Алгоритмы первичной обработки составных НЛЧМ сигналов

Размещено на http://www.allbest.ru

Размещено на http://www.allbest.ru

В известных системах обработки эхо-сигналов используется нелинейный частотно-модулированный сигнал (НЛЧМ) [1], для обработки которого обычно пользуются методами спектрального анализа. Для вычисления спектра сигнала, дискретизированного N отсчетами, необходимо произвести умножение вектора входных данных на матрицу с коэффициентами ряда Фурье размерностью NN, т.е. произвести N 2 пар операций умножения и сложения. Спектр полученного сигнала сравнивается с заранее известным спектром исходного.

Для вычисления спектра сигнала длиной N = 2k применяется алгоритм быстрого преобразования Фурье (БПФ), при этом количество операций сокращается до Nlog2(N) = Nk. Сущность метода заключается в том, что исходная последовательность делится на равные фрагменты, длина которых называется основанием БПФ, и для каждого из них затем вычисляется преобразование Фурье, а результаты потом объединяются.

Ещё один метод обработки сигнала - вычисление взаимной корреляции, или свёртки двух сигналов. Общая формула для свёртки двух числовых последовательностей {u(m), m=0, 1, …, m-1} и {v(n), n=0, 1, …, n-1} (сигналы перемножаются, а затем - складываются):

.

регистр нелинейный автокорреляционный частотный

Обычно для вычисления свертки двух сигналов используют БПФ [2], применяя теорему свертки - берется обратное БПФ от произведения БПФ двух сворачиваемых сигналов:

,

где - комплексное сопряжение .

Непосредственными прототипами исследуемых НЛЧМ сигналов являются последовательности Баркера, примечательные тем, что их автокорреляционные функции (АКФ), т.е. свёртки сигналов самих на себя, имеют пиковый основной сигнал и боковые сигналы 0 и ±1.

На рис. 1 представлены НЛЧМ сигнал, имеющий два периода, и семиразрядный код Баркера. Их сравнение говорит явно в пользу НЛЧМ, при котором боковые сигналы вдвое меньше.

Недостатком сигналов НЛЧМ является их ограниченная длительность, поскольку их частота, меняясь по квадратичному закону, делает невозможным значительное удлинение сигнала в силу известных ограничений спектра излучаемого сигнала. Отсюда появились составные коды, которые, по сути, без расширения спектра увеличивают отношение основного сигнала к боковому, позволяя преодолеть большие уровни шумов и помех. Для составных сигналов Баркера [3] предлагается применение алгоритмов вычисления АКФ.

Таким образом, алгоритм обработки становится двухступенчатым: на первом этапе вычисляется АКФ единичного сигнала НЛЧМ, на втором - АКФ составного кода, составленного из единичных НЛЧМ, как правило, в виде кодов Баркера.

Рис. 1

Схема вычислителя

Устройство расчёта АКФ кумулятивной кодовой последовательности, представленное на рис. 2, включает:

· узел 1 в виде микросхемы АЦП, принимающей по линии 9 аналоговые данные эхо-сигнала, по линии 10 - тактовую частоту преобразования, по шине 17 - управляющие данные от процессора 2, а также выставляющей дискретные данные на шину 11, подключённую к процессору 2 и к вычислителю АКФ первой ступени 3;

· узел 2 процессора, организующий процесс выполнения всей обработки эхо-сигнала и инициализацию устройства, заключающуюся в установке всех необходимых дискретных данных принимаемого сигнала и параметров, определяющих его обнаружение. На входы узла 2 поступают сигналы узла 1 АЦП по шине 11, выходные сигналы вычислителя АКФ второй ступени 7 по шине 18, выходные сигналы анализатора 8 по шине 20. Узел 2 формирует: итоговое сообщение в случае обнаружения сигнала с указанием времени его появления и кода сигнала - на выходе 21; данные инициализации устройства по шинам 17 и 16; тактовую частоту на линии 10, объединяющей все узлы и блоки заявленного устройства;

Рис. 2

· узел 3 вычислителя первичной АКФ, относящейся к единичной функции принимаемой кодовой последовательности, состоящей из 128 многоразрядных регистров сдвига, 128 умножителей, 255 сумматоров, организованных по пирамидной системе. Входы узла 3 подключены к выходной шине АЦП 11, к шине инициализации 17, к линии тактовых импульсов 10. Узел 3 формирует на своей выходной шине 12 непрерывную последовательность дискретных данных, представляющих итоговый сигнал обработки данных со всего регистра сдвига;

· узел 4 адресного кругового счётчика, формирующий адреса для всех запоминающих блоков, входящих в устройство с частотой тактовых импульсов. Входы узла 4 подключены к линии тактовой частоты 10 и к линии инициализации 16, а выходы по шине 15 поступают на узел развёртки данных 5, внутри которого объединяют все шесть блоков памяти от 6-1 до 6-6, и на узел анализатора 8 по шине 19;

· узел 5 устройства развёртки данных, содержащий семь многоразрядных регистров (от 5-1 до 5-7), число которых соответствует разрядности всего последовательного кумулятивного кода, и которые включены между смежными запоминающими устройствами (от 6-1 до 6-6) в качестве регистров чтения одного и регистров записи другого;

· узел 7, вычисляющий общую АКФ кодовой последовательности, входы которого подсоединены к семи выходам (13-1, 13-2…13-7) узла развёртки данных 5, к шине инициализации 17 через целочисленные множители в виде +1, -1, к линии тактовых импульсов 10. Узел 7 содержит сумматоры, число которых соответствует длине применяемого кода, и формирует на своей выходной шине 18 последовательность 1287 дискретных данных АКФ второй ступени;

· узел 8 анализатора, входами которого являются шина 18 анализатора второй ступени, шина 19 адресного счётчика 4 и линия тактового сигнала 10. Узел 8 является промежуточным анализатором общей АКФ и результат анализа по шине 20 передаёт в процессор.

Максимальное количество тактов, требуемое для вычисления полной АКФ, может составить более 1287 тактов, а некоторое увеличение времени анализа принимаемого сигнала (или даже удвоение) означает, что окончание основного сигнала не завершится достижением максимума, а будет продолжено во второй половине общего цикла до полного выхода анализируемой кодовой последовательности из «окна» вычислителя полной АКФ. Подобное удлинение рабочего цикла повышает достоверность обнаружения эхо-сигнала, т.к. позволяет создать более точное представление об уровне шумов и о соотношении основного сигнала и шума.

В каждый временнуй такт на сумматоре 7 происходит суммирование семи (по числу разрядов всей кодовой последовательности) слагаемых, равноотстоящих друг от друга на 128 тактов; эти слагаемые определяются данными в регистрах 5-1…5-7. Вход данных первого из указанных регистров соединён с выходом вычислителя АКФ единичной функции кодовой последовательности, а остальные регистры подключены так, что вход регистра 5-k подсоединен к выходу блока памяти 6-(k-1), а выход регистра 5-k соединен с входом блока памяти 6-m, что предопределяет их организацию в последовательную структуру, хранящую всю информацию, полученную от вычислителя единичной АКФ за время 6Ч128 тактов. Таким образом, с учётом данных, поступающих в сумматор 7 с регистра 5-1, общее число входов его слагаемых составит именно семь. Адресация всех блоков памяти осуществлена от одного источника адреса 4, выполненного на счётчике, разрядность которого определяется его цикличностью, равной последовательным переборам адресов. Передача информации от блока памяти 6-k к блоку памяти 6-(k-1) осуществляется в одном такте операцией чтение-модификация-запись. Таким образом, в каждом такте происходят модификация адреса следующей операции и последовательная передача информации от одного блока памяти к другому.

Логически последовательная цепь блоков памяти реализует схему регистра сдвига, однако выбранная схема отличается преимуществом в сравнении с регистром сдвига. Основное свойство цепи блоков памяти позволяет простую перенастройку (с учётом возможного расхождения длительностей эхо-сигнала и излучаемого) не изменением тактовой частоты а, например, пропуском одного или нескольких адресных тактов или их повторением, что, в сущности, не отразится на результате вычисления АКФ. Расхождение длительностей исходного и принимаемого сигнала в основном обуславливается разбросом тактовых частот передатчика сигнала и его приёмника. Как показывают простые расчёты, влияние доплер-эффекта при длительности сигналов порядка 100 мкс и тактовой частоте 100 МГц характеризуется величиной времени расхождения не более двух тактов (10 нс) на 10000 тактов.

Другое преимущество цепочки блоков памяти перед регистром сдвига заключается в меньшей мощности потребления, которая обеспечена сменой информации в каждом такте всего в 27 регистрах с учётом ячеек памяти, в то время как при регистре сдвига переключение информации происходило бы в 7128 регистрах.

На выходе вычислителя каждый такт появляется результат вычисления. Результат обработки представлен на рис. 3.

Рис. 3

Работа с зашумленным сигналом.

Помехи моделировались с помощью нормально распределенного шума, использовались различные уровни шумов от -4 до -14 дБ, для каждого уровня шума статистика определялась по 1000 опытам. Достоверным событием считалось, когда отношение основного ожидаемого сигнала корреляции к остальным >1,5.

В табл. 1 представлены проценты вероятности определения верного момента приема сигнала, откуда видно, что алгоритм АКФ (mux) даёт меньше ошибок по сравнению с алгоритмом АКФ (add).

Таблица 1

Реализация алгоритмов.

Для реализации алгоритмов была выбрана ПЛИС Altera - Cyclone III, EP3C55F484I7 стоимостью 220$. Были написаны на языке Verilog и скомпилированы алгоритмы АКФ (add) и АКФ (mux) для 1110010, которые сравнивались с алгоритмом БПФ (1024). Для реализации БПФ (1024) в САПР Quartus использовался функциональный блок в библиотеке MegaWizard. Полученные данные отображены в табл. 2. Алгоритм АКФ (add) занимает приблизительно такое же количество ресурсов ПЛИС и имеет более высокую тактовую частоту, чем АКФ (mux). Алгоритм БПФ имеет самую высокую частоту работы, но вычисление БПФ после приема последовательности 1024 занимает 1024 такта, а алгоритмы АКФ (add и mux) тратят на получение результата всего 13 тактов.

Таблица 2

В табл. 3 приведено количество требуемых операций умножения и сложения для предложенного алгоритма АКФ (mux) и стандартного БПФ на 1024 точки. Видно, что для БПФ требуется на два порядка больше операций. Это преимущество вытекает из составной структуры кода и замены операций сложения и умножения операциями чтения и записи в память на второй ступени алгоритма.

Таблица 3

Спектры единичных и составных сигналов

На рис. 4 представлены сигналы с постоянной составляющей (а) и без неё (в) [1]: для алгоритма «add» - сплошная линия, для «mux» - прерывистая, а также показаны спектры для единичных сигналов и для составного семиразрядного кода 1110010 - тонкая линия (б и г). Спектры различных единичных сигналов занимают до 50 МГц для алгоритмов, реализованных на тактовой частоте 25 МГц. Видно, что составные коды позволяют без расширения спектра увеличивать отношение основного сигнала к боковому для преодоления большого уровня шумов и помех.

Прототип вычислительного модуля.

Для дальнейших исследований свойств алгоритмов предлагается разработать мезонинный модуль PCI (рис. 5), в состав которого должны входить антенный разъем, ЦАП, АЦП и ПЛИС Altera EP3C55F484I7. Такое устройство позволит отладить алгоритмы обработки НЛЧМ сигналов, определить способы определения момента приема сигналов, а также решить задачи синхронизации и регистрации событий. Вторичная обработка сигнала будет проводиться на основном процессорном модуле, например, «Апории».

Рис. 4

Рис. 5

Литература

1. Головков В.М., Зуев А.Г. Кумулятивные функциональные последовательности. Серия: Цифровая обработка сигналов и её применение, выпуск XI-1. М., 2009. стр. 54-59.

2. Трухачёв А.А. Радиолокационные сигналы и их применения. М., Воениздат, 2005.

3. Зуев А.Г. Сравнительный анализ двух видов НЛЧМ сигналов. - «Вопросы радиоэлектроники», серия ЭВТ, 2011, вып. 3.

4. Зуев А.Г., Уваров В.А. Реализация алгоритмов обработки эхо-сигналов составных НЛЧМ на ПЛИС Altera. Серия: Цифровая обработка сигналов и её применение, выпуск XII-1. М., 2011.

Размещено на Allbest.ru