Радиоприемные устройства систем радиосвязи и радиодоступа

Размещено на http://www.allbest.ru/

ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО СВЯЗИ

Ордена Трудового Красного Знамени

федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования

«Московский технический университет связи и информатики»

Курсовой проект

Радиоприемные устройства систем радиосвязи и радиодоступа

Москва, 2019 г.

Исходные данные

Технические параметры приемника:

Таблица 1

Тип системы, способ дуплексирования	LTE, FDD
Частотный диапазон передачи канала связи (Вверх/Вниз), МГц	880 - 915
Диапазон принимаемых частот, МГц	880 - 915
Дуплексный разнос частот приема и передачи, МГц	20
Полоса частот радиотракта, МГц	1,4
Количество поднесущих частот	73
Реальная чувствительность приемника, дБм	-102,2
Избирательность по зеркальному каналу, дБ,не менее	25
Избирательность по соседнему каналу, дБ, не менее	33
Коэффициент различимости на входе приемника трансивера, дБ	8
Допустимая неравномерность АЧХ в полосе пропускания радиотракта, дБ	6
Скорость движения мобильного терминала, км/ч	90
Вид модуляции	16QAM
Максимальная скорость передачи, Мбит/с	75
Метод доступа	SC-FDMA

Тип структурной схемы приемника, а так же ее реализация выбирается произвольно.

1. Технология OFDM в современных системах радиодоступа

1.1 Основные понятия и определения

Проектируемые устройства являются составной частью радиотехнических систем, предназначенных для передачи (приема) аналоговых и цифровых сигналов радиотехническими средствами. Передаваемые (принимаемые) радиосигналы включают информацию, отражающую в электрической форме сообщение о произошедшем событии (физическом процессе). Средой передачи является открытое пространство между источником и получателем, которая включает только область радиочастот (выше звукового диапазона). Некоторая часть частотного диапазона направляющей среды, используемого для передачи радиосигналов (от выхода антенны передатчика БС до антенны приемника АТ), называется радиоканалом.

Переход к цифровой форме передаваемых сигналов позволил сделать язык описания сообщения или его части универсальным - логическим (событие произошло - лог. 1, не произошло - лог. 0). Такое упрощение позволило строить системы, обладающие различными способами формирования сигнала, объединять их между собой без применения дополнительных сопрягающих устройств (радиотехнические и проводные, кабельные и спутниковые).

Сопряжение различных типов систем должно удовлетворять требованиям модели взаимодействия открытых систем OSI (Open System Interconnection), обладающей многоуровневой структурой. Верхние включают уровни более высокого порядка: канальный, сетевой.

Канальный уровень является транспортной средой, обеспечивающей управление сетевыми ресурсами и поддержку протоколов, определяющих требования передаваемых данных, качеству обслуживания и времени ожидания. На сетевом уровне обеспечивается управление ресурсами сети (установление соединения и разъединение, переконфигурирование в каналах сигнализации и радиодоступа при хэндовере). Взаимодействие БС и АТ, происходящее на физическом уровне с помощью интерфейса Uu, является лишь малой частью процесса, обеспечивающего передачу информации от одного АТ1 другому АТ2, и включает обширный комплекс оборудования подключаемых сетей и систем и интерфейсов. Под интерфейсом в системах связи понимают общую границу между взаимодействующими системами или ее компонентами.

Физические каналы являются вещественной средой передачи для передачи любых сообщений между АТ и БС. Под термином канал на физическом уровне понимают выделенную группу элементов в частотно-временном ресурсе системы, принадлежащих последовательности, для выполнения какой-либо задачи (PDTCH - Packet Date Traffic Cannels-пакетированные данные каналов трафика, PCCH - Packet Common Control Cannel- пакетированные данные общего канала управления и др.).

Под радиоканалом в системах связи и доступа понимают среду распространения (свободное пространство, эфир) между радиопередатчиком и радиоприемником.

В основе технологии OFDM является формирование в радиоканале спектра, состоящего из группы поднесущих, каждая из которых модулирована медленной символьной последовательностью, взаимно ортогональной другим модулирующим последовательностям.

Спектры модулированных поднесущих остаются независимыми (ортогональными) на любой из поднесущих, разнесенных между собой для системы LTE на Дf = 15 кГц. Одновременно, сформированные независимые спектры, во временной области обеспечивают ортогональность модулированных составляющих радиосигнала на длительности каждого модулирующего символа.

1.2 Укрупненная структурная схема трансивера

Приёмопередатчик (трансивер) абонентского терминала (АТ) или базовой станции (БС) систем радиодоступа, объединенных технологией OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) - Ортогонального Мультиплексирования с Частотным Разделением каналов (ОЧРМ) относятся к разряду одноканальных (на выходе воспроизводится одно сообщение) имеет укрупнённую структурную схему, приведенную на рис. 1

Рисунок 1.

Эта технология используется во всех типах разрабатываемых приемников, в ее основе лежит использование большого числа ортогональных поднесущих, модулированных индивидуальной цифровой последовательностью, сформированной по некоторому алгоритму из группового (общего) цифрового потока от всех источников сигналов. Это позволяет сформировать сигнал, содержащий большое число поднесущих с неперекрывающимися спектрами, который затем в радиотракте передатчика переносится в рабочий диапазон частот (частотный диапазон передачи, см табл. ТЗ). При этом радиопередатчик, например, БС, излучает сигнал в полосе частот, предназначенной

абонентскому терминалу (АТ) в ее зоне обслуживания (соте). Для АТ она является полосой принимаемых частот. Такой вариант построения интерфейса между базой и мобильной станцией называется частотным дуплексированием и позволяет вести обмен информацией в режиме «с перебоем», т.е. можно слушать и говорить одновременно.

Другой вариант - временного дуплексирования позволяет осуществлять передачу сообщений в системе одновременно во встречных направлениях, используя общий частотный диапазон. Разделение направлений передачи сигналов в трансивере происходит путем переключения временных и отрезков на передачу и прием на интервале одного радиокадра (фрейма) длительностью 10 мс с использованием общей (одной) антенны. Архитектура трансивера включает антенну (А), входной радиочастотный модуль (ВРЧМ), тракт передатчика, тракт приемника, тракт синтеза частот (ТСЧ), цифровой тракт приемника ЦТПр и передатчика ЦТПер, а так же источник сигнала (ИС) и воспроизводящее устройство (ВУ).

ВРЧМ служит для подключения антенны к входу приемника или выходу передатчика, а также служит для разделения при частотном дуплексировании полос принимаемых и передаваемых частот с помощью дуплексных фильтров верхних (ДФ ФВЧ) и нижних (ДФ ФНЧ), соответственно.

В радиопередатчике источник сигнала ИС (например, микрофон) подключен к цифровому тракту, преобразующему аналоговый сигнал в цифровую форму и, осуществляющему операции, повышающие его помехозащищенность применением речевого и линейного кодирования. Модулятор осуществляет перенос спектр видеосигнала на промежуточную частоту, используя квадратурную фазовую (QPSK), или многоуровневую амплитудно-фазовую (16QAM, 64QAM) манипуляцию. Затем сигнал, преобразованный в OFDM cимволы, в тракте передатчика переносится в радиодиапазон и после усиления до необходимого уровня излучается антенной (антенна на длине радиокадра обычно 10 мс, с помощью ВЧРМ подключается к выходу тракта передатчика).

На приемной стороне полезный аналоговый сигнал из антенны на очередном временном кадре (фрейме) в 10 мс с помощью антенного переключателя (АП) подается на дуплексный фильтр (ДФ). Выделенная с помощь фильтра верхних частот (ФВЧ) полоса, включающая полосу принимаемых частот системы, поступает на вход радиотракта приемника. Фильтры в структуре радиотракта выделяют полосу рабочих частот системы, а в приемниках, обладающих супергетеродинной архитектурой, так же подавляют побочные каналы преобразования. Усиленный радиосигнал поступает на вход преобразователя частоты, выполняющего перенос полосы частот, выделенной АТ, в область промежуточной частоты.

Полоса частот радиотракта, принадлежащая АТ, выделяется с помощью полосовых фильтров. После процедуры обнаружения полезного сигнала (когерентного детектирования) он подвергается демодуляции и формируется в виде блока параллельных цифровых последовательностей, содержащего информацию. Мультиплексированный сигнал подается в цифровой тракт (ЦТПр), где подвергается операциям декодирования, перемежения и, наконец, после преобразования в форму, удобную для его воспроизведения, в воспроизводящее устройство (ВУ). Описанная процедура обработки сигнала в АТ не отличается от применяемой на базовой станции (БС).

Дополнительно БС должна обеспечивать разделение принятых радиосигналов от различных АТ (синхронизации передаваемых и принимаемых пакетов), выравнивания на входе приемника БС мощности принимаемых от АТ радиосигналов, управление роумингом АТ и Архитектура приемников высокоскоростных широкополосных систем радиодоступа Wi-Fi, WiMAX, также использующих технологию OFDM, принципиально не отличается от структуры АТ системы LTE.

1.3 Радиоприемный тракт

1.3.1 Приемный тракт

Укрупненная структурная схема приемного тракта проектируемого АТ отражает (рис.2) архитектуру приемника, где отдельные функциональные блоки описывают решаемую задачу и определяют связь между ними, а так же технические показатели к каждому из них, вытекающие из технического задания.

Рисунок 2

Разрабатываемый приемник в системе радиодоступа стандарта LTE и других систем, применяющих технологию ортогонального частотного разделения каналов (OFDM), для передачи сигнала в радиоканале использует не одну, а большое число поднесущих, обладающих взаимной ортогональностью.

Он может включать одну или несколько приемопередающих антенн (А), радиотракт (РТ), содержащий входной радиочастотный модуль (ВЧРМ, рис.3), который обеспечивает подключение антенны к выходу передатчика или входу приемника, поскольку АТ выполняется как приемопередатчик (трансивер).

При использовании режима частотного дуплексирования (FDD, Frequency Division Duplex), когда АТ для приема и передачи сигналов выделяются различные полосы частот, то ВЧРМ трансивера кроме антенного переключателя, содержит дуплексные фильтры. Они предназначены для разделения полос частот прием и передачи, а так же уменьшают уровень сигнала на входе приемника от собственного передатчика, действующего в режиме излучения.

Основные функции радиотракта (РТ) это усиление полосы принимаемых сигналов, обеспечение частотной избирательности и ослабление внеполосных помех. Структурная схема РТ может быть реализована по схеме: прямого преобразования принятого сигнала, супергетеродинной с одним или двумя преобразованиями, а так же с одним преобразованием и формированием «цифровой» промежуточной частоты.

Детектор (Д) приемника базовых видов модуляции, выполняемый обычно как некогерентный (нелинейный), предназначен для формирования на его выходе напряжения, изменяющегося пропорционально закону модуляции одного из параметров принимаемого сигнала (амплитуде, частоте, фазе).

Детектор в системах мобильной связи сложных видов манипуляции (квадратурной фазовой, многоуровневой амплитудно-фазовой) формирует на нагрузке импульсную последовательность. Отклики являются значениями функции корреляции, полученными в моменты окончания анализа цепочки элементарных символов, и являются фрагментами промежуточной кодовой последовательности символов. В АЦП выполняется оцифровка импульсной последовательности и преобразование с помощью преобразования Фурье последовательной структуры принятого сигнала в параллельную. Каждая последовательность символов на отдельной поднесущей многочастотного сигнала представляют собой кодовое слово помехоустойчивого кода, позволяющей восстановить переданную информационную последовательность.

Процесс формирования битовой последовательности из полученной символьной последовательности на выходе когерентного демодулятора выполняется в последетекторном тракте (ПДТ) приемника. Результатом являются, в зависимости от характера переданного сообщения, цифровая информационная последовательность или значения дискретных отсчетов в тактовых точках, поступающие на воспроизводящее устройство.

Процесс формирования битовой последовательности из полученной символьной последовательности на выходе когерентного демодулятора выполняется в последетекторном тракте (ПДТ) приемника. Результатом являются, в зависимости от характера переданного сообщения, цифровая информационная последовательность или значения дискретных отсчетов в тактовых точках, поступающие на воспроизводящее устройство.

1.3.2 Процедура обработки сигнала на приемной стороне

Входные сигналы различных источников подвергаются в передатчике многоэтапным преобразованиям, для повышения его защищенности от воздействия помехам в радиоканале. Основная помеха, характерная для мобильных систем с неперестраиваемой входной цепью -это межсимвольная интерференция, вызванная многолучевостью, когда на входе приемника, кроме основного сигнала, действуют одновременно его несколько эхо-копий. Одновременное воздействие сигналов, обладающих различной временной задержкой (фазой), приводит при их сложении к увеличению или уменьшению (снижению до нуля) мощности полезного сигнала, т.е. к возрастанию ошибки при приеме при заданном отношении С/Ш.

Рассмотрим как описанные процедуры преобразования сигнала, являющиеся дополнительными к выполненным в передающем тракте, реализуются в приемнике.

Функциональная схема приемной части трансивера АТ приведена на рис.3



Рисунок 3

Радиосигнал, полученный с выхода одной из антенн АТ (при использовании технологии MIMO), поступает в преселектор, который выполняет предварительную фильтрацию, выделяя полосу частот, предоставленную всей системе.

Часть этих функций возложена на ВЧРМ (включается на входе преселектора, рис.1), который снижает уровень мощности сигнала от собственного передатчика на входе приемника с помощью антенного коммутатора.).

Преобразование принятого сигнала на более низкую, по сравнению с частотой принимаемого сигнала, промежуточную частоту, повышает устойчивость характеристик радиотракта

Удаление циклического префикса в каждом OFDM символе и выравнивание в эквалайзере мощностей сигналов, принятых на каждой поднесущей, восстанавливает взаимную ортогональность поднесущих каждого радиоблока.

Предварительная фильтрация принимаемого сигнала завершается устранением коррекции, введеной на передающей стороне, с помощью согласованного фильтра с характеристикой приподнятого косинусаvRC , обеспечивающего постоянство передаточной характеристики радиоканала в полосе рабочих частот. Выполнение в сигнальном процессоре прямого преобразования Фурье с предварительным восстановлением синхронности принимаемых поднесущих переформатирует принятый сигнала из частотной области во временную.

Ограничимся рассмотрением процедур, выполняемых на физическом уровне, что очень важно при изучении свойств приемников и передатчиков. На этом уровне осуществляется формирование, передача и прием радиосигнала, включая модуляцию/демодуляцию, предварительное и помехоустойчивое кодирование/декодирование. На этом уровне также происходит поиск соты, доступ к каналу, передача команд регулирования мощности, излучаемой АТ, синхронизация и управление задержкой в направлении «вверх», измерение параметров канала и организация запроса на повторную передачу сигнала при превышении установленного значения BER.

2. Разработка структурной схемы радиотракта приёмника стандарта LTE/LTE Advanced с однократным преобразованием частоты

2.1 Структурная схема приемника АТ супергетеродинного типа

Приемный тракт можно условно разделить на две части по виду обрабатываемого сигнала: аналоговую и цифровую. Для упрощения анализа архитектуры приемника с сохранением общности методики для систем, применяющих технологию OFDM, ограничимся построением приемника только одного стандарта LTE, LTE Advanced при использовании в АТ одной приемо-передающей антенны. Антенна, являющаяся преобразователем электромагнитного поля в ЭДС, создает на входе радиотракта приемника напряжение от всех источников излучения, обладающих достаточной мощностью (рис.4). Антенна АТ относится к типу настроенных, что обусловлено сохранением постоянства ее характеристик в полосе частот системы.

Рисунок 4

В архитектуре АТ, являющегося приемо-передатчиком (Tranciever), используется одна антенна подключаемая, на одном временном интервале, равном одному радиокадру, к выходу передатчика, а на другом - к входу приемника с помощью электронного коммутатора (блока ВЧРМ). Входной радиочастотный модуль (ВЧРМ) будет обладать более сложной структурой при работе приемо-передатчика в нескольких стандартах, различных диапазонах частот и применяемых способах дуплексирования. Радиотракт - часть структурной схемы приемника (рис.5), в котором происходит фильтрация, усиление, преобразование частоты принятого радиосигнала. Основным свойством радиотракта является линейность его характеристик на частоте полезного сигнала, т.е. отсутствие гармоник сигнала на рабочей частоте. Это позволяет считать радиотракт линейной структурой, обладающей принципом суперпозиции.

Рисунок 5

Каждому оператору выделяется часть полосы частот всей системы. Она составляет рабочую полосу частот наземной сети радиодоступа (BW), принадлежащей оператору, и равной полосе частот радиотракта приемника, которая выделяется полосовым фильтром (ФСИ). При средней частоте полезного сигнала оператора (BW) со средней частотой fc > 1000 МГц используется нижняя настройка частоты гетеродина (fг < fc), когда сигнал переносится из полосы частот системы в более низкую область частот со средней частотой fпр = fc - fг . Это упрощает реализацию гетеродина (ГУН) и повышает устойчивость каскадов и всего тракта промежуточной частоты (ТПЧ). При верхней настойке гетеродина (fг > fc, fc < 1000 МГц) в супергетеродинном приемнике в качестве промежуточной также выбирается разностная частота fпр = fг - fс.

Полосовой фильтр (ФСИ1) на выходе СМ выделяет полосу рабочих частот радиотракта, одновременно обеспечивая частичное подавление соседнего канала Se_ск1, меньшим, чем определено техническим заданием Se_ск.

Сигнал на выходе тракта УПЧ представлен в параллельной форме, каждая поднесущая которого модулирована собственной последовательностью OFDM символов. Для получения формы АЧХ радиоканала близкой к П-образной в полосе рабочих частот системы, необходимо компенсировать предварительную коррекцию, введенную на передатчике БС и восстановить ортогональность поднесущих.

Это обеспечивается с помощью согласованного фильтра (СФ) с характеристикой приподнятого косинуса vRC , на входе которого действует сигнал с последовательной структурой, предварительно прошедший параллельно/последовательное преобразование. Выходной сигнал формируется как восстановленная ортогональная последовательность откликов, описываемых выражением вида sin(x)/x .

Выравниватель (эквалайзер) мощности отдельных поднесущих устраняет потенциальную опасность появления межсимвольной интерференции из-за подавления слабых составляющих.

Одновременно удаляется циклический префикс, поскольку в процессе выполнения дискретного преобразования Фурье участвуют только OFDM символы, содержащие служебную информацию и передаваемые данные. Их ортогональность в радиоканале обеспечивалась включением циклических префиксов на передатчике. Затем выполняется последовательно/параллельное преобразование, формирующее число поднесущих, равных числу точек преобразования Фурье.

Цифровой сигнальный процессор (ЦСП), реализованный схемотехническими или программными средствами, вместе с дискретным обратным преобразованием Фурье (ДПФ) процедуру демодуляции входного сигнала. Результатом являются двоичные символьные последовательности, формируемые на выходах синфазных и квадратурных «перемножителей». Сигнал, состоящий из синфазной x_I(t) и квадратурной x_Q(t)

составляющей и, усиленный в ЦСП на 7 дБ, поступает в сумматор, формирующий на выходе ортогональные двоичные последовательности отдельных каналов. Оцифровка групповой символьной последовательности выполняется с тактовой частотой в момент достижения максимума отклика выходного сигнала, значение которой получено от БС по каналу синхронизации.

Часть усилительных каскадов радиотракта приемника, обладающих относительно низким уровнем действующего сигнала, охвачены системой автоматического регулирования усиления (АРУ). Введение АРУ обеспечивает постоянство напряжения на входе демодулятора ЦСП (примерно, 50 мВ) при различной мощности сигнала, действующего на входе АТ.

Как отмечалось раньше гетеродин (Г1, рис.5) формирует гармоническое напряжение с частотой, значение которой определяется частой резонанса колебательного контура и может регулироваться постоянным напряжением, поступающим из ЦТ.

2.2 Расчет характеристик радиотракта

2.2.1 Расчет полосы пропускания и выбор промежуточной частоты радиотракта

Методика расчета радиотракта приемника, изложенная ниже предполагает, что в качестве базовой при проектировании выбирается структур приемника супергетеродинного типа с однократным преобразованием частоты входного сигнала, изображенная на рис.5.

Расчет полосы пропускания согласованного фильтра. Принятый в системе LTE с технологией OFDM способ формирования спектра радиосигнала с большим числом несущих и ограниченной полосой, сохраняющих при этом их взаимная ортогональность обеспечивается включением фильтра Найквиста в радиотракте передатчика БС. Ширина полосы пропускания полосового фильтра с характеристикой приподнятого косинуса vRC определяется [2]: числом поднесущих - N, их разнесением - Дf = 15 кГц и коэффициентом скругления частотной характеристики б, составляющим для системы LTE б = 0,22

2⁶ < N < 2⁷ > N ? 128

(1)

Компенсация предварительной коррекции, выполненной в передатчике, происходит с помощью согласованного фильтра, включенного на выходе ПрЧ приемника АТ. Такая процедура позволяет получить характеристику радиоканала с цепями коррекции близкую к П-образной и импульсной реакцией вида sin x / x . Это достигается при равенстве ширины полосы пропускания фильтра Найквиста (1), включенного на выходе преобразователя «вверх» передатчика, и полосы пропускания согласованного фильтра приемника (рис.5)

ПСФ ПФН .

Для других типов систем необходимо учитывать, что при сохранении технологии OFDM, возникают некоторые особенности, возникающие при расчете полосы частот принимаемого сигнала fс (8) для различных систем радиодоступа.

В стандарте IEEE 802.11a,n ( WiFi) разнесение поднесущих составляет f = 312,5 кГц при числе поднесущих N = 52 и коэффициенте скругления фильтра Найквиста = 0,35.

Число точек преобразования Фурье в этой системе N типу номадичеких локальных систем, когда АТ во время сеанса связи перемещается с малой скоростью, что позволяет пренебречь эффектом Доплера при расчете полосы пропускания радиотракта (9).

Для мобильной системы WiMAX стандарта IEEE 802.16 разнесение поднесущих фиксировано и составляет f = 10,938 кГц, а число используемых поднесущих для масштабируемой OFDMA различно и определяется полосой частот, выделенной сети (см. таблицу ТЗ). Коэффициент скругления фильтра Найквиста для таких систем составляет = 0,25.

Расчет полосы пропускания преселектора. Исходя из конструктивных соображений, в СВЧ диапазоне выбирают неперестраиваемый преселектор, центральная частота которого совпадает со средней частотой сиcтемы f_{ср сис} ( f_{с макс} f_{с мин} ) / 2 = (880 + 915) / 2 = 897.5 МГц . Такой преселектор должен обладать полосой пропускания, обеспечивающей прием полосы частот всей системы

П_прес f_{с макс} f_{с мин} = 915 - 880 = 35 МГц(2)

где f_с мин и f_с макс - соответственно минимальная и максимальная частоты приёма.

Расчет полосы пропускания тракта промежуточной частоты радиотракта приемника с наименьшей (при использовании структурной схемы с несколькими преобразованиями частоты) промежуточной частотой. Реальная ширина полосы пропускания радиотракта приемника АТ, реализуемого по супергетеродинной схеме вычисляется как сумма ширины полосы частот, занимаемой спектром сигнала f_c N f=128*15000=1.92 МГц , удвоенного доплеровского смещения частоты сигнала f _Д и полосы запаса, необходимой для учёта нестабильностей и неточностей настроек приёмника [8]:

П_РТ f_с f_зап 2f _Д = 1.92*10⁶+4.25*10⁶+76.25*10^-6=6.17 МГц (3)

Допплеровское смещение частоты принимаемых от базовой станции сигналов, на входе приемника АТ, который перемещается с радиальной скоростью vp относительно базовой станции, составляет

f _Д (v_p / c) f_c = (25/3*10⁸)*915*10⁶ = 76.25*10^-6,

где с ? 3•10⁵ км/с - скорость распространения радиоволн, fc fc макс = 915 МГц

Для расчёта полосы запаса fзап радиотракта необходимо задаться значениями нестабильности частот сигнала, гетеродина и неточности настройки на ПЧ, которые могут быть взяты из табл. 2

Таблица 2

Параметр	Значение
Нестабильность частоты сигнала, дс	0,5*10-7
Нестабильность частоты гетеродина, дг	10-6…10-7
Неточность настройки на промежуточную частоту, дпр	10-5…10-6

Расчёт полосы запаса осуществляется для наихудшего случая, поэтому в качестве номиналов частот сигнала и гетеродина берут их максимально возможные значения. Таким образом, полоса запаса, определяемая величинами частот сигнала, гетеродина, ПЧ, их нестабильностями и неточностью настроек, находится по формуле:

(4)

Выбор частоты гетеродина (промежуточной частоты). Частота гетеродина выбирается в зависимости от диапазона рабочих частот, определенных ТЗ. Для систем радиосвязи и радиодоступа, выбирается верхняя настройка гетеродина ( f_c f _г ), если f_c 1000 МГц. Если полоса рабочих частот выше 1000 МГц, то выбирается нижняя настройка частоты гетеродина f_c f _г . Для оценки наибольшего значения f_зап вне зависимости от соотношения f_c и f_г, выбирают наихудший вариант: максимальное значение частоты гетеродина и сигнала. Например, при нижней настройке гетеродина

f_{г макс} f_{с макс} f_{пр = 915 - 200 = 715 МГц}(5)

При построении приемника по схеме с однократным преобразованием частоты (рис.5) значение промежуточной частоты f_пр выбирается достаточно большим с целью обеспечения хороших селективных свойств радиотракта для подавления ЗК при использовании простых фильтрующих систем - одиночных колебательных контуров (ОКК).

Одновременно такой выбор усложняет подавление СК, определяемое ТЗ. Кроме того, чтобы тракт ПЧ можно было считать узкополосным, должно выполняться условие f_пр 10f_с , где f_с - ширина спектра сигнала. Одновременно, это уменьшает опасность возникновения комбинационных составляющих при воздействии мощных помех на АЭ преселектора, совпадающих с побочными каналами преобразования. Конкретное значение fпр следует выбирать с использованием номограмм [11] исключающее появление среди продуктов преобразования ПрЧ, частот, совпадающих с побочными каналами преобразования. Можно также воспользоваться программой: Mixer_Spur Calculator.exeVer.2.1 (http://leleivre.com/rf_mixerspur.html).



Рисунок 6

Учитывая, что современные конструкции АТ обладающие малыми геометрическими размерами, в качестве фильтрующих компонентов радиотракта преимущественно используют дискретные фильтры на ПАВ. Исходя из этого, в качестве f_пр = f_ср , равной средней частоте полосы пропускания фильтра, выбирают обычно стандартные значения из диапазона 70400 МГц. При окончательном выборе f_пр следует руководствоваться сведениями о производителях фильтров на ПАВ, предлагающих изделия, рекомендованные для конкретных типов систем (см. Приложение).

Для выбранной промежуточной частоты подбираются средства фильтрации, обеспечивающие подавление источников сосредоточенных помех (радиопередатчиков). Такие передатчики, принадлежащие собственной сети или других операторов и искажающие принимаемый полезный сигнал, увеличивают вероятность ошибки на выходе АТ.

Выберем на номограмме f_c /f_г=0.85 , f_пр /f_г=0.1 f _пр примерно 200 МГц, f _г примерно 1100 МГц Проверим условия f_c < f_г > 915 МГц < 1100 МГц - верно, гармоник на данных соотношениях нет.

f _пр ? 10Дf _с > 200 > 10*1.92 - условия соблюдены.



2.2.2 Выбор типов и расчет параметров селективных цепей в супергетеродинном приемнике

В радиоприёмниках существуют побочные каналы приема, которые создают помехи основному каналу, вызванные посторонними источниками (соседние каналы) и, обусловленные супергетеродинным типом структурной схемы приемника.

Соседний канал (побочный канал приема) расположен значительно ближе к полезному сигналу по сравнению с побочными каналами преобразования, поэтому преселектор, обладающий широкой полосой пропускания, оказывает небольшое влияние на их подавление и результирующую неравномерность амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) радиотракта.

Преселектор на одиночных колебательных контурах

При этом неравномерность АЧХ (в дБ) всего радиотракта в полосе его пропускания

_{РТ прес ПЧ} = 6 дБ,(6)

Где _прес = 2 дБ - неравномерность тракта радиочастоты (преселектора) в полосе пропускания радиотракта, в дБ;

_ПЧ = 4 дБ- неравномерность тракта ПЧ, в дБ.

Очевидно, в диапазоне СВЧ в полосе пропускания радиотракта _{прес ПЧ} . Тогда можно принять _{РТ ПЧ} и оценивать неравномерность в полосе пропускания радиотракта только по неравномерности в тракте ПЧ.

Селективность по СК всего радиотракта (в дБ) определяется следующим образом:

Se_РТ ( f_ск ) Se_прес ( f_ск ) Se_ПЧ ( f_ск ) =33 дБ ,(7)

где Se_прес ( f_ск ) - селективность тракта радиочастоты (преселектора), в дБ;

Se_ПЧ ( f_ск ) - селективность тракта ПЧ, в дБ .

При реализации фильтров преселектора из одиночных резонансных колебательных контуров, требуется рассчитать количество и добротность каждого из них, необходимой для обеспечения заданной избирательности по ЗК при требуемой неравномерности АЧХ преселектора. Конструктивно такие фильтры могут быть выполнены на отрезках полосковых линий длиной Л/4, где Л - длина волны в подложке или с использованием планарных индуктивностей и конденсаторов, реализованных по интегральной технологии, а также на дискретных компонентах.

При условии идентичности параметров применяемых контуров эквивалентная (нагруженная) добротность Qэ каждого из контуров должна выбираться из условия (8):

Q_{э нер прес} Q_{э прес} Q_{э ЗК} ,(8)

где Qэ нер прес - эквивалентная добротность, исходя из заданной неравномерности

_прес в полосе пропускания преселектора;

Q_{э прес} - выбираемая эквивалентная добротность контуров;

Q_{э ЗК} - эквивалентная добротность, исходя из заданной избирательности по ЗК.

Кроме того, Q_{э прес} должна быть реализуема в требуемом диапазоне частот (Q_{э пресс} < 80).

Рассчитайте эквивалентную добротность каждого из n одиночных контуров,

определяемую, из значения неравномерности радиотракта, указанной в ТЗ (у_прес+у_ПЧ=6 дБ, поэтому примем у_прес=2 дБ, у_ПЧ=4 дБ)(9), полагая, что неравномерность АЧХ преселектора составляет у_прес = 2 ч3 дБ:

n=1

n=2

(9)

Отметим, что в расчётных формулах все относительные величины безразмерны (_прес 10^{0,05 прес ,дБ} = 1.26, Se_зк10^{0,05SeЗК ,дБ} = 17.78).

Аналогичным образом вычисляется эквивалентная добротность для заданной избирательности по ЗК:

n=1

n=2

(10)

Относительная расстройка по ЗК y_ЗК определяется на средней частоте диапазона принимаемых частот, причём

Где f_ЗК - частота ЗК. Расчёт производится для наихудшего случая, то f_ЗК f_{c min} + 2 f_пр = 880 + 2*200 = 1280 МГц

Находя значения Q_{э нер прес} и Q_{э ЗК} последовательно для n 1, n 2 , n 3 , следует каждый раз проверять выполнение условия (8). Расчёт прекращается в случае, если это условие не выполняется при технически реализуемом значении добротности ( Q_{э прес}80 ), или полученное значение n , определяющее число контуров в преселекторе n превышает 3.

Результаты вместе с полным расчетом для случая, для максимального n = 3, или когда нарушается выполнение условия (8) или Q_{э прес} 80 сводятся в таблицу.

Выбрав значение Q_{э прес} в соответствии с условием (8), если оно выполняется, можно оценить реальную неравномерность в тракте радиочастоты и убедиться в том, что она не превосходит заданную:

n=2

(11)

Следовательно, мы можем сконструировать преселектор на двух колебательных контурах. При реализации фильтра преселектора на резонансном колебательном контуре, его добротность равна 1,07(1,14 дБ), необходимая для обеспечения заданной избирательности по ЗК при требуемой неравномерности АЧХ преселектора. Конструктивно такие фильтры могут быть выполнены на отрезках полосковых линий длиной Л/4, где Л - длина волны в подложке или с использованием планарных индуктивностей и конденсаторов, реализованных по интегральной технологии, а также на дискретных компонентах. Однако, так как в продаже их не, целесообразно будет перейти на фильтр ПАВ.

Преселектор на пьезокерамических компонентах

При числе одиночных контуров в преселекторе n > 3 или Q_{э прес} 80 необходимо перейти к использованию вместо одиночных или связанных контуров фильтров, реализованных на поверхностных акустических волнах (ПАВ). Основными параметрами, определяющими возможность их применения, являются центральная частота, полоса пропускания и степень подавления зеркального канала, а так же неравномерность АЧХ и ослабление сигнала в полосе пропускания. ПАВ фильтры, выбранные по этим критериям должны обеспечивать требования технического задания на КП. Затухание, вносимое фильтром (или несколькими фильтрами), необходимо учитывать при расчете требуемого усиления радиотракта.

Фильтры на ПАВ с требуемыми показателями необходимо выбирать, обратившись к сайтам из приложения. При затруднениях в подборе фильтров следует использовать методику расчета фильтра [2, стр. 475-486] с применением программы MicroCAP или рассчитать полосовой фильтр на полосковых линиях [1, стр.187 - 192].

В заключении сделайте вывод о выбранном способе реализации фильтрующих систем преселектора и основные технические показатели применяемых фильтров внесите в таблицу 3

Выбор фильтра преселектора на ПАВ

Высокочастотные ПАВ-фильтры

Назначение:

Для частотной селекции сигналов в трактах несущих частот систем спутниковой навигации, мобильной и сотовой связи.

Применение:

Бортовая и наземная аппаратура спутниковых систем связи, навигации, устройства дистанционного управления, системы телевидения, в том числе спутниковое.

Распределенная фильтрация в тракте промежуточной частоты с применением двухконтурных фильтров

Селективность по СК Se_СК обеспечивается, в основном, фильтрами в тракте ПЧ, которые в приёмниках систем радиосвязи и радиодоступа могут быть реализованы либо в виде одного или нескольких двухконтурных полосовых фильтров, либо в виде ФСИ.

Вначале необходимо проверить, реализуется ли требуемая избирательность по СК и неравномерность в полосе пропускания тракта ПЧ n двухконтурными фильтрами. Расчёт проводится аналогично приведенному выше для ЗК на основании заданных Se_СК , неравномерности в тракте ПЧ _{ПЧ РЧ прес} и разноса частот между соседними каналами f_СК . Условие выполнения указанного требования:

Q_{э нер пч} Q_э Q_{э СК} ,(12)

где Q_{э нер пч} - эквивалентная добротность, исходя из заданной неравномерности в полосе пропускания тракта ПЧ;

Q_э - эквивалентная добротность фильтров;

Q_{э СК} - эквивалентная добротность, исходя из заданной избирательности по СК.

Эквивалентная добротность каждого контура из n двухконтурных фильтров, определяемая, исходя из заданной неравномерности в полосе пропускания тракта ПЧ пч , находится по формуле:

.

n=1

n=2

n=3

(13)

Эквивалентная добротность для заданной избирательности по СК:

,

n=1

n=2

n=3

(14)

где

Находя значения Q_{э нер пч} и Q_{э СК} для n 1, n 2 , n 3 и, проверяя условие (12), а также возможность технической реализации фильтров ( Q_э 50 ), можно определить искомое число двухконтурных фильтров. Сделайте вывод о возможности (не возможности) реализации ТПЧ с распределенной фильтрацией на основе дискретных двухконтурных фильтров.

Из-за требований к высокой чувствительности по соседнему каналу, мы не можем реализовать фильтрацию в тракте промежуточной частоты с применением двухконтурных фильтров. Для данного этапа фильтрации выберем фильтр на ПАВ (следующй пункт).

Тракт промежуточной частоты при сосредоточенной фильтрации

По конструктивным соображениям нет смысла устанавливать более трёх двухконтурных фильтров, поэтому в случае невыполнения условия (12) даже для n 3 в тракте ПЧ необходим более сложный и эффективный ФСИ. Альтернативой применению двухконтурных фильтров является включение одиночного колебательного контура, обладающего эквивалентной добротностью, определяемой приближённо по следующей формуле (15):

(15)

Конструктивно оказалось предпочтительным применение фильтра, основанного на использовании эффекта распространения поверхностных акустических волн (ПАВ) в подложке из пьезокерамических материалов, обладающего малыми размерами, низким затуханием в полосе пропускания и высокой повторяемостью характеристик.

Устанавливается такой фильтр непосредственно после преобразователя частоты.

Параметрами, определяющими выбор фильтра на ПАВ, являются центральная (средняя) частота, f_cр=f_пр , полоса пропускания, степень подавления соседнего канала, а так же неравномерность АЧХ и ослабление сигнала в полосе пропускания. Полоса пропускания по уровню -3 дБ должна быть не менее требуемой полосы и не превышать ее больше чем на 10%. ПАВ фильтры, выбранные по этим критериям, должны обеспечивать выполнение требований технического задания на подавление СК. Если ослабление СК не обеспечивается одним ПАВ фильтром, то необходимо ввести в структуру тракта ПЧ усилитель на ИС с идентичным фильтром в нагрузке. Затухание, вносимое фильтром (или несколькими фильтрами), должно быть учтено при расчете требуемого усиления радиотракта.

По результатам расчетов должен быть сделан вывод о способе реализации фильтрующих систем, их количестве и изображена первичная структурная схема радиотракта (рис.5 или рис.7).



Рисунок 7

На этом этапе в ней могут отсутствовать полные сведения, но должны быть приведены, условные графические обозначения МШУ, УРЧ, ПрЧ, УПЧ, нагруженные на выбранные фильтры. Наименование применяемых ИС и их технические показатели внесите в таблицу 3

Некоторые из указанных элементов могут отсутствовать в структурной схеме радиотракта, например, УРЧ, что необходимо отразить в таблице.

Таблица 3

Каскад радиотракта приемника	Способ реализации (изготовитель, тип ИС)	Коэффициент передачи по мощности, Kp	Полоса пропускания (рабочих частот), МГц	Коэффициент шума, NF
Антенный переключатель, АП	DIAMOND CX-210A	KpАП=0,99	30 - 1000 МГц	NFАП = 1,01
Дуплексный фильтр, ДФ	dx900-kt40-ip67	KpДФ=0,98	880 - 915 / 925 - 960	NFДФ = 1,02
Фильтры преселектора на ПАВ	FS-200B19-2	KpПАВ=0,89	18,91	NFПАВ= 1,12
МШУ	WLLA08-3535A	KpМШУ= 56,2	800...1300	NFМШУ=0,45
УРЧ	TQM879028	KpУРЧ= 44,7	700…4000	NFУРЧ=1,19
ПрЧ	ADRF6658	KpПРЧ= 21,1	690 - 3800	NFПРЧ=4,47
Фильтры тракта ПЧ на ПАВ	FP-200B7	KpПАВ=0,6	6,7	NFПАВ=1,58
УПЧ	MAAM-009116-000	KpУПЧ=7,94	50 - 1000	NFУПЧ=1,32
Логарифмический усилитель	AD8056ARZ-REEL7	dynamic	220 - 380	NFЛУ= 0.01

Антенный переключатель DIAMOND CX-210A, переключатель DC-1000 МГц

Дуплексный фильтр 900 МГц E-GSM / UMTS / LTE Band 8 duplexer 40W outdoor / IP67



Фильтр на ПАВ FS-200B19-2



МШУ WLLA08-3535A

УРЧ TQM879028

ПрЧ ADRF6658

ПАВ-фильтры промежуточной частоты

УПЧ MAAM-009116-000

Логарифмический усилитель AD8056ARZ-REEL7

2.2.3 Синтез структурной схемы радиотракта приемника по требуемой чувствительности

Расчет допустимого коэффициента шума

Условие обеспечения допустимого коэффициента шума радиотракта, определяемого заданной чувствительностью, может существенно влиять на выбор типа первых каскадов радиотракта и требуемые параметры этих каскадов. Расчёт допустимого значения коэффициента шума, создаваемого антенной, выполняется по формуле:

(16)

где

- чувствительность приёмника, Вт;

k 1,3810 ²³ Дж К - постоянная Больцмана;

T_А 50100 К - температура антенны;

T₀ 300 К ;

П_ш 1,1ПРТ = 1.1 * 6.17 * 10⁶ = 6.79 * 10⁶ - полоса пропускания радиотракта для шумов;

D_вх - коэффициент различимости, равный отношению сигнал/помеха на входе радиотракта.

В уравнение (16) подставляются ранее рассчитанные, выбранные или, взятые из ТЗ, значения в абсолютных величинах системы СИ:

Расчет реального коэффициента шума

Реализация РПрУ с однократным преобразованием частоты

Реальный коэффициент потребляющими мощность, и активными (транзисторы) складывается с шумами, действующими на его входе, и усиливается всеми последующими каскадами радиотракта,

снижая отношение сигнал/шум (С/Ш) на входе демодулятора. Для того, чтобы реализовать приемник, обеспечивающий требуемую реальную чувствительность, необходимо сравнить коэффициент шума приемника NF_р и внешних источников (тепловые шумы антенны) NF_доп на входе приемника.

Для обеспечения требуемой чувствительности реальный коэффициент шума радиотракта NF_р, пересчитанный к входу радиотракта и определяемый его структурой, не должен превышать коэффициент шума от внешних источников, т.е. должно выполняться условие:

NF_p NF_доп .(17)

Их сравнение позволит сделать вывод о применимости выбранной первичной структурной схемы для реализации требований, указанных в ТЗ. Очевидно, что коэффициент шума радиотракта, пересчитанного к его входу, зависит от его структуры, и связан с коэффициентами шума отдельных его каскадов следующим соотношением [1, 2]:

,(18)

где

NF1, NF2, NF3, … - коэффициенты шума каскадов, включенных последовательно от антенны;

KP1, KP2, KP3, … - номинальные коэффициенты передачи по мощности последовательно включенных каскадов любого назначения;

Kф, КАП, КДФ - номинальные коэффициенты передачи по мощности антенного фидера, антенного переключателя, дуплексного фильтра. Для расчётов можно принять

Kф 0,95...0,99 .

Фильтры преселектора обычно выбираются с техническими показателями идентичными фильтру ВЦ. Значения коэффициентов передачи по мощности и коэффициентов шума отдельных каскадов можно узнать из технической документации на некоторые ИС, обращаясь к сайтам интернета, указанным в приложении.

Опираясь на методику определения необходимого количества фильтрующих систем с технологией ПАВ, использовавшуюся в преселекторе, определите число таких фильтров в тракте ПЧ. Первый фильтр, реализованный на ПАВ с промежуточной частотой fпр (раздел 2.1), выбранный в разделе 2.2.2.4, включается на выходе смесителя (рис.5 или рис.7). Используя частотные характеристики фильтра, приведенные на соответствующем сайте производителя ИС, оцените степень подавления СК и сравните с требованиями ТЗ на SeCК . Это позволит установить количество фильтров с идентичными параметрами, включаемыми в тракт промежуточной частоты (ТПЧ). Оно должно обеспечивать выполнение условия, что их суммарная селективность (в дБ) SeCК > SeCКТЗ , указанной в таблице технического задания. Каждый дополнительный фильтр включается в качестве нагрузки каскада УПЧ, что снижает их взаимное влияние на результирующую АЧХ радиотракта.

Если для выбранной структурной схемы (рис.5 или рис.7) условие (17) не выполняется, то на входе СМ (в преселекторе) включается каскад УРЧ, реализованный как резисторный (при выполнении условия, что его фильтры обеспечивают требуемую Se_ЗКТЗ ). Включение дополнительного каскада изменят структурную схему (рис.5 или рис.7) и потребуют вычисления нового значения NFр и проверки выполнения условия (17). Подтверждение выполнения условия (17) указывает на реализуемость приемной части трансивера при заданной чувствительности и отношении сигнал/шум на его входе.

Каскад УРЧ должен быть реализован с ПАВ фильтром в нагрузке, если суммарная селективность по ЗК (в дБ) меньше, указанной в ТЗ: _SeЗК < Se_ЗКТЗ . Затем вычисляется NFр и проверяется реализуемость (17).

При выборе ИС, включаемых в радиотракт, необходимо учитывать допустимость применения их в заданном (по ТЗ) рабочем диапазоне частот системы, коэффициент усиления (передачи) и шума, ширину полосы пропускания (для полосовых фильтров) и ослабление ЗК и СК на соответствующих частотах.

Приведите уточненную базовую структурную схему радиотракта приемника, обеспечивающую после выполненной коррекции требуемую чувствительность и селективность при минимальном числе каскадов.

Названия фирм-производителей и основные технические показатели ИС, используемых в радиотракте приемника внесите в табл.4.

Таблица 4

Кф = 0,99
Кап = 0,99
Кдф = 0,98
КpПАВ = 0,89	NFПАВ = 1,12
КpМШУ = 56,2	NFМШУ = 0,45
КpУРЧ = 44,7	NFУРЧ = 1,19
КpПАВ = 0,89	NFПАВ = 1,12
КрПрЧ = 21,1	NFПрЧ = 4,47
КpПАВ = 0,6	NFПАВ = 1,58
КpУПЧ = 7,94	NFУПЧ = 1,32
	NFЛУ = 0,01

2.2.4 Расчёт коэффициента усиления радиотракта приемника и распределение его по трактам высокой и промежуточной частоты

Для мощности в логарифмическом масштабе, создаваемой антенной на входе приемника РА, дБм, ее абсолютная величина составляет: , Вт. Для режима согласования с антенной, когда входное сопротивление приемника Rвх соответствует стандартному Rвх = RА = 50 Ом, где R_А - сопротивление антенны, равное волновому сопротивлению фидера это соответствует значению чувствительности приемника по ЭДС (19)

(19)

Для достижения неискаженного режима преобразования входного сигнала в цифровом сигнальном процессоре (ЦСП), реализующего ДПФ, необходимо, чтобы амплитуда напряжения на его входе должна составлять не менее 55 мВ [5]. В режиме согласования при значении входного сопротивления RвхАЦП = 50 Ом это позволяет определить требуемую мощность на входе АЦП Рвх АЦП при U вх АЦП = 55 мВ

(20)

и номинальный коэффициент усиления радиотракта по мощности КрРТ, который должен быть не менее требуемого КТР

(21)

Величина номинального коэффициента усиления радиотракта по мощности КР в дБ рассчитывается как сумма всех коэффициентов усиления, создаваемого активными компонентами и ослабления - пассивными и обеспечивать выполнение условия (22)

(22)

К_{р РТ} > (1,5…2) К_рТР = 1,5*84 дБ=126дБ

К_{р РТ} = 141.75 дБ > 126 дБ

Кр АП = 0,08дБ
Кр ДФ =0,17дБ
Кр ПАВ =1дБ
Кр МШУ =35дБ
Кр ПАВ =1дБ
Кр УРЧ =33дБ
Кр ПАВ =1дБ
Кр ПрЧ =26,5дБ
Кр УПЧ =18дБ
Кр ПАВ =4дБ
Кр УПЧ =18дБ
Кр ПАВ =4дБ

Для обеспечения требуемой мощности в структурную схему необходимо добавить ещё 1 усилитель УПЧ

Окончательная структурная схема приемника системы радиосвязи и радиодоступа

Выполнение условий (17) и (24) гарантирует реализацию приемной части трансивера АТ или БС, обладающей требуемой чувствительностью при заданном значении отношения С/Ш при указанном в ТЗ подавлении побочных каналов приема и преобразования.

При достижении требуемых значений SеЗК и SеСК реальный коэффициент усиления радиотракта КрРТ должен обеспечивать выполнение условия (24) синтезом новой структурной схемы, основой которой является уточненная базовая структура (рис.5, рис.6). Она может включать дополнительные усилители в тракте ПЧ, реализованные как резисторные, что упрощает и удешевляет конструкцию радиотракта. Необходимо также учитывать свойства ЦСП, выполняющего последовательно/параллельное преобразование после реализации ППФ и демодуляцию (рис.3). Одновременно ЦСП создает усиление по мощности КрЦСП = 7дБ. Недостаточное усиление в радиотракте может быть устранено введением на выходе ЦСП логарифмического усилителя, который может обеспечивать усиление до 70 дБ с сохранением линейности.

Окончательный вид архитектуры радиотракта должен включать названия выбранных ИС (таблица 4) и их основные параметры. Вид структурной схемы приемного тракта для некоторого набора ИС (см. приложение) приведен на рис.8



Список используемых сайтов

трансивер сигнал схема приемник

1.https://vip-radio.ru/

2.http://shop.sysmocom.de/

3.https://elmechanics.com/

4.https://www.analog.com/

5.http://www.kontest.ru/

6.http://butis-m.ru/

7.http://ru.avangard.org/

Список используемой литературы

1.В. Логвинов: Приемники систем фиксированной и мобильной связи.

Размещено на Allbest.ru

...