Рисунок 2 - Усилитель ОЭ-ОК-ОЭ.

Производим выбор типов проводимости транзисторов исходя из рекомендаций по обеспечению указанного соответствия для каскадов различного типа:

Таблица 2 - Рекомендации по обеспечению указанного соответствия для каскадов различного типа.

Рассматривая наш усилитель (рис. 2) не трудно заметить присутствие двух каскадов ОЭ (общий эмиттер). Оба каскада ОЭ инвертирующий (входной и выходной сигналы инвертирующего усилителя сдвинуты по фазе на 180°). Каскад с ОК (общий коллектор) является не инвертирующим (входной и выходной сигналы не сдвинуты по фазе). На входе первого каскада (ОЭ) имеем отрицательный импульс (U_m=3В), а на его выходе получаем положительный (рис. 2). Каскад с ОК не изменяет наш импульс, на входе и выходе он останется положительным. На входе третьего каскада (ОЭ) имеем положительный импульс, на выходе получаем положительный также (таблица 1(полярность выходного сигнала)). Определяем тип проводимости транзисторов в усилителя, воспользовавшись таблицей 2.

На входе первого каскада с общим эмиттером (ОЭ) имеем отрицательную полярность импульса, следовательно, наш выбор падает на транзистор n-p-n

На входе второго каскада с общим коллектором (ОК) имеем положительность полярность импульса, следовательно, наш выбор падает на транзистор p-n-p

На входе третьего каскада с общим эмиттером (ОЭ) имеем положительную полярность импульса, следовательно, наш выбор падает на транзистор p-n-p

II этап - синтез конфигурации схемы питания усилительных каскадов постоянными напряжениями и токами

Разработанная схема должна отвечать требованию серийно-пригодности (изготовление устройства при минимальном числе настроечно-наладочных операций). В первую очередь этому требованию отвечают усилительные схемы, в которых обеспечивается высокая стабильность режимов работы на постоянном токе, и слабая зависимость этих режимов от свойств конкретного транзистора и условий его работы (характеризуют положением рабочей точки (точка на выходе ВАХ транзистора, связывающая текущее изменение токов и напряжений в каскаде в процессе усиления сигналов). Рабочая точка, соответствующая отсутствию сигнала, называется исходной рабочей точкой - ИРТ. Полагаем, что в связи с относительно малым током базы I_б0 ток коллектора I_к ~ I_э. Исходя из этого условия, положение ИРТ (исходной рабочей точки) однозначно можно охарактеризовать начальным током коллектора (I_к0) и разностью потенциалов коллектор-эмиттер (U_кэ0).

Пример схемной организации на постоянном токе усилительного тракта ОЭ-ОК-ОЭ:

Рисунок 3 - Пример схемной организации на постоянном токе усилительного тракта ОЭ-ОК-ОЭ.

Предназначен усилительный тракт рисунка 3 для формирования положительных импульсов на выходе. В каскаде усиления на эмиттерно-связанной паре транзисторов особое внимание обращаем на обеспечение симметрии схемы (схема весьма чувствительна к разности потенциалов между базовыми выводами транзисторов VT₁ и VT_2, т.е к разности потенциалов ДU₀=U₀₁-U₀₂) на постоянном токе, которая может быть достигнута строгим выравниванием токозадающих потенциалов U₀₁ и U₀₂ в точках подключение базовых выводов транзисторов VT₁ и VT₂. Учитывая это и выводы, представленные в методическом указании по курсовой работе, мы можем построить схему питания усилителя:

При построении графического изображения схемы (рисунок 4) были выполненные следующие рекомендации из методического указания по курсовой работе:

1. Учитываем типы проводимости транзисторов и соединяем их шинами питания.

2. Верхняя шина питания - E_п+, нижняя E_п-.

3. В соответствии со схемой питания входных каскадов (рисунок 3) ввести между шинами питания базовый делитель напряжения.

4. Осуществляем межкаскадные соединения: у 1 каскада (ОЭ) входной электрод - базовый вывод транзистора, а выходной - коллекторный; у 2 каскада (ОК) входной электрод - коллекторный вывод, а входной - эмиттерный; у 3 каскада (ОЭ) входной электрод - эмиттерный, а выходной коллекторный.

Рисунок 4 - Схема питания усилителя.

III этап - выбор значения начального тока в каскадах.

В данном этапе требуется выбрать значения токов коллекто ра у всех трех каскадов: Iко1 - ток коллектора транзистора VT1 1 каскад (ОЭ) Iко2 - ток коллектора транзистора VT2 2 каскад (ОК) Iко3 - ток коллектора транзистора VT3 3 каскад (ОЭ)

При выборе значения протекающих токов учитываем ряд факторов: большие токи I_к0 и I_э0 желательны с точки зрения уменьшения влияния факторов, дестабилизирующих работу каскада на постоянном токе; при малых значениях токов I_к0 и I_э0 транзистор обладает худшими усилительными свойствами (малыми значениями крутизны (S)), а в каскадах возможно возникновение заметных нелинейных искажений; усиливаемые сигналы имеют относительно невысокую интенсивность, значение токов I_к0 и I_э0 следует выбирать в пределах 1…2 мА.

Значения всех токов коллектора в 3 каскадов выбираем равным 1.5мА.

IV этап - расчет элементов схемы из условия обеспечения требуемого значения тока Iк0

В кремниевых транзисторах усилительному режиму работы транзисторов соответствует разность потенциалов база-эмиттер (U_бэ) ~ 0.7 В (номинальное напряжение база-эмиттер (U_бэ0)). Расчет резистивных элементов схемы, составленной в ходе выполнения предшествующего этапа, следует проводить в соответствии с соотношениями и свойствами каскадов, питание на которых организовано как каскадов с фиксированным потенциалом базы.

В ходе предварительных расчётов, значение U_нач можем рассматривать в пределах = 0…3В. В ходе выполнения проектирования необходимо контролировать выполнения условия - в процессе усиления сигналов не возникает существенных нелинейных искажений, или другими словами: транзистор не выходит из линейного режима работы.

С точки зрения обеспечения стабильности токов I_к0 и I_э0, малой зависимости этих токов от конкретных свойств транзистора и возможных температурных изменений.

Будем полагать, что требуемую определенность и стабильность выбранных значений коллекторных токов во всех каскадах схемы обеспечивает напряжение 1В, (1,7 В). Приемлемость этого допущения будет оценена количественно в ходе выполнения следующего проектирования данной схемы.

Для создания в третьем каскаде (ОЭ) напряжения U_э03=1В при токе I_э03=1.5 мА необходимо в эмиттерную цепь его транзистора включить резистор:

R_э3=U_Rэ3/I_э03=1В/0.0015A?666.7Ом

Определяем токозадающие разности потенциалов U₀₃, U₀₂ и U₀₁ для оконечного ((третьего)ОЭ), промежуточного (второго(ОК)) и для входного (первого(ОЭ)) каскадов. Эти разности потенциалов отличаются от соответствующих падений напряжений U₀₃, U₀₂, U₀₁ на номинальное напряжение перехода база-эмиттер U_бэ0=0.7 В: U₃ = U_э2 = U_Rэ2 = U_э3 + 0,7 = 1 + 0,7 = 1,7 В U₂ = U_Rк1 = U_Rэ2 + 0,7 = 1,7 + 0,7 = 2,4 В (10) U₁ = U_R2 = Uэ1 + 0,7 = 1 + 0,7 = 1,7 В

Определяем значение резисторов, создающих требуемые токозадающие разности потенциалов U₀. При этом учитываем, что в условиях отсутствия термокомпенсирующих диодов в первом (входном) каскаде эту разность потенциалов создает ток, протекающий через резистор R₂, во втором - ток, протекающий через резистор R_к1, а в конечном - ток, протекающий через резистор R_э2.

R₁=U_R1 / (I_дел+I_бо)?U_R1/I_дел? 1.7В/0.0003А=5.7кОм

R_к1=U₂/I_к01=2.4/0.0015=1.6кОм

R_э2=U₀₃/I_э02=1.7/0.0015=1.1кОм

Определяем значение сопротивления R₂, учитывая при этом, что падение напряжения на нем составляет:

U_R2=E_п-+E_п+ -E_п--U₁=+6-(-5)-1.7= 9.3В

R₂=U_R2/I_дел=9.3В/0.0003А= 31кОм

Проверяем, выполняется ли условие линейного режима работы транзистора (2). Для этого вычисляем значения напряжений в каскадах и сопоставляем эти значения с требуемыми, удовлетворяющими соотношению (2). Вычисление осуществим для 2В, считая, что сигнальные напряжения на выходе первого и второго каскадов имеют пренебрежимо малые значения:

U_кэ01 = E_п+ -E_п- - I_к01*(R_к1+R_э3)= 6-(-5)- 1.5*10^-3*(1600+666)=7.601В

U_кэ02 = E_п+ -E_п- - I_к02*(h_21э+R_э2)=6-(-5)-1.5*10^-3*(1100+100)=9.2В

U_кэ03 = E_п+ -E_п- - I_к03*(R₁+R_э3)= 6-(-5)-1.5*10^-3*(5700+666)=1.451В

В оконечном каскаде условие линейного режима работы транзистора (2) сохраняется при значения коллектора R_к3, удовлетворяющих неравенству, вытекающим из неравенства (7):

R_к3?[+6-(-5)-3-1-2-0.2]/0.0015

R_к3? 3.8 кОм

V этап - анализ воздействия дестабилизирующих факторов на работу на постоянном токе

Проведем исследования влияния дестабилизирующих факторов на положение исходной рабочей точки (ИРТ) в каскадах. Анализ воздействия дестабилизирующих факторов на положение ИРТ в каскаде, осуществим с помощью эквивалентной схемы каскада и заданными теоретическими расчётами.

Рисунок 5 - Эквивалентная схема каскада.

Воспользуемся исходными значениями нестабильности ????, ДU_бэ и Дв, входящими в эквивалентную схему

??=|(t_{max откл.}-t_ном)| ?=|(-15-20)| ?=35?

где ?? - предельное отклонение температуры транзистора от номинального значения.

t_ном - номинальное значения температуры транзистора (t_ном=20?)

t_{max откл.} - значение максимальной температуры отклонения от номинального значения температуры транзистора, взято из таблицы 1.

ДU_бэ= ДU_бэt+ ДU_бэT=0.05+2.1*10^-3*??= 0.05+2.1*10^-3*35=0.124

где ДU_бэt=2.1*10^-3*?? - отклонение параметра U_бэ, вследствие технологического разброса

ДU_бэT ? 0.05В, для удобства взято =0.05В.

Дв= Дв_t+ Дв_T=0.005*15*100*35?+10=272.5

Дв_t=0.005*в*?? - изменение характеристик транзисторов, вследствие отклонения ?? температуры от её номинального значения

в коэффициент передачи тока базы в схеме ОЭ = ±15

Дв_T?0.1* h_21э - отклонение параметра в, вследствие технологического разброса

h_21э - коэффициент усиления по току в схеме ОЭ = 100.

Вычисление значения нестабильности коллекторного тока (?I_к):

Вычисление собственных нестабильностей коллекторных токов для каждого каскада:

?Iк=[?U_бэ*g₂₁+?в*I_б0*(1+g₁₁*R_б)]/(1+g₂₁*R_э+g₁₁*R_б)

?I₁=(?U_бэ*g₂₁)/(1+g₂₁*R_э+g₁₁*R_б)

?I₂=(?в*I_б0*(1+g₁₁*R_б))/(1+g₂₁*R_э+g₁₁*R_б)

Приведём таблицу выражений, определяющих свойства различных каскадов в удобной для проведения вычислений форме, когда эти свойства представлены через g-параметры основной схемы включения:

Таблица 3 - Свойства различных каскадов, представленные через g-параметры.

При использовании приведенных в таблице соотношений будем иметь ввиду, что в них в качестве параметров R_э, R_к и R_б выступают соответствующие сопротивления внешних цепей, подключенных к эмиттерному, коллекторному и базовому выводу транзистора.

Дальнейший расчёт собственных нестабильностей коллекторных токов производим для всех трех каскадов ОЭ-ОК-ОЭ:

Рассмотрение первого каскада (ОЭ):

R_б1= R₁||R₂=(5.7кОм*31кОм)/(5.7кОм+31кОм)=4.8кОм

Значение R1 взято из (13), значение R2 из (17)

Когда в каскаде на БТ ток коллектора претерпевает изменения от Iк1 до Iк2, но не выходит за пределы усилительной области ВАХ-транзистора, значение параметра g21, усредненное по этому диапазону изменений тока коллектора, согласно

g₂₁=dI_к/dU_бэ=I_к/(mU_T)

может быть определенно согласно (31):

g₂₁=[I_к1/(m₁U_Т)+I_к2/(m₂U_Т]/2

где m - поправочный коэффициент (при малых значениях тока I_к, когда I_к<<I_кnax - m=1)

Из (32) следует, что для нашего рассматриваемого каскада (ОЭ) параметр g₂₁ (крутизна транзистора) будет рассчитываться по следующей формуле:

g₂₁=I_к0/m*U_Т

Исходя из номинальных значений основных параметров (Напряжения Эрли = 150В) и U_Т=k*T/q - термический потенциал, где k=1.38*10^-23- постоянная Больцмана, (34)

T- температура в кельвинах, а q=1.6*10^-19К - заряд электрона, получаем:

g₂₁=1.5мА/1*26мВ=0.058 См

т.к. при номинальной температуре U_Т=0.026В

Произведём расчёт входной проводимости транзистора, зная крутизну (33):

g₁₁=dI_б/dU_бэ=g₂₁/h_21э= 0.026 См/100 = 2.6*10^-4 См

где h_21э - коэффициент усиления по току в схеме ОЭ.

Собственный нестабильный коллекторный ток мы находим по формуле (27), как видно из данной формулы, почти все параметры нам уже известный, осталось узнать I_б01:

I_б01=I_к01/ h_21э= 1.5*10^-3 А/ 100 = 15мкА

Все предварительные расчёты завершены, можем приступать высчитывать коллекторный ток (27):

?I_к1=[?U_бэ*g₂₁+?в*I_б0*(1+g₁₁*R_б)]/(1+g₂₁*R_э+g₁₁*R_б) = (0.124*0.058+272.5* 15*10^-6*(1+2,6*10^-4*4.8*10³)) / (1+0.058*666.7+2,6*10^-4*4.8*10³) = 0.01638/ 40/9166 = 0.0004A = 0.4мА

Рассмотрение второго каскада (ОК):

R_б2 = R_к1||R_выхОЭf1

R_выхоэf=(1+g₂₁*R_э1)/g₂₂ - выходное сопротивление каскада на VT2, включенного по схеме ОЭf

g₂₂ ? I_к/(|U_Эрли|+|U_кэ|) ? I_к/|U_Эрли| - для биполярного транзистора (39)

g₂₂=1.5*10^-3/150=1*10^-6 Cм

Находим выходное сопротивление каскада по (38):

R_выхоэf=(1+0.058*666.7)/1*10^-6=3.96 Мом.

Все значения для расчёта (37) известны, приступаем к нахождению R_б2:

R_б2 = R_к1||R_выхОЭf1=(R_к1*R _выхОЭf1)/(R_к1+R _выхОЭf1)=(1.6кОм *3.96 Мом)/(1.6кОм +3.96 Мом)= 1.599 к Ом

Для окончательного нахождения тока коллектора, нам осталось найти R_э2:

R_э2= (R_э02•R_вхОЭ)/ (R_э02+R_вхОЭ)

Требуется найти R_вхОЭ:

R_вхОЭf=(1+g₂₁*R_э3)/g₁₁=(1+0.058*666.7)/ 2,6*10^-4= 152.6 кОм

Найденное значение R_вхОК?? (41) вставляем в (40):

R_э2= (1.1кОм*152.6 кОм)/(1.1кОм+152.6 кОм)=1.09кОм

Все параметры для решения (27) найдены, приступаем непосредственно к нему (умножаем на -g₂₁ (крутизну транзистора),т.к/ транзистор другого типа):

?I_к2=[?U_бэ*g₂₁+?в*I_б0*(1+g₁₁*R_б2)]/(1+g₂₁*R_э2+g₁₁*R_б2) = (0.124*(-0.058)+272.5* 15*10^-6*(1+2,6*10^-4*4.8*10³)) / (1-0.058*1100+2,6*10^-4*4.8*10³) = (0.002098/61.552)=0.34мА.

Рассмотрение третьего каскада (ОЭ):

R_б3=R_э2||R_выхОК1 (42)

R_выхОК=(1+g₁₁•R_б2)/ g ₂₁

- выходное сопротивление каскада на VT3, включенного по схеме ОЭf

R_выхОК=(1+2,6*10^-4 *1.599 кОм)/ 0.058= 1.42/0.058= 2.4 Ом (44)

Подставляем найденное значение R_выхОК в (42):

R_б3=R_э2||Rв_ыхОК??=(R_э2•Rв_ыхОК)/(R_э2+R_выхОК??)=(1.1кОм* 2.4Ом)/( 1.1кОм+ 2.4Ом) = 2.39 Ом

Все параметры для нахождения собственного нестабильного коллекторного тока в 3 каскаде найдены, используя (27) приступаем к решению:

?I_к3=[?U_бэ*g₂₁+?в*I_б0*(1+g₁₁*R_б3)]/(1+g₂₁*R_э3+g₁₁*R_б3) = (0.124*0.058+272.5* 15*10^-6*(1+2,6*10^-4*2.39)) / (1+0.058*666.7+2,6*10^-4*2.39) = 0.01128/39.669= 0.28мА.

Расчёт общей нестабильности в каскаде:

Производить расчёт общей нестабильности будем в третьем каскаде, исходя из ранее полученных расчетов нестабильности предыдущих каскадов:

В многокаскадных схемах, с непосредственными межкаскадными связями, наибольший уровень нестабильности положения ИРТ обычно наблюдается в оконечном (третьем для нашей схемы) каскаде. Данное обстоятельство объясняется тем, что в оконечном каскаде, помимо собственных внутрикаскадных нестабильностей, действуют и нестабильности ему предшествующих каскадов. В результате этого, в оконечном каскаде трехкаскадного усилителя, общее отклонение ?I_к3?? тока I_к03 от прогнозируемого значения может быть оценено по формуле:

?I_к3= ?I_к3+?I_к3.2+?I_к.3.1 (45)

где ?I_к3 - изменения тока I_к03 вследствие воздействия собственных внутрикаскадных дестабилизирующих факторов рассматриваемого третьего каскада; I_к3.2 и ?I_к.3.1- изменения тока I_к03 в рассматриваемом третьем каскаде, возникающие вследствие нестабильности второго и первого каскадов.

Расчет параметра ?I_к.3.1.

Общая формула для расчёта параметра ?I_к.3.1:

?I_к.3.1=(?I_к1*R_н1*K₂*|K₃|)/R_н3 (46)

K₃=K_ОЭ=(-g₂₁*R_н3)/(1+g₂₁*R_э3)=(-0.058*3800)/(1+0.058*666.7)= -220/39.7= -5.552 (47)

где R_н3=R_к3, значения для R_к3 берём из неравенства (21).

K₂= K_ОК? K_ОК=(g₂₁*R_н2)/(1+g₂₁*R_н2) (48)

где R_н2=R_э2||R_вхоэ (49)

где R_вхоэ=(1+g₂₁*R_э3)/g₁₁ (50)

Рассчитываем R_вхоэ по формуле (50):

R_вхоэ=(1+0.058*666.7)/ 2,6*10^-4= 152.6 кОм.

Рассчитываем R_н2 по формуле (49):

R_н2=(1.1кОм *152.6 кОм)/( 1.1кОм+152.6 кОм)=1.09кОм

Рассчитываем K₂ по формуле (48):

K₂=(0.058*1.09кОм)/(1+0.058*1.09кОм)=63.22/64.22=0.98

Осталось найти R_н1. Основываясь на предыдущих выводах и формулой (49) для R_н2 получаем:

R_н1=R_к1||R_вхОК (51)

Для получения результата (51) и нахождения параметра R_н1, осталось узнать R_вхОК, исходя из предшествующих пунктов и формулы (50) для R_вхОЭ, получаем:

R_вхОК=(1+g₂₁*R_к1)/g₁₁=(1+0.058*1600)/2.6*10^-4=360.8 кОм (52)

Подставляем полученное значение в (51):

R_н1=(1.6кОм*360.8 кОм)/( 1.6кОм +360.8 кОм)=1.6кОм

Подставляем найденные параметры в нашу расчётную формулу параметра ?I_к.3.1 (46):

?I_к.3.1=(?I_к1*R_н1*K₂*|K₃|)/R_н3=(0.4мА*1.6кОм*0.98*5.552)/(3.8кОм)= 0.9мА

Расчет параметра ?I_к.3.2.

Все значения для расчёта параметра ?I_к.3.2 были уже найдены в пункте выше, воспользуемся формулой и найдём сам параметр:

?I_к.3.2=(?I_к2*R_н2*|K₃|)/R_н3=(0.34мА*1.09кОм*5.552)/(3.8кОм)= 0.5мА

Расчет общего отклонения ?I_к3?? тока I_к03 от прогнозируемого значения.

Расчёт общего отклонения тока I_к03 от прогнозируемого значения (?I_к3??) проведём по формуле (45), расчёт тока ?I_к3 возьмём из расчёта оконечного (третьего(ОЭ)) каскада:

?I_к3= ?I_к3+?I_к3.2+?I_к.3.1=0.28мА+0.9мА+0.5мА=1.68мА

VI этап - мероприятия по снижению влияния источников нестабильности

В многокаскадных усилительных трактах с непосредственными связями, широко используется принцип стабилизации режимов работы тракта в целом, путем его охвата цепью общей обратной отрицательной связью (ООС), введение в схему такой обратной связи (ОС) уменьшает влияние дестабилизирующих факторов и разброса характеристик транзисторов на режимы работы каскадов на постоянном токе. При этом указанное стабилизирующее воздействие ООС оказывает на все каскады, охваченные петлёй обратной связи. Осуществляем изменение конфигурации схемы, обеспечивающее создание в ней петли ООС, охватывающей усилительный тракт в целом. Рассмотрим пример изменения типовой схемной организации на постоянном токе усилительного тракта ОЭ-ОК-ОЭ путём добавления в неё петли ООС.

Рисунок 6 - Пример осуществления добавления петли ООС в схему постоянного тока ОЭ-ОК-ОЭ.

Подробно ознакомившись с методическими указаниями по выполнению этапа 6, а также приведёнными примерами по типу (рисунка 6), приступаем к внесению петли ООС на постоянном в токе в нашу исследуемую схему питания усилителя (рисунок 4):

Рисунок 7 - Эквивалентная схема с добавлением петли ООС в схему ПТ ОЭ-ОК-ОЭ

Осуществляем коррекцию сопротивлений, обусловленную изменением (увеличением) протекающих в них токов при переходе от схемы (рисунок 4) к схеме (рисунок 7). В рисунке 6, такой коррекции (уменьшению) подлежат сопротивления резисторов R_Э3 и R₁, рассмотрим R_Э3 и R₁:

R_э3=U_Rэ3/I_э03

R'_Э3= U_Rэ3/(I_э03+I_дел)= 1В/1.5мA+0.3мА=222.2 Ом

R₁=U_R1 / (I_дел+I_бо)?U_R1/I_дел

R'₁=4.7кОм

Далее требуется вычислить значение петлевой передачи T с учётом коррекции сопротивлений. Для этого найдём коэффициента передач трех каскадов базового делителя (рисунок 6,б).

T=U_б/U_а=K_5а.б*K_6.3*K_3.4*K_4.5б

K_5а.б= (R₂||R_вхОЭ)/ R'₁+(R₂||R_вхОЭ) - коэффициент передачи делителя

Для нахождения коэффициента передачи делителя необходимо воспользоваться уже ранее посчитанным выражением R_вхОЭ (41)

K_5а.б=((31кОм*152.6 кОм)/ (31кОм+152.6 кОм))/(4.7кОм+((31кОм*152.6 кОм)/ (31кОм+152.6 кОм)))= 25кОм/(4.7кОм+25кОм)=0.84

Значение K_3.4 мы возьмём из формулы K₂ (48),т.к наш элемент ОК не претерпевает изменений, следовательно K_3.4=0.98. Коэффициент K_4.5б исходя из подведения отрицательной обратной связи к эмиттерной цепи каскада с ОЭ, то этот каскад будет осуществлять роль эмиттерного повторителя. Исходя из характеристики эмиттерного повторителя, мы помним, что ЭП характеризуется высоким усилением по току и коэффициентом передачи по напряжению, близким к единице, следовательно, для упрощения K_4.5б будем использовать равным единице. Остаётся найти коэффициент K_6.3, который соответствует нашему изменённому K_ОЭ1, после добавления в схему петли ООС. Исходя из (47) составим уравнение, для нахождения коэффициента K_6.3.

K_6.3=(g₂₁*R₂)/ (1+g₂₁* R'_Э3)= 1.4

Проведя все операции по нахождению коэффициентов, приступаем к нахождению значения петлевой передачи (T) с учётом коррекции сопротивлений (54).

T=U_б/U_а=K_5а.б*K_6.3*K_3.4*K_4.5б=0.84*1.4*1*0.98=1.15

В исследуемом трехкаскадном усилителе неопределённость ?I_к3?? положения ИРТ по току в третьем его каскаде, вычисленная в соответствии с формулой (45) при охвате тракта петлёй ООС, уменьшиться до значения ?I_к3f, рассчитываемого по формуле:

?I_к3f=?I_к3??/(1+T)= 1.68мА /(1+1.15)=0.7мА

VII этап - оценка предельно допустимого сопротивления нагрузки

Определяем для заданного t_н (t_н - предельное значение длительности нарастания фронта, согласно варианту = 40нс) требуемое значение граничной частоты f_в0,7 с помощью:

t_н?0.35/ f_в0,7

получаем: f_в0,7=0.35/t_н=0.35/ 40*10^-9= 8.75 МГц

В справочной литературе данные o f_s приводятся редко, обычно частотные свойства транзистора характеризуют значением h_21э'(f'^”) модуля коэффициента усиления по току в схеме ОЭ на частоте f ^“. C помощью этих данных можно определить значение граничной частоты по крутизне, используя следующее приближенное соотношение:

f_s ?(0.026*f”*h_21э(f”))/(r_б*I_к)

Для нахождения значения граничной частоты по крутизне, нужно узнать ряд приведённых параметров, а именно: r_б=30 Ом - сопротивление базовой области, Модуль коэффициента усиления по току в схеме ОЭ на частоте 250МГц = 4, следовательно: f”=250 МГц, h_21э(f”) = 4,I_к=1.5мА - ток коллектора, задан в ходе выполнения курсовой работы. Отсюда получаем:

f_s=(0.026*250МГц*4)/(30*15мА)=577.7 МГц

Вычисляем значение граничных частот f_s и f_sf в соответствии с (57) и (58). При вычислениях учитываем, что в целях обеспечения стабильности и определенности параметров транзистора рекомендуется в каскадов ОЭ ввести ООС глубиной F_ОЭ=2 и fs для каскадов с ОБ. F=1±T - степень относительных изменений параметров усилительного тракта, вызываемых введением в него обратной связи (глубина обратной связи), признаком ООС является уменьшение передаточных свойств тракта (F>1).

f_s=(0.026*250МГц*4)/(30*15мА)=577.7 МГц

f_sf= f_s*(1+g₂₁*R_f)

F_ОЭ=2, F_ОЭ=1+g₂₁*R_f, следовательно:

f_sf= f_s* F_ОЭ=577.7 МГц*2=1155.4 МГц

Определяем значение спадов е_s, возникающих в каскадах ОЭ и ОБ на частоте f_в0,7, используем для этого найденные значения (60) для каскадов ОЭ при F_ОЭ=2 и f_s для каскадов с ОБ.

е_s=1-M_s(f)=1-1/ v1+(f/ f_s)²=(f/ fs)²/2=( f_в0,7/ f_sf)²/2=0.0029=2.9*10^-4

Оцениваем общий спад возникающий в тракте вследствие инерционных свойств транзисторов, или иными словами общий спад в каскадах ОЭ:

е_У=2* е_s=0.0058=5.8*10^-4

Производим определение каскадов усилительного тракта, в которых паразитные ёмкости (C_п) оказывают заметное шунтирующее влияние. Определяем сопротивление в цепи с отрицательной обратной связью (ООС).

R_f=(F_ОЭ-1)/g₂₁=1/0.058=17.3 Ом.

Находим значения паразитных ёмкостей в первом приближении. При вычислении в первом приближении считаем, что C_М?1…3пФ - паразитная ёмкость монтажа, для удобства возьмём равным 1 пФ. K_ОЭ=5…10, для удобства выбираем равным 10. K_ОК=0.95. С_н=35пФ, R_c=8Ом (параметры внешней цепи на которую нагружен выход усилителя) исходя из начальных данных, C_к=1пФ - ёмкость коллекторного перехода. r_б=30 Ом - сопротивление базовой области.

C_вхОЭ=1/(2р* f_s*r_б*F_ОЭ)+C_к*(1+K_оэf)=1/(2*3.14*577.7МГц*30*2)+1пф*(1+10)= 5.6пф (67)

С_выхОЭ= С_к*(1+(r_б+R_c)*g₂₁)/F_ОЭ=1пФ*(1+(30+8)*0.058)/2=1.6пФ (68)

С_вхОК=(1-K_ОК)/(2р* f_s*r_б)+C_К=(1-0.95)/(2*3.14*577.7МГц*30)+1пф=4.6пФ (69)

При рассмотрении влияния паразитных ёмкостей на свойства каскадов следует учитывать, что оно во многом зависит от значения проводимостей g_экв которые они шунтируют. Таким образом, для нашего усилительного тракта со структурой ОЭ-ОК-ОЭ только ёмкости C_п1 и С_п3 могут оказывать заметное влияние на спад начальной амплитудно-частотной характеристики (НАЧХ)

C_п1= С_выхОЭ+ С_вхОК+С_М=1.6пФ+4.6пФ+1пФ=7.2 пФ (70)

С_п3 = C_вхОЭ+ С_м+ С_н=5.6пф+1пФ+35пФ=41.6пФ (71)

Производим оценку спада е_вх НАЧХ входной цепи на граничной частоте (f_в0,7)

C_вхОЭ=1/(2р* f_s*r_б*F_ОЭ)+C_к*(1+K_оэf)=1/(2*3.14*577.7МГц*30*2)+1пф*(1+10)= 5.6пф (72)

Расчёт общей резистивной составляющей проводимости (g_экв) осуществляем, исходя из неравенства:

g_экв ?(2р* f*C_п)/(2*е_н(f)]^1/2 (73)

g_экв=g_вх+1/R₁+1/R₂+1/R_c=g₁₁/F_ОЭ+1/5.7кОм+1/31кОм+1/8=0.125 См (74)

Находиv частоту среза ФНЧ, образованного входной ёмкостью C_вх усилительного тракта и шунтирующей её проводимостью (g_экв)

f_вх=1/(2р*ф_вх)=g_экв/(2р* C_вхОЭ)= 3.554ГГц (75)

где ф_вх -постоянная времени входной цепи

е_вх= (f_в0,7/f_вх)/F_ОЭ=3.03*10^-6 (76)

Полученное значение е_вх удовлетворяет условию е_вх<0.1…0.15, т.е. необходимость на входе усилительного тракта внесения дополнительного каскада ОК- отпадает.

Определяем допустимое значение спада е_нУ, полагая, что е_нУ =0.3.

е_нУ= е_нУ-е_вх- е_У= 0.3-3.03*10^-6-5.8*10^-4=0.299 (77)

Распределяем общие допустимые искажения е_нУ между звеньями, влияющими на ход НАЧХ. При этом большую (в полтора-два раза) часть из допустимых искажений, выделяем на оконечные звенья (звенья, в которых сигнальные напряжения достигают амплитуды U_М).

е_н1 = е_н/3=0.3/3= 0.1 (78)

е_н2 = е_н*2/3=0.6/3= 0.2 (79)

Производим определение, в соответствии с выделенными в предыдущем пункте допустимыми искажениями, приходящимися на каждое фильтрующее звено, предельно допустимые значения проводимостей g_экв коллекторных цепей в этих звеньях (69). Решение осуществляем с помощью соотношения: f= f_в0,7 (f_в0,7 найдено ранее).

g_экв ?(2р* f*C_п)/(2*е_н(f)]^1/2

g_экв ?(2*3.14*8.75 МГц*7.2 пФ)/(2*0.3)^1/2

g_экв ?7.13*10^-5 См

Вычисляем предельно допустимые значения сопротивления R^*_к, стоящих в коллекторных цепях рассматриваемых каскадов и выступающих в роли основных элементов общей проводимости g_экв.

1/ R^*_к= g_экв-g_выхN- g_вх(N+1)= g_экв-(g₂₂/F_ОЭ)-1/R_к3=0.125-2*10^-6-2.6*10^-4=0.124 (80)

VIII этап - организация конфигурации схемы для обеспечения её работы на переменном токе

Разрабатываемый усилительный тракт относится к таким, у которых основная часть выполнена по схеме с непосредственными межкаскадными связами. При этом типе межкаскадных связей входной зажим последующего каскада эквипотенциален (обладающий одинаковым потенциалом) с выходным предшествующего, как на постоянном, так и на переменном токе.

Под переменными сигналами понимаются такие, которые имеют относительно большие скорости изменения или малое время существования и не содержат постоянных составляющих. В таких усилителях допустимо использование на пути распространения сигнальных токов и напряжение разделительных конденсаторов (C_р) и блокировочных конденсаторов (C_б), которые в свою очередь осуществляют роль исключения влияния на распределение сигнальных потенциалов участков цепи, зашунтированных этими конденсаторами.

Рисунок 8 - Корректированная схема для обеспечения её работы на переменном токе.

На низких частотах выполнить условие пренебрежимо малого значения сопротивлений конденсаторов C_р и C_б не удаётся, в результате чего в каскаде возникают низкочастотные искажения. Для снижения этих искажений требуется увеличение ёмкостей C_р и C_б, что не всегда выполнимо по конструктивным и экономическим соображениям, поэтому номиналы ёмкостей этих конденсаторов выбирают исходя из предельно допустимых частотных или переходных искажений.

IX этап - определение ёмкостей разделительных и блокировочных конденсаторов

Из номинальных значений основных параметров узнаем, что Д=9%=0.09 (Д- допустимый спад вершины фронта при его заданной предельной длительности). Распределяем в соответствии с

Д_У=Д1+Д2+…+Д_n (81)

общий допустимый спад Д переходной характеристики для тракта в целом, между всеми n звеньями усилительного тракта, существенно влияющими на появление спада вершины импульса, при этом считаем, что наибольший спад (в 5…15 раз больший, чем разделительной цепи) создаёт блокировочный (C_б) в цепи эмиттера.

Рисунок 9 - Эквивалентная схема сигнальной цепи, когда сигнальные изменения представлены с помощью генератора тока.

Д= Д1+Д2+Д3+Д4 (82)

где Д2, Д3, Д4,Д5 - спады создаваемые блокировочными конденсаторами в ОЭ. Как говорилось ранее, это спад больше чем в разделительных цепях в 5…15раз, поэтому применим

Д2=Д3=Д4=Д5=0,018 (83)

Д1= Д=0.009 (84)

а Д6=Д7=0.09 - спад в разделительных конденсаторах (1/2 от спадов создаваемых блокировочными конденсаторами в ОЭ). (85)

Определяем граничные частоты f_i всех n звеньев тракта.

f_i=Д/(2р*t_и)

где Д-спад вершины импульса вследствие влияние влияния на переходную характеристику его звена, t_и - предельная длительность фронта (t_и = 0.8мс).

f_i1=0.09/(2*3.14*0.8*10^-3)=17.9Гц

f_i2= f_i3= f_i4= f_i5=0.018/(2*3.14*0.8*10^-3)=3.58Гц

f_i6= f_i7=0.009/(2*3.14*0.8*10^-3)=1.79Гц

Вычисляем требуемые значения конденсаторов C_р и С_б по найденным значениям f_i. Значения разделительных ёмкостей можно определить по следующей формуле:

C_р ?1/(2р*f_н*(R₁+R₂)*v(1-е_н)^-2-1)

Для разделительной ёмкости на входе усилителя значения

R_разд1=R1+R₂=R_C+R'₁||R₂=8+((4.7кОм*31кОм)/( 4.7кОм +31кОм))=4кОм

Для разделительной ёмкости на выходе усилителя значения

R_разд2 = R₁+R₂=R_выхОЭ||R*_К3+R_н =((3.96 Мом*260)/(3.96 Мом+260))+ 90кОм=90.2кОм

Находим значения разделительных ёмкостей используя (89).

C_р1 ?1/(2р*f_i6*(R_разд1)*v(1-е_н1)^-2-1)=94.1мФ

C_р2 ?1/(2р*f_i7*(R_разд2)*v(1-е_н2)^-2-1)=6мФ

Для выполнения неравенств, выберем ёмкости C_р1 и C_р2 в 2 раза больше.

Производи расчёт блокировочных ёмкостей конденсаторов, стоящих в цепи обратной связи.

C_б>>1/(2р*f_н*R*)

где R* - полное сопротивление цепи, внешней по отношению к конденсатору C_б

Найдём значение блокировочной ёмкости в цепи ООС.

C_б1>>1/(2р*f_i1*(R'₁+R*₁))= 1/(2*3.14*0.009*(4.7кОм*1кОм)/(4.7кОм+1кОм))=21мФ (95)

Для выполнения неравенства выберем ёмкость C_б1 на порядок больше

Найдём значение блокировочных ёмкостей в коллекторной цепи.

C_б4>>1/(2р*f_i2*R*_К1)= 1/(2*3.14*3.58*460)=265мкФ (96)

C_б5>>1/(2р*f_i3*R*_К3)= 1/(2*3.14*3.58*600)=180мкФ (97)

Для выполнения неравенства снова выбираем ёмкости на порядок больше C_б4=2.65мФ.

Находим значения блокировочных ёмкостей в цепи ООС эмиттеров.

импульсный электронный усилитель прибор

C_б2>>1/(2р*f_i4*R₁*)=2.27мФ (98)

C_б3>>1/(2р*f_i5*R₃*)=2.25мФ (99)

R₁*=R_f+R_Э1||R_выхОК=17.3+((666.7*2.4)(666.7+2.4))=19.6Ом (100)

R₃*= R_f+R*₁||R_выхОК=17.3+((1кОМ*2.4)(1кОм+2.4))=19.7Ом (101)

Для выполнения неравенства ёмкости выбираем на порядок больше C_б2=22.7мФ.

X этап - оценка значения коэффициента усиления тракта в целом.

Общий сквозной коэффициент усиления трехкаскадного усилителя тракта определяет соотношение:

K_У=K_вх*K₁*K₂*K₃ (102)

где K_вх,K₁,K₂,K₃ - коэффициенты передачи входной цепи и трех следующих за ней каскадов. Коэффициент передачи входной цепи определяет выражение:

K_вх=1/(1+g_вх*R_C)=1/(1+((1/R₁+1/R₂+g₁₁/2)*R_C))=0.996 (103)

K₁=(-g₂₁*R*_К1)/F_ОЭ=-12.19 (104)

K₂=(g₂₁*R_э2)/(1+g₂₁*R_Э2)=0.99 (105)

K₃=(-g₂₁*R*к3)/F_ОЭ=-15.9 (106)

K_У=K_вх*K₁*K₂*K₃=0.996*(-12.9)*0.99*(-15.9)=202.25

Размещено на Allbest.ru