Тетра-инвертор напряжения с управлением по одношаговому условному прогнозу c ШИМ-2

Размещено на http://www.allbest.ru/

Яшкин Виктор Иванович

ТЕТРА - ИНВЕРТОР НАПРЯЖЕНИЯ С УПРАВЛЕНИЕМ ПО ОДНОШАГОВОМУ УСЛОВНОМУ ПРОГНОЗУ C ШИМ-2

Аннотация. Метод управления на основе условного прогноза и устройство его реализации, или вычислитель прогноза, используется для управления тетра-инвертором напряжения, являющимся транзисторным импульсно-модулированным преобразователем с магнитносвязанными элементами. Тетра-инвертор формирует заданную кривую выходного напряжения близкую к с синусоидальной форме с промышленной частотой Щ = 50Гц и выше. Частота работы преобразователя ограничивается заданной «гладкостью» выходного напряжения, т.е. задаётся коэффициентами пульсации, гармоники, выбранной глубиной импульсной модуляции.

Подобные эвристические системы, предсказывающие поведение выходного параметра в зависимости от сглаживаемого фильтром тока и напряжения, в теории автоматического управления впервые описаны и математически обоснованы в работе [1]. Следящие релейные системы по методу условного прогноза, как уже отмечалось в части I, применил для анализа схем вентильных преобразователей впервые Г.М. Мустафа в ВЭИ им. В.И. Ленина в 1962 году [2]. Он показал, что метод применим практически ко всем классам управляемых ключевых преобразователей: со средней точкой, к полумостовым и мостовым схемам с синусоидальным выходным напряжением и током, одно или двухтактным чёпперам или DC/DC преобразователями, в том числе и с высокочастотным разделительным трансформатором, для выпрямителей с входным синусоидальным током или для схем ШИМ-корректоров.

Синтезированные по предлагаемому методу системы управления преобразователями, повышают точность, быстродействие и скорость их отработки возмущений, как по входу, так и по выходу, причём и таких, в которых имеется собственное запаздывание или задержка времени при переключении силовых ключей инвертора. Это запаздывание принципиально имеется при работе ключевых преобразователей и вызывается имением угла управления силовыми ключами при изменении глубины импульсной модуляции.

Вычислительные устройства прогноза позициируются как предсказывающие, условно прогнозирующие поведение выходного параметра, в зависимости от его величин скорости и знака ускорения, точнее, от его первой и второй производной. Высокая скорость подавления возмущений и неустойчивости, необходимая в следящих преобразователях, обеспечивается независимо от изменения комплекса нагрузки, от её перегрузки или холостого хода.

Благодаря используемому управлению ключевым импульсно-модулированным тетра-инвертором, он является принципиально устойчивым, вследствие «алгебраизации» системы управления, т.е. в её контурах регулирования явно не содержатся интеграторы. Такие устройства являются наиболее быстродействующим из класса следящих релейных систем. Система управления имеет задержку отработки ошибки ±е(t) регулирования не более длины интервала прогноза:

в_П = h - t_П, где h = ? шаг условного прогноза, t_П - момент переключения текущего, локального времени на интервале. На каждом шаге прогноза h, система узнаёт, точнее, вычисляет, как надо с помощью управляемых силовых ключей коммутатора сформировать текущую «гладкую» кривую выходного параметра ~u_H, относительно задающей кривой ~е^ с частотой Щ, например синусоидальной, чтобы обеспечивалась минимизация ошибки рассогласования ±?(t), в пределе стремясь привести её к нулю.

Точность и качество отработки реферирующего задания, обуславливаются параметрами выходного LC-фильтра, добротностью его контура с и собственной круговой резонансной частотой щ₀, длительностью выбранного шага условного прогноза h, а тем самым и несущей частотой «х» при двухпозиционной широтно-импульсной модуляции.

Ключевые слова: одно и трёхфазный тетра-инвертор; АБП (агрегат бесперебойного питания); двухпозиционная широтно-импульсная модуляция; схема тетра-инвертора напряжения; синусоидальный сигнал напряжения задания; следящая релейная система; эвристическое управление по методу условного одношагового прогноза; разделительный и согласующий трансформатор; выходной LC-фильтр, моделирование, программы анализа схем силовой электроники "ELTRAN".

однофазный тетра инвертор прогноз рассогласование

Abstract. Control method based on conditional forecast and its implementation device or computer forecast, used to control the tetra-inverter voltage, which is a transistor PWM converter with magnitnosvyazannymi elements. Tetra inverter generates a given curve of the output voltage close to a sinusoidal with industrial universe frequency of 50Hz or higher. The frequency of the converter is limited by the "smoothness" of the output voltage, ie, specifies the ripple harmonics selected depth width modulation.

Such heuristic system, predicts the behavior of the output parameter, depending on the smoothing filter current and voltage in the control theory first described mathematically grounded in: "OTTO J.M.SMITH. FEEDBACK CONTROL SYSTEMS. McGraw-Hill Book Comp., Inc., New York, London, 1958", [1]. Continuous relay systems using the method of conditional prediction, as noted in Part I, the first time for the analysis of circuit's rectifier converters applied Ph.D.G.M. Mustafa in VEI named V.I. Lenin, in 1962, [2]. He showed that the method is applicable to virtually all classes of controlled key transducers with the mid-point, a half-bridge, and the bridge circuit with a sinusoidal output voltage and current, one or two-stroke chopper or DC / DC converter, including a high frequency isolation transformer for rectifier with sinusoidal input current or PWM circuits correctors.

Synthesized by the proposed method of inverter, increase the accuracy, speed and rate of mining disturbances, both on entry and exit of, with, and those in which there is a proper time lag or delay when switching inverter power switches. This delay has in principle when the key transmitters and is called the estate angle control of the power key when the depth of pulse width modulation.

Computing devices forecast pozitsiiruyutsya affects both pre-conditionally predicting the behavior of the output of parameters, depending on the values of speed and acceleration of the mark or, more precisely, on its first and second derivatives. High speed suppression of disturbances and instability, the need for transformation, tracking zovatelyah is provided regardless of changes in complex-load, overload or from its idle position.

Due to the key management used pulse-modulated tetra-inverter, it is principally US-sustainable due to "algebraization" control system, ie in its control loops explicitly contains integrators. Such devices are most of the fast class servo relay systems. The control system has a delay resolve the error ±е (t) is not a regulation length of the interval forecast: в_П = h - t_П, where h - step conditional forecast, t_П - time of switching current, local time at the range. At each step of the forecast h, the system learns more precisely calculates how to using controlled power switches switch form the current "smooth" the curve of the output parameter ~u_H, with respect to a given curve ~ e^ with frequency Щ, such as sine, that minimizes the following error ± ?(t), in the limit, trying to bring it to zero.

The accuracy and quality of mining abstracted tasks obu-slavlivayutsya parameters of output LC-filter, Q its contour с and a private circular resonant frequency щ₀, the duration-of the selected step conditional forecast h, and thus the carrier frequency х at the bi-pulse width modulation.

Key words: single and three-phase tetra-inverter; UPS (Universal Power Supplies); two-position pulse-width modulation; tetra-circuit voltage inverter; sinusoidal signal voltage setting; relay tracking system; Management heuristic method of conditional one-step prediction; separating and matching transformer; the output LC-filter; simulation; analysis program circuits of power electronics "ELTRAN".

Постановка задачи

1. Преобразователь, который мы называем тетра-инвертором напряжения, занимает промежуточное положение между полумостовой и мостовой схемами. Наиболее близким его аналогом является преобразователь с нулевой точкой. Полумостовая схема является последовательным включением двух импульсных ячеек, каждая из которых состоит из включенных параллельно своему ёмкостному накопителю, цепи из последовательно соединённого управляемого силового ключа, обмоток дросселя сглаживающего фильтра и разделительного трансформатора. Параллельное включение подобных ячеек через магнитную связь встречновключённых обмоток фильтрующего дросселя и разделительного трансформатора и образуют схему тетра-инвертора. Питание каждой ячейки обеспечивается от своего отдельного ёмкостного накопителя через магнитосвязанные встречновключённые обмотки входного дросселя фильтра питания.

2. По существу, инвертор является магнитносвязанной схемой двух прямоходовых однотактных ключевых преобразователей, работающих в противофазе. Объединённые перекрёстными магнитными связями однотактные ключевые преобразователи, через обмотки двухобмоточного дросселя фильтра с немагнитным зазором и с общей индуктивностью L, через обмотки разделительного и согласующего трёхобмоточного выходного трансформатора с коэффициентом трансформации N_TP ? 0, работающего на низкой частоте Щ задания, и образуют схему тетра-инвертора, содержащие новые свойства. Параллельно третьей, выходной обмотке трансформатора, включён фильтрующий конденсатор с ёмкостью С и комплекс нагрузки RН.

3. Перекрёстные обмотки силовых магнитных элементов преобразователя и дали название для схемы инвертора, обеспечили его новые свойства по сравнению с прототипом и аналогом.

4. Управление тетра-инвертором обеспечивается быстродействующей следящей релейной системой регулирования по методу одношагового условного прогноза рассогласования [1, 2].

5. Проведём анализ и моделирование процессов при работе однофазного тетра-инвертора, расчёт его силовых элементов схемы и параметров системы управления по методу условного прогноза с двухпозиционной широтно-импульсной модуляцией.

6. Проведём расчёт и смоделируем работу схемы и трёхфазного тетра-инвертора, при различных симметричных и нессиметричных его нагрузках, включённых звездой с нулём и треугольником.

I. Принципиальная схема модели однофазного тетра-инвертора с системой управления по условному прогнозу рассогласования

1. Поставленная задача решается применением импульсно-модулированного преобразователя, выполненного по схеме однофазного тетра-инвертора, с системой управления на основе условного прогноза рассогласования. Принципиальная схема модели, представлена на рис. 1. Инвертор работает на относительно высокой несущей частоте «х» и формирует выходное переменное напряжение при помощи двухпозиционной широтно-импульсной модуляции.

2. На входе инвертора стоят две одинаковые ёмкостные ячейки СP1 и CP2, включённые параллельно и связанные с помощью встречновключённых магнитносвязанных обмоток LMP1 и LMP2, ограничивающих пусковой ток дросселя LP, образующих в совокупности входной фильтр - разделённые накопители по питанию. Применённая схема обеспечивает необходимый уровень пульсаций, при двух или трёхфазном выпрямленном напряжении U_d, например промышленной сети c частотой: Щ = 2р·f_С, где f_С = 50[Гц].

3. Длительность коротких импульсов, формируемых одновибраторами ОВ1 и ОВ2, запускаемыми передними фронтами логических импульсов с выходов суммирующего компаратора КM1-1 и логический инвертора NOT1, одинаковая и не превышает: TI1 = TI2 ? (2 ? 3)·t_ВЫКЛ. Здесь t_ВЫКЛ ? 0.5[мксек] - время выключения транзисторов, гарантированное по паспорту завода-изготовителя, Для современных силовых транзисторов, с учётом схемной аппаратной реализации, достаточно величины TI1 = TI2 ? 2[мксек]. Кроме того, необходимо учитывать время для полного разряда конденсаторов интеграторов локального времени аналоговыми ключами, и при необходимости его увеличить.

Рис. 1. Принципиальная схема однофазного тетра-инвертора с системой управления и с вычислителем условного прогноза.

4. Короткие импульсы «обнуляют» выходы последовательно включённых интеграторы AZ1-1 и AZ2-1, с помощью аналоговых ключей АК1-1 и АК1-2, одним логическим сигналом с выхода суммирующего элемента OR1, на входы которого поступают узкие импульсы с выходов одновибраторов OB1 и OB2. Обнуление выходов интеграторов обеспечивается соответствующими аналоговыми ключами AK1-2 и AK2-2, подключёнными к выходам интеграторов, управляемых по своим логическими входами «S» сигналом с выхода элемента OR1.

5. Силовые ключи КТ1 и КТ2 работают без пауз или временных задержек на включение следующего, вступающего в работу силового ключа. При необходимости, рекуперацию реактивного тока коммутирующей ветви инвертора, обеспечивают встроенные в структуру прибора, обратновключённые высоковольтные диоды V1 и V2. Длительность их работы не превышает выключение предыдущего, выходящего из работы ключа. В полупроводниковых структурах современных силовых полевых MOSFET транзисторов и гибридных IGBT, имеются не только внутренние защитные высоковольтные диоды, но и дополнительные защитные диоды по цепи их управления.

6. Достоинством схемы тетра-инвертора с магнитносвязанными цепями, является возможность естественной работы силовых ключей КT1 и КT2 без пауз и без обратно шунтирующих внешних силовых диодов, так как в интервале модуляции при коммутации, нет «сквозной» цепи для протекания импульса сверхтока, когда, например, ключ КT1 начинает закрываться, а КT2 открываться. Из-за конечного времени включения и выключения этих ключей, в схемах мостового и полумостового преобразователей, возможно появление такого сверхтока.

7. В тетра-инверторе, в момент коммутации ключа, последовательно с ними всегда включены достаточно большие индуктивность L обмоток магнитносвязанного дросселя LF и индуктивности рассеяния L_у1,2 обмоток согласующего трансформатора TV. В принципе, дроссель фильтра LF конструктивно можно совместить с согласующим трансформатором, используя в качестве его индуктивности L суммарную индуктивность рассеяния L_у1,2 двух обмоток трансформатора. Это заметно уменьшит массогабаритные показатели преобразователя, используемого например, в агрегатах UPS.

8. Применение магнитносвязанных элементов упрощает построение и многофазных, импульсно-модулированных преобразователей, особенно для почти симметричных нагрузок, включаемых либо треугольником, либо звездой с нулём.

9. C датчиков напряжения DU1 и DU2, подключенных параллельно силовым ключам КT1 и КT2 ветвей тетра-инвертора, сигналы о состоянии ключей (замкнут он или разомкнут на интервале модуляции), точнее, напряжения на них, подаются на входы суммирующего усилителя УСS, на выходе которого формируется сигнал u = ±SU, равный сумме сигналов [U_КT1 + (?U_КT2)] напряжений на ключах. Этот сигнал знакопеременный, равный по амплитуде постоянному напряжению U на накопителях CP1 или СP2. Затем, сигнал поступает на вход первого интегратора блока локального времени БЛВ и на инвертирующий вход первого усилителя-сумматора УС1 в вычислителе прогноза.

10. Блок локального времени преобразовывает медленную, мало меняющеюся на интервале рассмотрения, функцию с помощью двойного интегрирования, т.е. вырабатывает экспоненциальную временную развертку u₂ с обнулением в конце шага прогноза. Благодаря такой развёртки и выделяется необходимый в данный момент времени знак второй производной, т.е. знак скорости нарастания, который обеспечивает нулевую ошибку. Блок выполнен в виде последовательно включённых интеграторов, каждый со своим ключом обнуления, управляемыми логическим сигналом с выхода ИЛИ, суммирующего выходные сигналы одновибраторов ОВ1 и ОВ2.

11. По определению условного прогноза, точка t = t_П рассматривается как момент переключения силовых ключей. На интервале [t, (t + и)]

попадает ещё одно переключение. Чтобы обеспечить желаемую частоту переключения, оно должно быть расположено на расстоянии 2h от уже реализовавшегося в момент h переключения. В силу этого, прогноз становиться функцией текущих переменных состояния и локального времени, отсчитанного от последнего реализованного переключения.

12. Напряжение UКT1 поступает на неинвертирующий вход усилителя УСS с коэффициентом усиления «+1», а напряжение UКT2 поступает на инвертирующий вход этого же усилителя с коэффициентом «?1». Фазировка входов усилителя УСS обусловлена прямым для ключа КT1 и обратным для ключа КT2, включением обмоток дросселя LF и трансформатора TV, а следовательно и знаками напряжений на них.

13. C датчиков тока DI1 и DI2, включенных последовательно с силовыми ключами КT1 и КT2 относительно общей точки «земля», а тем самым последовательно и с перекрёстными обмотками дросселя LF и первичными обмотками трансформатора TV, поступают сигналы о величине и знаке мгновенных значений токов ветвей инвертора, на входы суммирующего усилителя УСI. Его коэффициент усиления по первому входу равен «+1», по второму, инвертирующему входу «?1»». На выходе усилителя УСI формируется общий пилообразный сигнал тока дросселя инвертора, равный сумме сигналов ~i_L = [i_LМ1 + (?i_LМ2)] токов его ветвей. Сигнал, пропорциональный току, протекающему через ключ КТ1, поступает на неинвертирующий вход, сигнал, пропорциональный току, протекающему через ключ КТ2, поступает на инвертирующий вход усилителя. Фазировка входов усилителя УСI обусловлена прямым для ключа КТ1 и обратным для ключа КТ2, включением обмоток дросселя и первичных обмоток трансформатора.

14. Общий сигнал тока дросселя ~i_L, в дальнейшем может быть необходим при моделировании токовой защиты тетра-инвертора. Используя значение и знак этого тока, можно построить систему двустороннего его симметричного ограничения при аварийных режимах.

15. Нормированные коэффициенты усилителей равны «±1» для УСS и УСI, так как нормировки тока, напряжения и времени обеспечивают коэффициенты дифференциальных уравнений формулы прогноза (см. часть I), так, чтобы они стали единичными. Это упрощает анализ, расчёты и параметры при моделирования тетра-инвертора и вычислителя прогноза.

16. Система управления с вычислителем, позволяет отслеживать требуемое значение выходного параметра при минимальной кратности частот модуляции и реферирования, что позволяет реализовать схемы тетра-инверторов на большие мощности и при различной фазности выходного напряжения. Применение тетра-инвертора позволяет снизить коммутационные потери в ключах (их всего два на каждую фазу), исключить внешние обратновключённые диоды. уменьшить размеры охладителей и в целом, всей конструкции. Кроме того, достигается улучшение эксплуатационных характеристик, коэффициент несинусоидальности выходного напряжения, КПД и проч., при работе с комплексной нагрузкой, как с линейной, так и с нелинейной. Улучшается качество электроэнергии в переходных процессах при переключениях нагрузки, при холостом ходе и глубокой перегрузке, приближающейся к короткому замыканию.

17. Тетра-инвертор с системой управления по вычисляемому прогнозу, имеет хорошие характеристики по статике и динамике. Система занимает промежуточное положение между системами управления с модулятором с пилообразным, «жёстким» опорным сигналом и аналоговым регулятором, и релейными системами с подчинённым регулятором тока. Независимого генератора в вычислителе прогноза нет, но измеряется локальное время, отсчитываемое от последнего переключения, так что управление в ней - есть функция состояния системы и локального времени, позволяет поддерживать в вычислителе незатухающие переключения, подобные существующим в независимых генераторах.

18. Рассматриваемый метод управления по условному прогнозу является принципиально устойчивым, так как управление преобразователем осуществляется эвристическим следящим релейным регулятором, управляемым по скорости и знаку ускорения, по первой и второй производной выходного параметра, т.е. тока и напряжения ёмкости сглаживающего фильтра. На каждом шаге прогноза h, система узнаёт, точнее, вычисляет, как и куда надо с помощью ключевого коммутатора формировать текущую «гладкую» кривую выходного напряжения ~u_H, относительно «гладкой» реферирующей, задающей кривой ~е^ с частотой Щ, например синусоидальной формы. Благодаря этому, обеспечивается минимальное рассогласование ±?(t), при этом вычислитель стремиться свести ошибку регулирования к нулю.

19. Фактически, в контуре регулирования присутствует виртуальное интегрирующее звено, и система является астатической. Точность и качество отработки системой задающего воздействия зависит от рассчитанных параметров LC-фильтра, его добротности с, собственной круговой резонансной частотой щ₀, выбранным шагом прогноза h, а тем самым несущей частотой «х» при двухпозиционной широтно-импульсной модуляции.

20. На основе предлагаемого устройства можно строить, например, малогабаритные системы управления инверторами напряжения для источников бесперебойного питания UPS любого напряжения, фазности и мощности, обеспечить быстродействующее управление источниками переменного и постоянного питания для прецизионных и ответственных электроприёмников и проч.

II. Расчёт элементов схемы модели однофазного инвертора и параметров вычислителя условного прогноза

1. При анализе мощных преобразователей можно пренебречь падением напряжения на силовых ключах и запаздыванием их переключений. В первом приближении не будем учитывать индуктивности рассеяния L_у1,2 дросселя LF и индуктивности рассеяния L_у1,2,3 согласующего трансформатора TV с N_TP ? 0.

2. Выходной сглаживающий фильтр в следящих инверторах не является накопителем электрической энергии. Он обеспечивает только подавление с заданным коэффициентом, пульсаций несущей частоты, так что обычно можно ограничиться простым однозвенным LC-фильтром (рис. 1). Он имеет три характерные частоты: х - несущая или модуляции, щ₀ - круговая резонансная контура фильтра, Щ - круговая отслеживаемая или реферируемая. В следящих инверторах с высоким качеством выходного напряжения они достаточно сильно разнесены: Щ << щ ? х.

3. Это позволяет ввести дальнейшие упрощения на основе допущений квазистатичности и хорошей фильтрации. По первому из них, вместо периода выходной частоты, на котором заполнение, или точнее скважность «г» модуляции, является переменной величиной, рассматривается совокупность различных статических режимов, на каждом из которых заполнение неизменно. По второму, можно пренебречь пульсациями тока нагрузки и рассматривать эдс этой пульсации в каждом статическом режиме, как независимый источник тока «j», значение знака которого совпадает с соответствующим локальным значением основной составляющей гармоники тока нагрузки [см. часть I].

4. По результатам сделанных допущений, исходную схему инвертора можно заменить схемой, в которой транзисторный коммутатор заменён блоком умножения, выходная цепь - идеальным LC-фильтром, а нагрузка - источником тока «j», вызываемого эдс пульсации. Идеальный трансформатор TV исключен из схемы, при этом выходные ток и напряжение изменены на коэффициент трансформации N_TP. На каждом пробном режиме, отображающим тот или иной отрезок реального процесса с низкочастотными синусоидальными функциями, значение этого источника тока постоянно. По принципу наложения, действие его может быть отображено соответствующим изменением начального тока индуктивности, так что для анализа системы дифференциальных уравнений, остаётся только совокупность режимов идеального холостого хода инвертора.

5. Проведённая замена исходных режимов совокупностью пробных режимов холостого хода, означает ужесточение требований к системе управления. Собственное затухание на потерях фильтра и нагрузке улучшает устойчивость, а локальная неустойчивость на каком-либо отрезке при отслеживании низкочастотной синусоиды, не приводит к аварийным последствиям. Показатели холостого хода хорошо характеризуют следящий инвертор при различных видах нагрузки локально, т.е. на коротких интервалах, содержащих несколько тактов модуляции, где вносимое нагрузкой затухание проявляется слабо. Высокая скорость отработки ошибки ±е(t), необходимая в следящих инверторах, обеспечивается системой управления независимо от характера и вида нагрузки.

6. Принципиальная схема модели тетра-инвертор со следящей системой управления с вычислителем условного прогноза, представлена на рис 1. Нормируем и выбираем масштабы для моделирования:

MU = 100 [B], MI = 100 [A], MT = 10³ [cек], MF=1[Гц], MR = 1 [Ом],

MP = MU·MI = 100 [B]·100 [A] = 10·10³ [BA].

7. Положим базовые частоты инвертора: Щ = 50 [Гц], х ? 8 [кГц].

Напряжение постоянного питания и номинальное сопротивление нагрузки:

? P_НОМ =1; R_H = = 1[Ом]; U = = =2.35 [B].

? RH = R_H·[N_TP]² =1[Ом]·2² = 4 [Ом] - однофазная базовая нагрузка.

? T = = 0.02 [сек] ? период cигнала задания.

? h = = 0.125·10^?3 [сек] - период несущей частоты модуляции или шаг условного прогноза.

8. Коэффициент трансформации трансформатора N_TP = 2. Индуктивность намагничивания согласующего трансформатора TV положим:

L_м ? 20·10^?3 [Гн]. Величину ёмкостных накопителей полагаем

CP1 = CP2 = 30·10^?3 [Ф]. Защитная и ограничивающая пусковые токи индуктивность входного магнитносвязанного фильтра по питанию, положим: LP1 = LP2 ? 0.02·10^?3 [Гн].

9. Для обеспечения физической реализации формулы прогноза, на тригонометрическую функцию cos(щh), являющуюся коэффициентом усиления по третьему входу ?K_U усилителя YC1 вычислителя и входящую в формулу прогноза, накладываются строгие ограничения, а именно: ? cos(щh) < , sin(щh) > 0. Выбираем нормированное расчётное локальное время: щh = ? 1.047.

10. Предварительная собственная круговая резонансная частота:

щ₀ = ? 8.3733·10³ [рад^?1].

11. Положим общую индуктивность L магнитносвязанного дросселя LF фильтра, включённого по первичной стороне трансформатора TV, равной общей индуктивности рассеяния магнитных элементов и дополнительной индуктивности, необходимой для расчёта и уменьшения влияния рассеяния: L = LF ? 0.5·10^?3 [Гн].

12. Для уменьшения коэффициента пульсации и повышения «гладкости» синусоидальной кривой выходного напряжения ~u_Н, и с учётом коэффициента трансформации, выбираем ёмкость конденсатора фильтра по первичной стороне: C =[N_TP]²·CF = 0.24·10^?3 [Ф]. Тогда, расчётная ёмкость конденсатора, подключённого к выходной обмотке трансформатора:

CF = = 60·10^?6 [Ф].

13. По формуле Томпсона щ²L·C = 1, для последовательного резонансного контура высокочастотного фильтра при таких параметрах, его собственная круговая частота:

щ₀ = =2.887·10³[рад^?1].

55.2·10^?6 [сек], f₀ = ? 18.2·10³ [Гц].

14. Волновое сопротивление резонансного контура фильтра:

с = = 1.4434[Ом].

15. Соотношение частот: (щh) = (щ₀h) = 2.887·10³·0.125·10^?3 ? 0.361.

Частота несущей при выбранном шаге условного прогноза,

щ₀h = 2.887·10³ ·0.125·10^?3 ? 0.361.

16. Коэффициенты усиления сборного суммирующего усилителя YС1:

K1 = ? (1 ? 0.9356) ? ? 0.0644.

K2 = ? [K_i ·N_TP] = ? [с·sin(щh)]·N_TP = ? [1.4434·sin 0.3609]·2 =

= ? 1.4434·0.35312·2 ? ? 0.35312·2 ? ? 1.02;

K3 = ? K_х = ? cos(щh) = ? cos 0.3609 = ? 0.9356;

Перед коэффициентами К2 и К3 должен стоять знак «?», необходимый для обеспечения замыкания контура регулирования по току и напряжению, так чтобы обеспечить отрицательную обратную связь по току и напряжению.

17. Постоянные времени интеграторов AZ1-1 и AZ2-1 блока локального времени БЛВ.

* По первому способу:

TP1 = TP2 ==

= 0.34641·10^?3 ? 0.35·10^?3 [сек].

* По второму способу:

TP1* = TP2* = = 0.3464·10^?3 ? 0.35·10^?3 [сек].
Видим, способы для определения постоянных времени интеграторов или длительности текущего локального времени, эквивалентны.

Выбираем расчётную длительность с учётом коэффициента трансформации (см. часть II):

TP1 = TP2 = ? 2·0.35·10^?3 = 0.7·10^?3 [сек].

18. Длительности импульсов одновибраторов ОВ1 и ОВ2, вырабатываемых для "обнуления" интеграторов и запускаемых передними фронтами логических сигналов. Вырабатываемые одновибраторами длительность импульсов составляет не более 0.5% от длительности постоянных времени интеграторов [см. 17], тогда:

ТI1 = ТI2 = = 0.005·N_TP·TP1 = 0.005·2·0.35·10^?3 =

= 0.0035·10^?3 ? 4·10^?6 [сек].

19. Сигнал синусоидального задания в параметрах программы моделирования: е^ = K1·sin(Щt). Относительная амплитуда задания:

К1 = 3.1[B]; начальный сдвиг кривой синусоиды задания: TF = 0.0 [сек]; период задающей частоты: TP = 20·10^?3 [сек]. Параметры фильтра модели принимаем: LF = 0.5·10^?3 [Гн], CF = 0.06·10^?3 [Ф].

III. Модель тетра-инвертора и вычислителя условного прогноза в терминологии программ "ELTRAN"

1. Название модели: [Tetra7].

'1-фазный тетра-инвертор с ШИМ-2 и условным прогнозом,

с трансформатором Nтр=2, ключи работают без пауз'

Масштаб тока-1.

Масштаб напряжения-1.

Масштаб времени-1.

Имя KT-TETRI2

BLOCK E1;

'Блок силовой инвертора'

EP NY=1,0 BX1=X,PSEP,I1;

CP1 C=30.E-3 NY=2,0 U=2.35;

CP2 C=30.E-3 NY=22,0 U=2.35;

LMP1 M=0.01E-3 NY=1,2;

LMP2 M=0.009998E-3,0.01E-3 NY=1,22;

LM1 M=0,0,0.5E-3 NY=2,3;

LM2 M=0,0,0.49998E-3,0.5E-3 NY=5,22;

LM3 M=0,0,0,0,20.E-3 NY=3,4 I=0.1;

LM4 M=0,0,0,0,19.9998E-3,20.E-3 NY=6,5 I=0.1;

LM5 M=0,0,0,0,39.9998E-3,39.9998E-3,80.E-3 NY=7,8 I=0.1;

CF C=0.06E-6 NY=7,8;

RH R=4.0 NY=7,8;

KT1 NY=4,0 S=7;

VD1 NY=0,4 S=7;

KT2 NY=6,0 S=7;

VD2 NY=0,6 S=7;

END E1;

BLOCK I1;

'Блок источников'

PSEP K1=2.35;

SINZ-1 K1=3.1 TF=0.0 TP=20.E-3;

END I1;

BLOCK F1;

'Система управления и вычислитель условного прогноза'

YCI K1=1. K2=-1. BX1=I,KT1,E1 BX2=I,KT2,E1;

YCS K1=1. K2=-1. BX1=U,KT1,E1 BX2=U,KT2,E1;

AZ1-1 KU=1. TP=0.7E-3 BX1=X,YCS X=0.;

AZ2-1 KU=1. TP=0.7E-3 BX1=X,AZ1 X=0.;

AK1-2 BX1=X,AZ1 BX3=S,OR1;

AK2-2 BX1=X,AZ2 BX3=S,OR1;

YC1 K1=-0.0644 K2=-1.02 K3=-0.9356 BX1=X,YCS BX2=I,CF,E1 BX3=U,CF,E1;

YC2 K1=1. K2=1. BX1=X,YC1 BX2=X,SINZ,I1;

KM1-0 K1=1. BX1=X,AZ2 BX2=X,YC2 S=0;

NOT1 BX1=S,KM1 S=1;

OB1 TI=4.E-6 BX1=S,KM1 S=0;

OB2 TI=4.E-6 BX1=S,NOT1 S=0;

OR1 BX1=S,OB1 BX2=S,OB2 S=0;

'Блок логических автоматов диодов и силовых ключей'

AKCKT1-9 BX1=S,KT1,E1 BX2=S,KM1;

AKCKT2-9 BX1=S,KT2,E1 BX2=S,NOT1;

KMUIVD1-0 K1=1. BX1=2,VD1,E1 BX2=1,VD1,E1;

KMUIVD2-0 K1=1. BX1=2,VD2,E1 BX2=1,VD2,E1;

ADVD1-9 BX1=S,VD1,E1 BX2=1,KMUIVD1;

ADVD2-9 BX1=S,VD2,E1 BX2=1,KMUIVD2;

END F1;

&&&&&&

&&&&&

IV. Кривые токов и напряжений и текущее локальное время прогноза при пуске и различных режимах работы тетра-инвертора

1. Кривые токов и напряжений и сигнала текущего локального времени прогноза и при работе модели тетра-инвертора в номинальном и предельных режимах. Здесь:

* XSINZ ? Синусоидальное задание ~е^ по напряжению с нормированной амплитудой К1 = 3.1 [В, ампл], нулевым фазовым сдвигом

TI = 0.0 [сек] и с периодом TP = 20·10^?3 [сек].

* URH - Сформированное инвертором, почти «гладкая» синусоида выходного напряжения на базовой нагрузке RH = 4 [Ом].

* XYCI - Выходной сигнал усилителя, суммирующего мгновенные токи IKT1 и IKT2 силовых ключей ветвей тетра-инвертора, снимаемых с соответствующих датчиков тока DI1 и DI2, и образующих общий пилообразный ток ~i_L инвертора.

* XYCS - Выходной сигнал усилителя, суммирующего мгновенные напряжения UKT1 и UKT2 на силовых ключах ветвей, снимаемых с соответствующих датчиков напряжения DU1 и DU2, и образующих знакопеременное напряжение питания фильтра.

2. В результате происходит произведение постоянного напряжения питания U на обобщённую коммутационную функцию S = sign [+1, ?1], т.е. импульсное питание инвертора равно: ±u = SU. Одновременно с этим, по передним фронтам коммутационной функции, соответствующими гальванически развязанными оптодрайверами, формируются сигналы управления силовыми ключами.

* XAZ2 - Выходной сигнал второго интегратора AZ2-1, отсчитывающего текущее локальное время на шаге h = 0.7·10^?3 [сек] условного прогноза, т.е. формирующего сигнал, пропорциональный второй производной на интервалах шага прогноза текущего выходного синусоидального напряжения.

3. Предельные режимы работы:

? близкий к холостому ходу (ХХ), при величине относительной нагрузки RH = 20 [Ом], инвертор при этом нагружен всего на 20%;

? близкий к короткому замыканию (КЗ), при величине относительной нагрузки RH = 0.8 [Ом], инвертор при этом имеет 5-ти кратную перегрузку.

4. Расчётный шаг условного прогноза рассогласования:

h = TP1 = TP2 = 0.7·10^?3 [сек]. Частота несущей или модуляции ключевого коммутатора, определяется по шагу прогноза:

f_MOD == 1.43·10³ [Гц].

5. Выбран трехобмоточных повышающий разделительный трансформатор TV с коэффициентом трансформации N_TP = 2.

6. На рис. 5 представлен режим работы тетра-инвертора, близкий к КЗ, т.е. при эквивалентном сопротивлении нагрузки:

R_H.КЗ = 0.8[Ом]. Режим "тяжёлой", 80%-й перегрузки длится

15 [мсек], после окончания выходное напряжение восстанавливается в течении ? 2.8 [мсек].

6. На рис. 6 представлен режим работы тетра-инвертора, близкий к XX, т.е. при эквивалентном сопротивлении нагрузки:

R_H.XX = = 3.33[Ом]. Режим «сброса» 70%-й нагрузки от номинала, длится 15[мсек], после окончания выходное напряжение восстанавливается в течении ? 0.7[мсек].

Рис 2. Кривых тока, напряжения и локального времени при напряжениях питания U = 2.35[B], задания ~e^ = 3.1[B] и нагрузке RH = 4 [Ом].

Рис 3. Пуск и работа при напряжении задания ~e^ = 3.1[B] и 20% от номинальной нагрузки, т.е. режим, близкий к ХХ, при RH = 20 [Ом].

Рис 4. Пуск и работа при напряжении задания ~е^ = 3.1 [B] и при 5-ти кратной перегрузке, т.е. при режиме, близком к КЗ, при RH = 0.8 [Ом].

Рис 5. Питание U = 2.35[B], задание ~е_m = 3.1 [B], в момент времени

t_КЗ = 5 [мсек] происходит 80%-й наброс нагрузки от номинальной.

Рис 6. Питание U = 2.35 [B], задание ~е_m = 3.1[B], при t_КЗ = 5 [мсек] скачком происходит 80%-й сброс нагрузки от номинальной.

V. Схема модели 3-х фазного тетра-инвертора с вычислителем условного прогноза для каждой фазы

1. Схема модели 3-х фазного тетра-инвертора c вычислителями условного прогноза в каждой фазе, представлена на рис 7.

2. Приведены схемы подключения 3-х фазных нагрузок к выходам тетра-инвертора. Симметричная трёхфазная нагрузка включена "звездой с нулём", на фазные напряжение и треугольником, на линейные напряжения. В кружках указаны номера вершин дерева графа силового блока схемы модели.

3. Управление тетра-инвертором отдельно по фазам, осуществляется задающей трёхфазной системой синусоидального напряжения.

4. Однофазные трансформаторы TV1 - TV3 в каждой фазе, можно выполнить в виде одного трёхфазного трёхстержневого трансформатора, рассчитанного на стандартную рабочую частоту 50Гц, с учётом допустимой амплитуды пульсации кривой выходного напряжения. Это значительно упрощает и облегчает конструкцию преобразователя.

5. Двухобмоточные магнитосвязанные фильтры в каждой фазе выполнять лучше отдельно, а не в виде одного трёхстержневого магнитопровода с тремя зазорами. При перегрузках фаз и в аварийных режимах при сверхтоках, из-за уменьшения частоты модуляции, может "замагнититься" стержень, по обмоткам которого протекает аварийный ток, т.е. амплитуда индукции стержня может выйти из допустимой и рабочей зоны. При этом возможно появление искажений и разрывов в кривой формируемого выходного напряжения этой фазы.

6. Для простоты, параметры каждой фазы трёхфазного инвертора и соответствующих фазных вычислителей прогноза, выбираем одинаковыми и такими же, как и для рассчитанного выше однофазного тетра-инвертора.

Рис 7. Схема модели 3-х фазного тетра-инвертора с вычислителями условного прогноза в каждой фазе.

VI. Модель 3-х фазного тетра-инвертора и вычислителем условного прогноза по каждой фазе в терминологии программ "ELTRAN"

Название модели: [3F-Tetra_Inv.trn].

'3-х ф. тетра-инвертор с ШИМ-2, с условным прогнозом, при N_ТР(1,2,3) = 2, нагрузка «Y-0»коммутация ключей без пауз'

Масштаб тока-1.

Масштаб напряжения-1.

Масштаб времени-1.

Имя KT-3FTETR

BLOCK E1;

'Общий силовой блок питания инвертора'

EP NY=1,0 BX1=X,PSEP,I1;

LP1 L=0.01E-3 NY=1,2;

LP2 L=0.01E-3 NY=1,22;

CP1 C=100.E-3 NY=2,0 U=2.35;

CP2 C=100.E-3 NY=22,0 U=2.35;

'Косоугольная матрица взаимоиндуктивностей 3-х фазной системы'

LMF11 M=0.5E-3 NY=2,31;

LMF21 M=0.49998E-3,0.5E-3 NY=51,22;

LMF12 M=0,0,0.5E-3 NY=2,32;

LMF22 M=0,0,0.49998E-3,0.5E-3 NY=52,22;

LMF13 M=0,0,0,0,0.5E-3 NY=2,33;

LMF23 M=0,0,0,0,0.49998E-3,0.5E-3 NY=53,22;

LM11 M=0,0,0,0,0,0,20.E-3 NY=31,41;

LM21 M=0,0,0,0,0,0,19.9998E-3,20.E-3 NY=61,51;

LM31 M=0,0,0,0,0,0,39.9998E-3,39.9998E-3,80.E-3 NY=71,8;

LM12 M=0,0,0,0,0,0,0,0,0,20.E-3 NY=32,42;

LM22 M=0,0,0,0,0,0,0,0,0,19.9998E-3,20.E-3 NY=62,52;

LM32 M=0,0,0,0,0,0,0,0,0,39.9998E-3,39.9998E-3,80.E-3 NY=72,8;

LM13 M=0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,20.E-3 NY=33,43;

LM23 M=0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,19.9998E-3,20.E-3 NY=63,53;

LM33 M=0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0,39.9998E-3,39.9998E-3,80.E-3 NY=73,8;

'Блок фазы 1'

CF1 C=0.24E-3 NY=71,8;

RH1 R=4. NY=71,8;

KT11 NY=41,0 S=7;

V11 NY=0,41 S=7;

KT21 NY=61,0 S=7;

V21 NY=0,61 S=7;

'Блок фазы 2'

CF2 C=0.24E-3 NY=72,8;

RH2 R=4. NY=72,8;

KT12 NY=42,0 S=7;

V12 NY=0,42 S=7;

KT22 NY=62,0 S=7;

V22 NY=0,62 S=7;

'Блок фазы 3'

CF3 C=0.24E-3 NY=73,8;

RH3 R=4. NY=73,8;

KT13 NY=43,0 S=7;

V13 NY=0,43 S=7;

KT23 NY=63,0 S=7;

V23 NY=0,63 S=7;

END E1;

BLOCK I1;

'Блок управляющих источников'

PSEP K1=2.35;

SINZ1-1 K1=3.1 TF=0.0 TP=20.E-3;

SINZ2-1 K1=3.1 TF=6.667E-3 TP=20.E-3;

SINZ3-1 K1=3.1 TF=-6.667E-3 TP=20.E-3;

END I1;

BLOCK F1;

'Система управления фазой 1'

YCI1 K1=1. K2=-1. BX1=I,KT11,E1 BX2=I,KT21,E1;

YCS1 K1=1. K2=-1. BX1=U,KT11,E1 BX2=U,KT21,E1;

AZ11-1 KU=1. TP=0.7E-3 BX1=X,YCS1 X=0.;

AZ21-1 KU=1. TP=0.7E-3 BX1=X,AZ11 X=0.;

AK11-2 BX1=X,AZ11 BX3=S,OR11;

AK21-2 BX1=X,AZ21 BX3=S,OR11;

YC11 K1=-0.0644 K2=-1.02 K3=-0.9356 BX1=X,YCS1 BX2=I,CF1,E1 BX3=U,CF1,E1;

YC21 K1=1. K2=1. BX1=X,YC11 BX2=X,SINZ1,I1;

KM11-0 K1=1. BX1=X,AZ21 BX2=X,YC21 S=0;

NOT11 BX1=S,KM11 S=1;

OB11 TI=4.E-6 BX1=S,KM11 S=0;

OB21 TI=4.E-6 BX1=S,NOT11 S=0;

OR11 BX1=S,OB11 BX2=S,OB21 S=0;

'Блок логических автоматов диодов и ключей фазы 1'

AKCKT11-9 BX1=S,KT11,E1 BX2=S,KM11;

AKCKT21-9 BX1=S,KT21,E1 BX2=S,NOT11;

KMUIV11-0 K1=1. BX1=2,V11,E1 BX2=1,V11,E1;

KMUIV21-0 K1=1. BX1=2,V21,E1 BX2=1,V21,E1;

ADV11-9 BX1=S,V11,E1 BX2=1,KMUIV11;

ADV21-9 BX1=S,V21,E1 BX2=1,KMUIV21;

' Система управления фазой 2'

YCI2 K1=1. K2=-1. BX1=I,KT12,E1 BX2=I,KT22,E1;

YCS2 K1=1. K2=-1. BX1=U,KT12,E1 BX2=U,KT22,E1;

AZ12-1 KU=1. TP=0.7E-3 BX1=X,YCS2 X=0.;

AZ22-1 KU=1. TP=0.7E-3 BX1=X,AZ12 X=0.;

AK12-2 BX1=X,AZ12 BX3=S,OR12;

AK22-2 BX1=X,AZ22 BX3=S,OR12;

YC12 K1=-0.0644 K2=-1.02 K3=-0.9356 BX1=X,YCS2 BX2=I,CF2,E1 BX3=U,CF2,E1;

YC22 K1=1. K2=1. BX1=X,YC12 BX2=X,SINZ2,I1;

KM12-0 K1=1. BX1=X,AZ22 BX2=X,YC22 S=0;

NOT12 BX1=S,KM12 S=1;

OB12 TI=4.E-6 BX1=S,KM12 S=0;

OB22 TI=4.E-6 BX1=S,NOT12 S=0;

OR12 BX1=S,OB12 BX2=S,OB22 S=0;

' Блок логических автоматов диодов и ключей фазы 2'

AKCKT12-9 BX1=S,KT12,E1 BX2=S,KM12;

AKCKT22-9 BX1=S,KT22,E1 BX2=S,NOT12;

KMUIV12-0 K1=1. BX1=2,V12,E1 BX2=1,V12,E1;

KMUIV22-0 K1=1. BX1=2,V22,E1 BX2=1,V22,E1;

ADV12-9 BX1=S,V12,E1 BX2=1,KMUIV12;

ADV22-9 BX1=S,V22,E1 BX2=1,KMUIV22;

' Система управления фазой 3'

YCI3 K1=1. K2=-1. BX1=I,KT13,E1 BX2=I,KT23,E1;

YCS3 K1=1. K2=-1. BX1=U,KT13,E1 BX2=U,KT23,E1;

AZ13-1 KU=1. TP=0.7E-3 BX1=X,YCS3 X=0.;

AZ23-1 KU=1. TP=0.7E-3 BX1=X,AZ13 X=0.;

AK13-2 BX1=X,AZ13 BX3=S,OR13;

AK23-2 BX1=X,AZ23 BX3=S,OR13;

YC13 K1=-0.0644 K2=-1.02 K3=-0.9356 BX1=X,YCS3 BX2=I,CF3,E1 BX3=U,CF3,E1;

YC23 K1=1. K2=1. BX1=X,YC13 BX2=X,SINZ3,I1;

KM13-0 K1=1. BX1=X,AZ23 BX2=X,YC23 S=0;

NOT13 BX1=S,KM13 S=1;

OB13 TI=4.E-6 BX1=S,KM13 S=0;

OB23 TI=4.E-6 BX1=S,NOT13 S=0;

OR13 BX1=S,OB13 BX2=S,OB23 S=0;

' Блок логических автоматов диодов и ключей фазы 3'

AKCKT13-9 BX1=S,KT13,E1 BX2=S,KM13;

AKCKT23-9 BX1=S,KT23,E1 BX2=S,NOT13;

KMUIV13-0 K1=1. BX1=2,V13,E1 BX2=1,V13,E1;

KMUIV23-0 K1=1. BX1=2,V23,E1 BX2=1,V23,E1;

ADV13-9 BX1=S,V13,E1 BX2=1,KMUIV13;

ADV23-9 BX1=S,V23,E1 BX2=1,KMUIV23;

END F1;

&&&&&&

&&&&&

VII. Выходные напряжения при пуске и различных режимах работы модели

1. Bыходные напряжения при работе модели 3-фазного тетра-инвертора с раздельными фазными магнитносвязанными дросселями и с раздельными фазными трансформаторами, каждый с коэффициентом трансформации N_ТР1 = N_ТР2 = N_ТР3 = 2, в номинальном и предельных режимах, представлены на рис 8.

2. Для фазы «1», синусоидальное задание ~е₍₁₎^ по напряжению с нормированной амплитудой К11 = 3.1[В, ампл], нулевым фазовым сдвигом TI1 = 0.0 [сек] и с периодом TP1 = 20·10^?3 [сек].

3. Для фазы «2», синусоидальное задание ~е₍₂₎^ по напряжению с нормированной амплитудой К12 = 3.1[В], положительным фазовым сдвигом TI2 = +6.67·10^?3 = [сек] и с периодом TP2 = 20·10^?3 [сек].

4. Для фазы «3», синусоидальное задание ~е₍₃₎^ по напряжению с нормированной амплитудой К13 = 3.1[В], отрицательным фазовым сдвигом TI3 = ? 6.67·10^?3 = [сек] и с периодом TP3 = 20·10^?3 [сек].

5. URH1 = URH2 = URH3 - Сформированные тетра-инвертором, почти «гладкие» синусоиды симметричных фазных выходных напряжений на номинальной нагрузке, включенной звездой с нулём «Y-0», при RH1 = = RH2 = RH3 = 4 [Ом].

6. При работе инвертора происходит непрерывное произведение постоянного напряжения питания U на обобщённую коммутационную функцию S_i = sign [+1, ?1], в каждой фазе, т.е. импульсное питание инвертора равно: ±u_i = S_i·U, при i = 1, 2, 3. Одновременно с этим, по передним фронтам этих коммутационных функций, соответствующими драйверами с гальванической развязкой, в каждой фазе формируются сигналы управления парами силовых ключей ветвей фазы инвертора.

7. Шаг прогноза для каждой фазы: h_i = TP1 = TP2 = 0.7·10^?3 [сек]. Частота модуляции в каждой фазе определяется по своему шагу прогноза: f_i.MOD == 1.43·10³ [Гц], при i = 1, 2, 3.

8. На рис 8. представлен пуск и работа трёхфазного тетра-инвертора при постоянном питании ветвей инвертора UP1 = UP2 = 2.35[B], с симметричным выходным фазным почти синусоидальным напряжением

URH1 = URH2 = URH3 = 3.1[B, ампл], нагрузка инвертора номинальная и включена звездой с нулём «Y-0», при RH1 = RH2 = RH = 4[Ом].

9. На рис 9. представлен пуск и работа трёхфазного тетра-инвертора при постоянном питании ветвей инвертора UP1 = UP2 = 2.35[B], с симметричным выходным линейным почти синусоидальным напряжением

URH1 = URH2 = URH3 =3.1 ? 5.4[B, ампл], нагрузка инвертора номинальная и включена в треугольник «?», при RH1 = RH2 = RH3 = =4 ? 7 [Ом].

Рис 8. Пуск и работа 3-х фазного тетра-инвертора с фазными дросселями и трансформаторами с N_TPi = 2, нагрузка «Y-0».

Рис 9. Пуск и работа 3-х фазного тетра-инвертора с фазными дросселями и трансформаторами с N_TPi = 2, нагрузка «?».

Заключение

1. Управления по вычисляемому прогнозу обеспечивает отслеживание выходного параметра при минимальной кратности частот модуляции и задания, что позволяет реализовать преобразователи на большие мощности. Применение тетра-инвертора с вычислителем, снижает коммутационные потери в силовых ключах, и уменьшает количество и размеры их охладителей, и размеры всей конструкции. Достигается улучшение эксплуатационных характеристик: коэффициент несинусоидальности выходного напряжения, КПД, при работе с комплексной нагрузкой, как с линейной, так и с нелинейной. Улучшается качество электроэнергии в переходных процессах при переключениях и «набросах» нагрузки. Это снижает массогабаритные показатели и стоимость элементов фильтра, позволяет использовать преобразователь меньшей мощности с устойчивой работой на нелинейную нагрузку.

2. Полученные расчётные соотношения для силовых элементов следящих и стабилизированных однофазных и трёхфазных моделей тетра-инверторов и их систем управления, необходимые параметры, коэффициенты усиления и постоянные времени вычислителей условного прогноза. Они были проверены и уточнены с помощью программ машинного анализа силовой электроники "ELTRAN".

Список литературы

1. Отто Дж. М. Смит Автоматическое регулирование. Пер. с англ. Под редакцией Е.П. Попова. Государственное издательство физико-математической литературы. Москва, 1962, стр.: 330, 698, 776.

2. Мустафа Г.М. Расчёт импульсно - модулированных инверторов с синусоидальным выходным напряжением. Электротехника, №2, 1988.

Размещено на Allbest.ru

...