Система радиосвязи на основе преобразования Уолша

Размещено на http://www.allbest.ru/

Система радиосвязи на основе преобразования Уолша

А.Н. Асосков, Ю.В. Левченко, И.И. Малышев, И.Н. Малышева, А.И. Мордовин, Ю.А. Плахотнюк

АО «Концерн «Созвездие», Воронеж, Российская Федерация

Аннотация

шумоподобный сигнал дискретный спектр

Рассматриваются аспекты формирования сложного шумоподобного сигнала для систем передачи и приема дискретной информации с кодовым разделением каналов. Предлагается способ, обеспечивающий возможность функционирования системы в случае использования сигналов с большим коэффициентом расширения спектра, и система для его реализации.

Ключевые слова: шумоподобные сигналы; цифровая связь; радиотехнические системы.

Radio communication system on a basis of Walsh transform

A.N. Asoskov, Yu.V. Levchenko, I.I. Malyshev, I.N. Malysheva, A.I. Mordovin,

Yu.А. Plahotnuk

JSC «Concern «Sozvezdie», Voronezh, Russian Federation

Abstract. Aspects of formation PSK-SS signal for transmission and reception systems of the discrete information code-division channels are considered. The method providing possibility of functioning of system in case of usage of signals with the big expansion ratio of a spectrum, and system for its implementation is offered.

Keywords: PSK-SS signal; digital communication; radio communication systems.

Как известно [1-2], существует много вариантов практической реализации систем радиосвязи, использующих фазоманипулируемые шумоподобные сигналы (ФМ ШПС), несомненно, имеющих особенности и собственные преимущества. Некоторые из систем реализованы по многоканальной схеме, включающей несколько каналов обработки информации. Соответственно, требуются аппаратные ресурсы для реализации каналов, как на приемной, так и на передающей стороне системы.

Поскольку величина коэффициента расширения спектра Ks имеет особо важное значение в силу взаимосвязанности Ks и сосредоточенных по спектру помех [2], то для ослабления влияния помех необходимо увеличивать Ks, и, соответственно, базу шумоподобного сигнала Bs. Очевидно, что сложность технической реализации систем радиосвязи для сигналов с большим коэффициентом расширения спектра Ks (или с большими базами Bs) значительно возрастает, так как количество каналов обработки на приемной стороне растет пропорционально N - количеству каналов демодуляторов синфазного и квадратурного каналов. Можно говорить о том, что при N > 32 техническая реализация такой системы экономически нецелесообразна, а при N > 1024 практически невозможна.

Авторами было найдено техническое решение, позволяющее осуществить приемо-передачу сигналов с большой базой и объемом алфавита на основе адаптации существующей системы радиосвязи, причем аппаратная часть, реализующая цифровую обработку, может быть основана на элементах исключительно российского производства. Далее предлагается рассмотреть один из вариантов проектирования многоканальной приемопередающей системы, позволяющей реализовать необходимую функциональность.

Анализ возможности технической реализации

Рассмотрим математическое представление процессов формирования и обработки сигналов на передающей и принимающей сторонах, дающее основания для подтверждения возможности технической реализации способа обработки сигналов системой, включающей N каналов обработки, причем для сигналов с большой базой и объемом алфавита, который может измеряться в тысячах единиц.

Сигнал, формируемый на передающей стороне, в общем случае можно представить в виде [2]:

, (1)

где a0 - амплитуда сигнала; f - несущая (промежуточная) частота; - М-последовательности; - псевдослучайные последовательности (ПСП).

Входной сигнал усилителя передающей стороны может быть представлен в виде:

, (2)

где f0 - промежуточная частота.

После аналого-цифрового преобразования и децимирования сигналы будут иметь следующий вид:

, (3)

где (4)

и ф - длительность периода чиповой частоты.

Далее рассмотрим работу одного из каналов обработки цифровых данных. После умножения сигналы имеют следующий вид:

, (5)

Если передаваемые пакеты информации интерпретировать как двоичное представление чисел

,

и учесть, что это начальные состояния генератора М-последовательности, то можно говорить о множестве последовательностей M(h, n) объемом 2m, причем

M(0, n) = 0, M(h, n) = hn-1 при n ? m.

Для всех M(h, n) представляют собой циклические сдвиги одной и той же М-последовательности, поэтому выполняется правило

, (6)

при .

Правило оптимального различения сигналов с неизвестной фазой несущей частоты включает в себя вычисления следующего вида:

, (7)

и далее следует определение h с максимальным значением R(h).

Непосредственные вычисления X(h) и Y(h) предполагают использование перестановки данных DI1(n) и DQ1(n), а затем - преобразования Уолша. Для определения закона перестановки можно воспользоваться рекуррентными свойствами М-последовательности

. (8)

Далее рассмотрим последовательность чисел t(n), имеющих двоичное представление , где .

Очевидно, что:

(9)

Таким образом, в результате перестановки n>t(n) образуется последовательность

, (10)

а это означает, что

, (11)

где - функция Уолша, упорядоченная по Адамару, без нулевого элемента.

Рассмотрим более детально закон перестановки n>t(n). Задавая М-последовательность уравнением следующего вида

(12)

и подставляя в (8), легко получить выражение:

. (13)

Поскольку (13) выполняется для произвольных h, то

, (14)

откуда следует, что все последовательности Ck(n) являются циклическими сдвигами исходной М-последовательности.

Определим начальные состояния М-последовательностей. Поскольку

, (15)

то , (16)

где - символ Кронекера.

Для генерации М-последовательности необходим генератор, который без потери общности может быть выполнен по широко известной схеме со встроенными сумматорами. Если задать ему начальное состояние {1, 0, 0, …, 0}, то на выходах его разрядов будут формироваться последовательности {С1(n), С2(n), …, Сm(n)}, соответствующие последовательностям {t0(n), t1(n), …, tm-1(n)}. Таким образом, его можно использовать в качестве формирователя адресов перестановок отсчетов n>t(n) для схемы.

Возвращаясь к вычислению X(h) и Y(h) (7), можно увидеть, что если обозначить переставленные по закону n>t(n) последовательности отсчетов DI1(n) и DQ1(n) как PI1(t) и PQ1(t) и доопределить их при t=0, приняв PI1(0) = PQ1(0) = 0, то

, (17)

т.е. вычисление X(h) и Y(h) сводится к преобразованию Уолша, а номер h функций Уолша-Адамара соответствует передаваемому символу информации [3].

Рассмотрим взаимное влияние двух каналов передачи информации. Из (5) и (7) следует

, (18)

где (19)

Очевидно, что R(h, h1) - функция корреляции М-последовательности, равная 2m-1 при h = h1 и равная «-1» в остальных случаях.

Вторые слагаемые являются взаимными помехами. Для того, чтобы оценить их уровень, можно предположить, что П(n) - также М-последовательность, обладающая свойством (6). В этом случае:

(20)

где П3(n) - циклически сдвинутая последовательность П1(n).

После преобразования из (20) получаем

(21)

В силу квазиортогональности М-последовательностей взаимное влияние двух каналов передачи информации определяется взаимокорреляционными свойствами используемых последовательностей и может быть сделано пренебрежимо малым:

. (22)

Пример технической реализации

Способ приема и передачи сигналов для алфавитов большого объема может быть реализован приемопередающим устройством, укрупненная структурно-функциональная схема которого представлена на рис. 1.

Многие системы радиосвязи включают подсистемы формирования и обработки сигналов на промежуточных частотах, причем могут существовать дополнительные блоки частотных преобразований. Поэтому далее будет рассматриваться система, имеющая особенности реализации именно на промежуточных частотах.

Рис. 1. Укрупненная структурно-функциональная схема приемопередающего устройства, где введены обозначения: БАЦП - блок аналого-цифрового преобразования; БД - блок децимации; БМ - блок модуляторов; БОК - блок объединения квадратур; БПО - блок перестановки отсчетов; БПС - блок поиска и синхронизации по задержке; БПУ - блок преобразования Уолша; ГМП - генератор М-последовательности; ГНЧ - генератор несущей частоты; ГПСП - генератор ПСП; ГЧД - генератор частоты дискретизации; ГЧЧ - генератор чиповой частоты; ДК - декодер; ПР - параллельно-последовательные преобразователи; ПРД - передающая часть; ПРМ - приемная часть; СУ - суммирующий усилитель; У - усилитель; УМ - умножители; УП - устройство последовательно-параллельного преобразования; Ф - фазовращатель.

Основное отличие от известных устройств заключается в том, что передающее устройство дополнено двумя генераторами М-последовательности, включенными в состав синфазного и квадратурного каналов; приемное устройство дополнено генератором частоты дискретизации, блоком децимации, а также идентичными подканалами (содержащими УМ, БПО, БПУ, БОК), включенными в состав синфазного и квадратурного каналов.

Блоки, выполняющие цифровую обработку, могут быть реализованы на базе сигнальных процессоров из серии однокристальных программируемых многопроцессорных "систем на кристалле" на основе IP-ядерной (IP-intellectual property) платформы "Мультикор", которые содержат процессорные RISC-ядра с архитектурой MIPS32, выполняющие функции центрального процессора системы CPU (Central Processing Unit) и высокопроизводительные ядра процессоров-акселераторов для ЦОС с плавающей/фиксированной точкой или аналогичных им по функциональности (например, многоядерный сигнальный микропроцессор 1892ВМ10). Блок формирования фазоманипулированных сигналов может быть реализован на базе микросхемы 1288ХК1 или аналогичных ей по функциональности [4].

Заключение

Предложенная приемопередающая система связи предоставляет возможность работы с сигналами, имеющими большой коэффициент расширения спектра (или большую базу). Имитационное моделирование показало, что использование представленной архитектуры требует существенно меньших объемов вычислений и позволяет уменьшить время обработки данных, а свободные вычислительные ресурсы можно использовать для повышения интеллектуальности системы за счет оперативной реконфигурации алгоритмов управления.

Данное решение целесообразно использовать в помехозащищенных системах связи, имеющих в составе программируемые устройства и элементы цифровой обработки (процессоры, ПЛИС, микроконтроллеры), что предоставляет расширенную функциональность и обеспечивает повышение эффективности функционирования.

Литература

1. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами. М.: Радио и связь, 1985. 384 с.

2. Борисов В.И. Помехозащищенность систем радиосвязи с расширением спектра сигналов модуляцией несущей псевдослучайной последовательностью / Борисов В.И., Зинчук В.М., Лимарев А.Е., Мухин Н.П., Нахмансон Г.С. // М.: Радио и связь, 2003. 640 с.

3. Айфичер Э.С., Джервис Б.У. Цифровая обработка сигналов: практический подход, 2-е издание. М.: Издательский дом «Вильямс», 2004. 992 с.

4. Малышева И.Н., Плахотнюк Ю.А., Погожев В.В. Управление прямым цифровым синтезом фазоманипулированных сигналов в УКВ диапазоне. // Тезисы XXIV международной научно-технической конференции «Радиолокация, навигация, связь», Воронеж, 17-19 апреля 2018 г. Т.5. - С.284-288.

References

1. Varakin L.E. Communication system with noise signals. M.: Radio and Communications, 1985. 384 p.

2. Borisov V.I., Zinchuk V.M., Limarev A.E., Muhin N.P., Nahmanson G.S. ECM-resistance of communication system with carrier modulation by pseudorandom sequence. M.: Radio and Communications, 2003. 640 p.

3. Ifeachor E.C., Jervis B.W. Digital signal processing. A practical approach. Second edition. M.: Publishing House «Williams», 2004. 992 с.

4. Malysheva I.N., Plahotnuk Yu.А., Pogozhev V.V. Control of direct digital synthesis of signals with phase manipulation in VHF range. Theses of XXIV international scientific and technical conference «the Radiolocation, Navigation, Communication», Voronezh, 17-19 April 2018, Vol. 5. Pp. 284-288.

Размещено на Allbest.ru