном виде

.

Случай с высокой диэлектрической проницаемостью “подполосочной” области h₁. В этом случае, при поиске собственных частичных емкостей С_0i на границе раздела диэлектриков устанавливаем также электрическую стенку, и их вычисление выполняем по формулам:

,

где N - количество проводников. Однако, при отыскании взаимных частичных емкостей С(h₁+h₂)_ij на границе раздела диэлектриков устанавливаем уже магнитную стенку, и вычисления осуществляем по следующим формулам:

.

Так получаем все элементы матрицы погонных емкостей С(h₁+h₂) для второго случая соотношения диэлектрических проницаемостей. Оставшаяся матрица емкостей однородной полосы С(h₃) находится аналогично, т.к. является частным случаем предыдущего рассмотрения.

Как видим, в процессе исчерпывающей декомпозиции, сопровождающей поиск емкостей многоэлектродных ячеек, все задачи сводятся к поиску матриц погонных емкостей для расчётных полос (слоёв) с заданным расположением электродов на границах. Функцией, отображающей многоэлектродную полосу z₀ на каноническую верхнюю полуплоскость z₁, может быть выбрана одна из двух или . Результаты применения этих отображений к полосам с различным расположением электродов (см. рис. 2,б-г) показаны на рис.3.

Рис. 3. Промежуточный этап отображений. Поперечные сечения многопроводных копланарных ячеек с полубесконечными экранами (а) и копланарные многопроводные ячейки "без земли" (б) в верхней полуплоскости

Задача определения погонных емкостей канонических многопроводных копланарных ячеек (линий) в верхней полуплоскости (см. рис. 3,а) ранее уже была решена в [6-8] методом конформных преобразований в терминах гиперэллиптических интегралов, что позволило нам найти матрицу погонных ёмкостей также и для планарной полосковой ячейки-линии "без земли" в верхней полуплоскости (см. рис. 3,б).

Таким образом, определяются все матрицы погонных емкостей , С(h₂+h₂) и С(h₃), а в итоге матрица погонных емкостей и индуктивностей многопроводных связанных экранированных МПЛ на двухслойной подложке.

Представленные результаты, можно распространить и на другие типы анализируемых линий, например копланарные, а также на количество слоёв в подложке больше двух. Программы, реализующие предложенный метод и алгоритм, уже включены в состав оригинальной САПР [9].

Численные результаты

Покажем применение нового метода на примерах конкретных структур (см.рис.1). Проанализируем связанные полосковые линии со следующими параметрами: e₁=1,2;--e₂=e₃=1, h₁=1_мкм, h₂=h₃=31мкм,w₁= w₂=60мкм, s=10мкм. Волновые сопротивления четной и нечётной мод линий, взятые из графиков в [10] равны Zoe=82,1 Ом, Zoo=57,5 Ом. Сопротивления, полученные же согласно предложенному методу, оказались равными Zoe=81,6 Ом, Zoo=56,53 Ом. Как видим, погрешность расчёта здесь составила -1,1% и -1,7%, соответственно, что вполне приемлемо для практики.

Была взята и другая более сложная четырёхполосковая структура с исходными параметрами: e₁=1_,--e₂=1,--e₃=1,--h₁=1мм, h₂=1мм, h₃=2мм, w₁= w₂= w₃= w₄=1мм, s₁= s₂= s₃=0,2мм; вычислены её матрицы погонных емкостей C и погонных индуктивностей L, которые оказались следующими:

; .

Кроме того, вычислялись вторичные параметры, в частности вектор эффективных модальных диэлектрических проницаемостей . Также, для данной структуры выявлялось влияние параметров подложек e₁,--e₂,h₁, h₂ на эффективные модальные диэлектрические проницаемости нормальных волн e_mi, где i=1,2,3,4 (рис. 4).

Рис. 4. Рассчитанные эффективные модальные диэлектрические проницаемости четырёхпроводной МПЛ на двухслойной подложке в зависимости от диэлектрических и геометрических параметров подложек e₁(а),--e₂(б),--h₁ (в), h₂ (г). 1,2,3,4 - номера мод

Из графиков видно, что увеличение диэлектрических проницаемостей подложек ведёт к замедлению мод, однако при этом рост проницаемости "подполосочной" подложки практически не влияет на чётную U_m1= (1 1 1 1)^T, т.е. самую быструю первую моду e_m1=1.57 (см.рис.4,а). Далее, рост проницаемости надземельной подложки позволяет при определённых условиях выровнять скорости всех четырёх мод, однако практически не влияет на две самые медленные 3-ю и 4-ю нечётные моды (см. рис.4,б). Рост толщины подполосочной подложки с высокой диэлектрической проницаемостью также ведёт к некоторому сближению всех эффективных диэлектрических проницаемостей мод (см. рис. 4,в). Увеличение же толщины "надземельной" подложки, а в частности воздушного зазора, ведёт к весьма незначительному спаду эффективных проницаемостей все всех мод и их стабилизации (см. рис. 4,г).

Время счёта на Pentium-500МГц четырёхпроводной линии с двухслойной подложкой составляет не более 0,1с, а восьми линий - не более 0,4с, что свидетельствует о высокой скоростной эффективности алгоритма.

Итак, был предложен новый аналитический метод анализа многослойных многопроводных полосковых структур, которым в частности исследовались многопроводные связанные экранированные МПЛ на двухслойной подложке. Основным преимуществом метода, при его компьютерной реализации в рамках САПР, является высокая скорость расчетов с приемлемой для практики точностью.

Литература

микрополосковый линия диэлектрический

1. Homentcovschi D., Oprea R. Analytically determined quasi-static parameters of shielded or open multiconductor microstrip lines // IEEЕ Trans., 1998. - V.MTT-46, N1.- P. 18-24.

2. Kochanov E.S. Parasitic capacitance in printed wiring of radio equipment // Telecommun. and Radio Engineering.- 1967.- Vol.22, No.7, P. 129-132.

3. Hanna V.F., Thebault D. Theoretical and experimental investigation of asymmetric coplanar waveguides // IEEE Trans.- 1984.-V.MTT-32, N12.- P. 1649-1651.

4. Sychev A.N. Calculation of the parameters of unbalanced planar and coplanar striplines // Telecommun. and Radio Engineering.- 1988.- Vol. 43, No. 3, P. 123-127.

5. Wan C. Analytically and accurately determined quasi-static parameters of coupled microstrip lines // IEEE Trans.- 1996.-V.MTT-44, N1.- P. 75-80.

6. Linner L.J.P. A method for the computation of the characteristic immitance matrix of multiconductor striplines with arbirary widths // IEEE Trans.- 1974.- V.MTT-22, N11.-P. 930-937.

7. Homentcovschi D., Manolescu A., Manolescu A.M., Kreindler L. An analytical solution for the coupled stripline-like microstrip line problem // IEEЕ Trans.- 1988.- V.MTT-36, N6.- P. 1002-1007.

8. Ghione G. An efficient, CAD-oriented model for the characteristic parameters of multiconductor buses in high-speed digital GaAs Ics // Analog integrated circuits and signal processing.- Boston: Kluwer Academic Publishers.- 1994.- No5.- P. 67-75.

9. Sytchev A.N., Chernov Yu.D., Shevtsov A.Yu. Analysis of the transmission strip lines with the "Lines Designer" package for Windows // 1999 High power microwave electronics: Measurements, identification, applications (MIA-ME'99), Sept.21-23, 1999, Novosibirsk, Russia: NSTU.- Proc. of the 2-nd IEEE-Russia MIA-ME'99 Conf.- P. IV.26-IV.31.

10. Diaz R.E. The discrete variational conformal technique for the calculation of transmission-line parameters // IEEE Trans.- 1986.- V.MTT-34, N6.- P. 714-722.

Размещено на Allbest.ru