Синхронизация кода Манчестер-II на выходе каротажного кабеля

Размещено на http://www.allbest.ru//

Тема

Синхронизация кода Манчестер-II на выходе каротажного кабеля

Введение

Начиная с 80-90 годов прошлого века в технологиях геофизических исследований скважин (ГИС) наблюдается переход на комплексные многопараметровые измерения с применением многофункциональных скважинных приборов. Это требует передачи данных в наземные измерительно-вычислительные устройства, как правило, в цифровой форме и с высокой скоростью. В то же время линией передачи данных ГИС остается традиционный каротажный кабель со скоростью передачи информации (бит/с) не выше 10-100 кГц (в зависимости от длины), что сдерживает развитие и совершенствование технологий ГИС.

Каротажный кабель представляет собой линию связи с пониженной добротностью и нелинейной зависимостью передаточной функции от длины кабеля. Импульсную пропускную способность кабеля и качество передачи данных определяют эффективная ширина частотного спектра DW_к и эффективная длительность импульсного отклика DТ_к токопроводящих жил кабеля. Максимальная скорость передачи по кабелю кодовых импульсов без применения устройств частотной коррекции передаточной функции кабеля ограничивается тактовой частотой f_T = 1/(2DТ_к) бит/с при эффективной длительности импульсов, не превышающей эффективной длительности импульсного отклика кабеля.

Скорость передачи информации зависит не только от тактовой частоты передачи данных, но и от протокола кодирования информации. Протокол передачи каротажных данных обычно заимствуется из стандартов открытых систем обмена информацией OSI (Open System Interconnect). С учетом эксплуатации скважинных приборов в условиях существенного влияния различных дестабилизирующих факторов в процессе каротажа, которые могут вызывать значительные вариации тактовой частоты передачи данных, для надежной передачи информации используются, в основном, коды с автосинхронизацией тактовых частот передатчика и приемника, среди которых наибольшее распространение получил код Манчестер-II.

1. исходные условия передачи данных

Код Манчестер-II является биполярным двухуровневым кодом. Логическому нулю соответствует переход на верхний уровень в центре тактового интервала с возвратом на нижний по концу тактового интервала, если следующий бит также нулевой. Соответственно, логической единице - переход на нижний уровень с возвратом на верхний по концу интервала, если следующий бит также 1. Бит обозначен переходом в центре тактового интервала, по которому и выделяется синхросигнал. Первая несущая частота кода соответствует чередованию нулей и единиц. Вторая несущая частота - последовательности нулей или единиц, и в 2 раза больше первой. При передаче произвольных последовательностей нулей и единиц более 50% энергии сигналов сосредоточено в области этих частот и между ними. Несомненное достоинство кода - отсутствие постоянной составляющей при передачах длинных последовательностей нулей или единиц.

Для большей конкретности и наглядности последующего текста все примеры и рисунки будем приводить для трехжильного бронированного каротажного кабеля типа КГ3х0.75-60-150 длиной 5 км по линии передачи сигналов жила-броня. Электрическое сопротивление токопроводящих жил (ТПЖ) кабеля порядка 25 Ом/км, характеристическое (волновое) сопротивление 65 Ом, емкость ТПЖ не более 130 нФ/км, индуктивность на частоте 1 кГц порядка 2.5 мГн/км, коэффициент затухания на частоте 50 кГц не более 8 дб/км. Эффективная ширина DW_к спектральной передаточной функции ТПЖ порядка 35 кГц, эффективная длительность импульсного отклика DТ_к порядка 25 мкс. Мера эффективной длительности - вторые моменты функций распределения отклика и спектра /22/. Сигналы будем моделировать со стороны скважинного прибора непосредственно на входе кабеля при условном выходном сопротивлении источника сигнала порядка 1 Ом. Входное сопротивление приемника сигнала на выходе кабеля примем равным его волновому сопротивлению. Все расчеты и моделирование выполняются в системе Mathcad в цифровой форме с шагом дискретизации временных данных 0.1 мкс и частотных спектров порядка 500 и 1000 Гц в зависимости от длины временных интервалов реализации кодовых последовательностей. Вычисления выполняются по методике, рассмотренной нами в предыдущих лекциях по каротажным кабелям. Амплитуда входных сигналов условно принята равной 1.

Рис. 1.1. Сигналы в кодовом протоколе Манчестер-II.

На рис. 1.1 приведен пример кодировки четырех вариантов битовых последовательностей (нулей, единиц, чередования единиц и нулей, и произвольного случайного сигнала) в протоколе Манчестер-II на входе кабеля. Основная несущая частота кодирования f_T = 1/(2DТ_к) установлена равной 20 кГц (тактовый интервал кодирования 50 мкс).

Рис. 1.2. Сигналы на выходе кабеля.

Для принятых первичных электрических параметрах кабеля коэффициент передачи с входа на выход амплитудных значений последовательностей единиц и нулей на данном кабеле порядка 0.15, чередования единиц и нулей - порядка 0.26. Форма сигналов на выходе кабеля для приведенного примера входных сигналов при отсутствии шумов на выходе кабеля приведена на рис. 1.2 (со сдвигом на временную задержку сигналов в кабеле).

Рис. 1.3. Спектры выходных сигналов.

Спектры выходных сигналов приведены на рис. 1.3. Как следует из этого рисунка, основные несущие частоты сигнала хорошо выражены только для упорядоченных последовательностей. Основная энергия случайных импульсных последовательностей рассосредотачивается по частотному диапазону от 0 до частоты порядка 1.5f_o, т.е. практически по всей ширине эффективного частотного диапазона кабеля, что более наглядно видно на рис. 1.4, где приведены спектры для шести реализаций случайных импульсных последовательностей, зарегистрированных на 20-ти тактовых интервалах каждая.

Рис. 1.4. Спектры случайных кодовых последовательностей.

2. методика формирования строб-импульсов

Первой задачей приемника на выходе кабеля является формирование строб-импульсов, синхронных по частоте с тактовой частотой передачи кода передатчиком. Спектры случайных кодовых последовательностей, приведенные на рис. 1.4, достаточно наглядно показывают, что основные несущие частоты случайных кодов существенно варьируют по амплитуде и не имеют взаимной корреляции. Фазы гармоник на каждой из основных несущих частот имеют два постоянных значения, различающихся на 180^о, что определяется противофазностью формирования кодов 0 и 1, и кодовых последовательностей 01 и 10, но какой-либо корреляции между этими четырьмя значениями фаз для случайных последовательностей также не имеется. Это означает, что устойчивую и достаточно надежную автосинхронизацию как по одной из основных частот, так и по их комбинации, выполнить невозможно. Практическое применение нашли фазовые методы синхронизации непосредственно по форме сигналов на выходе кабеля (например, по пересечениям нулевой линии) с учетом логики формирования кодовых сигналов.

Амплитудное детектирование. Различие фаз колебаний на каждой из основных частот кодовых последовательностей на 180^о при нулевой постоянной составляющей позволяет простым преобразованием выходного сигнала, а именно - двухполупериодным амплитудным детектированием, получить сигнал амплитудных значений выходного сигнала кабеля, который имеет удвоенные значения основных частот с однозначным значением фаз любых комбинаций кодовых последовательностей на этих частотах. Пример амплитудного детектирования выходного сигнала для отрезка случайной кодовой последовательности приведен на рис. 2.1.

Рис. 2.1. Амплитудное детектирование

Рис. 2.2. Спектры сигналов после амплитудного детектора.

код кабель строб импульс сигнал

На рис. 2.2 приведены спектры сигналов после амплитудного детектирования. Как следует из этого рисунка, несущая гармоника последовательности чередования нулей и единиц и соответствующие гармоники кодов 01 и 10 в последовательностях случайных кодовых сигналов с частоты 0.5f_o перемещаются на частоту f"_o = f_o практически с одинаковыми значениями фазы колебаний. Соответственно, несущие частоты f_o последовательностей только нулей и единиц, и непрерывных отрезков кодов нулей и единиц любой длины (начиная с минимальных отрезков 00 и 11) в случайных кодовых последовательностях с практически одинаковой фазой переходят на частоту 2f"_o = 2f_o. Заметим также, что на частоте 2f"_o с той же фазой появляются и вторые гармоники несущей частоты f"_o последовательностей чередования нулей и единиц, амплитуда которых достигает значений 1/3 частоты f"_o. так и вторые гармоники первой несущей частоты при чередования нулей и единиц. Эти два фактора приводят к тому, что для случайных кодовых последовательностей амплитудные значения колебаний на новых несущих частотах f"_o и 2f"_o практически соизмеримы.

Таким образом, после двухполупериодного амплитудного детектирования сигналов кода Манчестер-II на выходе кабеля новые несущие частоты продетектированных сигналов, удвоенные по отношению к старым частотам, являются однофазовыми для любых кодовых последовательностей. Это позволяет применить частотные методы построения систем автосинхронизации передатчиков и приемников. Это может быть выполнено несколькими способами.

Способ 1. По частоте f"_o.

Рис. 2.3. Спектры кодов после амплитудного детектора.

На рис. 2.3 приведены спектры в диапазоне частоты f"_o шести различных реализаций случайных последовательностей кодов на двадцати тактовых интервалах кодирования. Максимальные амплитуды гармоник соответствуют реализациям с большими весовыми долями кодов 01 и 10 в реализациях, минимальные (нулевые в пределе) - при полном отсутствии таких кодов в реализациях. В принципе, при непрерывной передаче информации последнее не имеет большого значения, если временная постоянная автосинхронизации задается больше длительности возможных пауз в передаче данных. При приеме данных в присутствии статистических шумов роль сигнала поддержки системы автостабилизации в рабочем состоянии в период пауз, как это будет показано ниже, могут выполнять непосредственно шумовые сигналы.

Рис. 2.4. Сигнал на выходе СФ на частоте f"_o.

Выделение несущих частот. Фазовое постоянство частоты f"_o любых кодовых последовательностей позволяет выделить колебания с частотой f"_o узкополосным селекторным фильтром (СФ) и получить синхронизирующий сигнал (частоту синхронизации). Пример выделения частоты синхронизации селекторным фильтром приведен на рис. 2.4. Методы автоматической настройки селекторных фильтров на несущую частоту f"_o, а равно и методы автоматического слежения за несущей частотой с определенной постоянной времени ее сохранения на интервалах отсутствия несущей частоты во входном сигнале (периоды пауз), в радиотехнике известны и хорошо отработаны. В простейшем случае, длительность временной постоянной автостабилизации может регулироваться непосредственно добротностью селекторного фильтра или шириной полосы его избирательности. Формирование строб-импульсов по выделенной частоте синхронизации также известно в самых различных вариантах. В простейшем случае это можно выполнить усилением синхронизирующего сигнала с ограничением до формы меандра.

Способ 2. По частоте 2f"_o.

Рис. 2.5. Сигнал на выходе СФ на частоте 2f"_o.

Как следует из рисунка 2.2, на эту частоту при двухполупериодном амплитудном детектировании сигнала на выходе кабеля с практически одинаковой фазой переходят как несущие частоты непрерывных кодовых последовательностей нулей и единиц (и их отрезков любой длины в случайных последовательностях), так и вторые гармоники первой несущей частоты кода Манчестер-II при чередования нулей и единиц (и кодовых пар 01 и 10 в произвольных кодовых последовательностях). Соответственно, частота 2f"_o выделяется селектирующим фильтром в одной фазе для любой кодовой последовательности, что наглядно видно на рис. 2.5, в том числе и в периоды технологических пауз передачи данных (нулевых или единичных в зависимости от принятой системы передачи информационных данных).

Рис. 2.6. Спектры кодов после амплитудного детектора.

Стабильность фазовой синхронизации по частоте 2f"_o можно видеть на рис. 2.6, где приведены спектры шести реализаций случайных кодовых последовательностей.

3. декодирование выходных сигналов

Частота 2f"_o в 2 раза выше требуемой частоты синхронизации для формирования строб- импульсов, но кратное понижение частоты в радиотехнике известно и может быть выполнено как в аналоговой форме, так и непосредственно при формировании строб - импульсов (усиление и ограничение частоты 2f"_o до формы меандра с последующим триггерным понижением в 2 раза).

Формирование последовательности строб - импульсов целесообразно выполнять в виде меандра с положительной полярностью импульса строба в первой половине тактового интервала кодирования и отрицательной - во второй половине, т.е. строб- импульс в целом занимает полный такт и является двуполярным импульсом (один период меандра). В этом случае детектирование сигнала в двоичную (битовую) форму можно производить путем интегрирования сигнала в пределах тактовых интервалов с умножением на полный строб- импульс, т.е. значение интеграла сигнала первой половины тактового интервала суммировать со значением интеграла сигнала второй половины тактового интервала со сменой его знака. С учетом протокола кодирования Манчестер-II и формы кодовых сигналов на выходе кабеля (рис. 1.2) это дает восстановление разнополярной битовой формы информации (1 - положительная полярность, 0 - отрицательная полярность).

Рис. 3.1. Декодирование выходных сигналов.

Пример декодирования различных кодовых последовательностей выходного сигнала по вышеприведенному методу приведен на рис. 3.1. Амплитудные вариации сигналов, вызываемые различной амплитудой выходных сигналов для последовательностей нулей и единиц и кодов 01 и 10, на выходе декодера нормируются по амплитуде соответствующим пороговым ограничением или логической фиксацией полярности выходного сигнала декодера при помощи нуль-детектора. На рис. 3.1 и на дальнейших рисунках выходные сигналы декодера приводятся без нормировки для показа вариаций значений интеграла в пределах тактовых периодов при влиянии дестабилизирующих факторов.

Контроль фазовой синхронизации фронта положительного импульса строба с началом тактовых интервалов кодирования устанавливается следующим образом. Параллельно с интегрированием сигнала в пределах такта с учетом полярности строб-импульса проводится интегрирование сигнала в пределах такта без изменения знака во второй половине такта. Переход выходных сигналов кода Манчестер-II через ноль в середине такта приводит к тому, что выходные сигналы интегрирования без изменения знака существенно меньше выходных сигналов интегрирования с изменением знака (практически нулевые для непрерывных последовательностей нулей и единиц и в 2 и более раза меньше для кодов 01 и 10). Если синхронизация нарушается (первым в фактическом тактовом интервале идет импульс строба отрицательной полярности, т.е. меандр стробирования смещается на полтакта), то значения выходных сигналов интегрирования меняются прямо на противоположные как по значениям, так и по соотношению значений. Это может использоваться для постоянного контроля правильности автосинхронизации и для немедленного восстановления синхронизации и исправления кода при сбое синхронизации.

Метод автосинхронизации тактовой частоты приемника и передатчика при использовании достаточно узкополосного селективного фильтра выделения частоты 2f_o обеспечивает надежную синхронизацию на уровне статистических шумов на выходе кабеля, мощность которых может в несколько раз превышает среднюю мощность сигнала. Известные системы автосинхронизации в этих условиях полностью неработоспособны. Соответственно, интегрирование сигнала в пределах четко синхронизированных тактовых интервалов обеспечивает на высоком уровне шумов устойчивое декодирование сигналов. Предельное значение уровня шумов может определяться по устойчивости работы системы контроля за фазовой синхронизацией приемника и передатчика (разность интегралов со сменой и без смены знака на второй половине такта всегда должна иметь одну полярность).

Рис. 3.2. Декодирование сигнала на высоком уровне шумов.

В качестве примера на рис. 3.2 приведены графики приема и декодирования произвольного сигнала на выходе кабеля, средняя мощность которого по интервалу 40 тактов в 2 раза меньше мощности шумов. Ширина полосы пропускания селектирующего фильтра на частоту 2f_o=40 кГц была установлена равной 2 кГц на уровне 0.5 при постоянной времени установления фильтра порядка 10 тактовых интервалов (500 мкс).

Рис. 3.3. Декодирование сигнала с повышенной тактовой частотой.

Возможность уверенного приема сигналов на высоком уровне шумов позволяет повысить тактовую частоту кодирования минимум в 2 раза. На рис. 3.3 приведен пример повышения тактовой частоты кодирования в 2.5 раза, до частоты 50 кГц. Амплитудные значения сигналов на такой частоте затухают для непрерывных последовательностей единиц и нулей в 20 раз, для чередования единиц и нулей в 8 раз. Мощность статистических шумов в пределах приведенного интервала равна средней мощности сигнала. Ширина полосы пропускания селективного фильтра, настроенного на частоту 100 кГц, в данном примере была установлена равной 5 кГц на уровне 0.5.

Как можно видеть из приведенного примера, для кодов 01 и 10 в кодовых последовательностях сигналов без шума пересечения нулевой линии для второго бита вообще не наблюдается, что является следствием резкой асимметрии импульсного отклика кабеля. На работоспособности системы синхронизации это не отражается, и система декодирования обеспечивает уверенное выделение информационного сигнала.

Размещено на Allbest.ru