Моделирование алгоритмов защиты усилителя постоянного тока с цифровой системой управления

Размещено на http://www.allbest.ru/

Моделирование алгоритмов защиты усилителя постоянного тока с цифровой системой управления

Н.В. Коломыцев, В.Э. Иванов, канд. техн. наук, А.В. Левенец, д-р техн. наук, Чье Ен Ун, д-р техн. наук

Приведено описание алгоритмов быстродействующей триггерной и ограничивающей защиты электронных потенциометров обратной связи в усилителях постоянного тока, оснащенных цифровой системой управления параметрами. Модели усилительного каскада и системы управления реализованы в среде SimInTech c использованием стандартных и пользовательских блоков, выполненных на встроенном языке программирования.

Ключевые слова: малошумящий усилитель постоянного тока, электронный цифровой потенциометр, триггерная защита, ограничивающая защита.

Введение

Основной проблемой реализации чувствительных усилителей постоянного тока (УПТ) является дрейф нулевого уровня, обусловленный наличием собственных фликкер-шумов, а также температурной нестабильностью параметров. Кроме того, в многокаскадных УПТ существует проблема начальной балансировки. Это связано с тем, что для больших коэффициентов усиления по напряжению (10⁵ и выше) использование электромеханических элементов коррекции смещения (переменных резисторов) практически невозможно, так как процедура установления нулевого уровня на выходе последнего каскада затрудняется из-за роста величины AU/AR.

В работах [1, 2] описан вариант реализации унифицированного усилительного каскада с цифровым управлением (УКЦУ), структурная схема которого приведена на рис. 1.

Рис. 1 Структурная схема УКЦУ

Система управления реализована на базе встроенного микроконтроллера, оснащенного интерфейсом RS-485, и специализированного протокола командной строки для внешнего управления параметрами [1]. Коэффициент усиления каскада устанавливается с помощью электронного цифрового потенциометра (ЭЦП) DP₁, имеющего номинальное значение, которое выбирается совместно с величиной R_1s исходя из требуемых шумовых характеристик каскада. Напряжение компенсации сдвига задается с помощью ЭЦП DP₂, при этом величина смещения зависит и от номинала R₃. В функции микроконтроллера входят: управление ЭЦП посредством протокола SPI; управление входом усилителя посредством SW₁; измерение выходного напряжения усилителя (контроль дрейфа); измерение входного напряжения усилителя посредством SW₂ для реализации цифровой защиты от перегрузки ЭЦП; измерение температуры модуля для параметрической компенсации дрейфа, связанного с температурными колебаниями; реализация встроенных алгоритмов компенсации дрейфа.

Необходимость защиты ЭЦП обратной связи возникает в том случае, когда ток через потенциометр превышает некоторое предельное значение (обычно 5 мА), что приводит либо к выходу его из строя, либо к постепенной деградации [3 - 5]. Такая ситуация возможна в том случае, когда значение коэффициента усиления близко к минимальному и величина R₁ составляет единицы Ом. Очевидно, что существует некоторое предельное значение U₀ut, выше которого (по модулю) наблюдается выход значения сквозного тока через ЭЦП за границу предельного значения. Величина тока через ЭЦП определяется в виде

(1)

По заранее заданному пороговому значению Iosim и основному уравнению, описывающему соотношение между входным и выходным напряжением с учетом дискретизации [2], можно определить соответствующее значение напряжения на выходе Uoutiim, превышение которого приведет к запредельному повышению тока через ЭЦП. Значение кода, соответствующее этому значению, можно определить по формуле:

(2)

где U_dd2 - напряжение питания микроконтроллера (опорное напряжение для АЦП). Используя выражение для расчета коэффициента усиления, можно определить соответствующее значениям U_outiim и N_inlim предельное входное напряжение

(3)

Выход тока за допустимую границу возможен в нескольких случаях - таких как: насыщение предыдущего каскада (если превышение наблюдается в последующем); выход диапазона входного сигнала за установленные границы и обрыв источника сигнала. Очевидно, что перечисленные ситуации могут возникнуть в любых условиях эксплуатации УКЦУ. По этой причине возникает необходимость реализации быстродействующей защиты ЭЦП в каждом отдельно взятом каскаде вне зависимости от их количества в измерительном тракте. При этом защита должна быть эффективной для всех способов возникновения аварийной ситуации и должна обеспечивать автоматический возврат в рабочий режим при устранении причины. В работе предлагаются два способа реализации защиты. Первый способ связан с отключением источника входного напряжения и соединением входа усилителя с сигнальным общим проводом через аналоговый ключ SW₁. Отключение источника сигнала приведет к падению выходного напряжения каскада до величины, близкой к нулю, что уменьшит величину сквозного тока через ЭЦП. Второй способ заключается в увеличении величины R_os до предельного значения, соответствующего номиналу. В этом случае будет расти значение коэффициента усиления, что при неизменном входном напряжении приведет к росту выходного напряжения до наступления насыщения. Однако, согласно (1), с увеличением Ros ток через ЭЦП будет падать до некоторой величины, зависящей от номинального значения ЭЦП, превращая усилительный каскад в источник стабильного тока. Очевидно, что эффективность обоих методов защиты зависит от причины аварийной ситуации и будет определяться результатами моделирования.

Общий принцип реализации защиты определяется способом устранения перегрузки по току, однако выход УКЦУ в рабочий режим сопряжен с некоторыми сложностями. Основное условие снятия блокировки по току - наличие на входе усилителя такого значения напряжения, которое лежит в допустимых границах, определяемых по допустимому диапазону тока через ЭЦП. Так как условие срабатывания защиты определяется по выходному коду (2), для возврата в исходное состояние (для первого топа защиты) необходим контроль входного напряжения, предельное значение которого рассчитывается по формуле (3). Достижение значения N_in < N_inmin является условием возврата, причем для первого способа реализации защиты такой способ является единственно возможным. Для второго способа существуют следующие варианты:

1) после срабатывания защиты и установки N_os = 255, производится пошаговое постепенное уменьшение значения R_os c непрерывным контролем выходного напряжения усилителя. Если выходное напряжение приближается к величине N_outmax, производится повторное срабатывание защиты;

2) после срабатывания защиты вычисляется новый порог по выходному напряжению, соответствующий N_os = 255, ниже которого напряжение считается безопасным. Очевидно, что в этом случае контроль возврата в рабочий режим определяется только по величине выходного напряжения.

Моделирование алгоритма триггерной защиты

Рассмотрим программную реализацию первого типа защиты. Модель усилителя с цифровой системой управления реализована в среде SimInTech в виде программных блоков с использованием как математических, так и прямых связей между параметрами [6]. В целях упрощения программной реализации и повышения быстродействия все расчеты в модели MCU проводятся в целочисленном виде, без необходимости подключения библиотек работы с плавающей точкой. Модель MCU реализована с учетом его тактовой частоты и соответствующим ей запаздыванием.

Для реализации процедуры срабатывания необходимы: измеренное значение N_out и ранее рассчитанное значение Noutiim зависящее от нескольких параметров каскада, в том числе от коэффициента усиления, значения R₁ и напряжения питания каскада (2). Для реализации возврата в рабочий режим требуется предварительно рассчитанное значение N_inlim, зависящее только от величины R₁ (3). Защита реализуется в основном цикле MCU. При этом в цикле опрашивается значение входного кода и сравнивается с предварительно рассчитанным значением N_outlim. Если условие истинно, включается выход MCU «Alarm 1», который управляет ключом SWi, отключая, таким образом, источник сигнала от входа усилителя. Далее АЦП измеряет входное напряжение и выходной код, ему соответствующий, сравнивается с N_inlim. Если N < N_inlim, защита отключается. Как показала практика, такая нелинейная обратная связь при высоком быстродействии MCU может приводить к автоколебаниям вблизи порога срабатывания, поэтому желательно ввести (на 2-5 значений разрядов АЦП) некоторый гистерезис в условие срабатывания либо в условие отключения защиты.

Проведем анализ работы защиты для различных условий. Для оценки обоих алгоритмов используются следующие параметры усилителя: R₁=10 Ом; R₂ = 10 кОм; номинальное значение R_os = 1 кОм; разрядность АЦП-10, постоянная времени ОУ - 10 мкс. На первом этапе зададим коэффициент усиления K_u = 20 и величину порога срабатывания защиты по току 2.5 мА. Для таких условий в статическом режиме параметры определены в виде: ^Uoutlim °.⁵°^{2 В,} Uinlim °.°^{25 В, N}outlim ^{102, N}inlim ⁵.

Так как предельное значение напряжения ниже напряжения питания, существует вероятность выхода тока за пределы номинального диапазона, при этом, согласно статическому расчету, его значение в насыщении может достигать величины 15 мА. На рис. 2, 3 приведены результаты моделирования алгоритма защиты при относительно плавном нарастании величины входного сигнала и незначительном выходе величины за заданные границы (± 0.5 В).

Рис. 2. Графики входного и выходного напряжений усилителя.

Для большей наглядности результатов значения Uex и Ueux приведены в одном масштабе. Как видно из рис. 2, срабатывание защиты происходит при превышении напряжения заданного порога как для положительных, так и для отрицательный значений.

При этом запаздывание минимально и не приводит к выходу тока за границу 2.5 мА (рис. 3). При возврате входного напряжения в рабочий интервал происходит штатное отключение аварийного режиме на величине напряжения около 0.36 В, что объясняется заданным гистерезисом в два двоичных разряда по входному напряжению.

Рис. 3. Расчетное значение выходного тока и коэффициента усиления каскада.

Рассмотрим процесс срабатывания защиты при импульсном превышении напряжения (обрыв источника сигнала). В этом случае наблюдается кратковременный выброс выходного напряжения с длительностью і около 30 мкс (рис. 4), что приводит к кратковременному выбросу тока на величину около 8-9 мА с такой же длительностью (рис. 5).

Очевидно, что амплитуда выброса определяется следующими факторами: скоростью нарастания выходного напряжения, быстродействием алгоритма защиты, частотными свойствами ОУ и величиной постоянной времени RC-цепи на выходе усилителя. Так, увеличение коэффициента усиления приведет к уменьшению величины нарастания выходного напряжения, что в общем случае уменьшит величину выброса. Однако увеличение постоянной времени цепи, предназначенной для ограничения полосы пропускания усилителя в целом, приведет к увеличению длительности выброса и, как следствие, - к увеличению его амплитуды. Очевидно, что моделирование в этом случае дает возможность определения некоторого баланса между этими параметрами. В данном случае приведен наихудший вариант комбинации параметров, при котором амплитуду выброса можно считать максимальной.

Рис. 4. Функционирование защиты при импульсном воздействии.

Рис. 5. Расчетное значение выходного тока и коэффициента усиления каскада при импульсном воздействии.

В реальной ситуации амплитуда выброса тока составит 20-40% от величины, полученной в ходе моделирования. Это связано с тем, что в модели усилителя не учтены особенности его нагрузочной способности, которая, в свою очередь, зависит от способа подачи напряжения питания.

Моделирование алгоритма ограничивающей защиты

Логика функционирования защиты 2-го типа изображена схематически на рис. 6.

Рис. 6 Логика работы защиты 2-го типа

В каждом цикле MCU производится вычисление знака производной сигнала, которая определяется как разница между двумя измеренными значениями N в двух смежных циклах. При этом условием срабатывания является получение таких двух значений кода N, между которыми лежит ранее рассчитанное значение порога (переведенное в единицы N). Например, при значении U_outlim = 0.502 (NoutHm = 102) такими значениями являются: N = 01 и N2 = 103. После детектирования факта перехода порога в усилитель передается значение кода N_os = 255, что равносильно установлению величины R_os, соответствующей номинальному значению 1 кОм. При этом напряжение на выходе скачкообразно увеличивается до напряжения насыщения каскада, которое определяется диодным ограничителем. Например, при Udd2 = ±2.5 В, напряжение на выходе ОУ будет лежать в диапазоне около ±3.1 В за счет прямого падения на диодах. За счет наличия RC-цепи выходное напряжение, измеренное с помощью АЦП контроллера, будет представлено в виде изменения кода в диапазоне от номинального значения (в зоне 1) до величины кода, соответствующего насыщению (1023). При этом насыщение АЦП происходит на величине ±2.5 В. Таким образом происходит последовательный переход из зоны №1 в зону №3, через зону №2. Нахождение в зоне №3 гарантирует безопасный режим работы ЭЦП, так как величина R_os = 1 кОм и величина насыщения U = 3.1 В определяют максимальный ток 3 мА, что является допустимым.

Так как величина R_os изменилась, для данного режима рассчитывается новый теоретический порог Noutiim*, однако на практике это значение будет не выше 1023 (насыщение АЦП). Например, для приведенных выше условий такой порог будет составлять 1052, что выходит за рамки динамического диапазона АЦП, поэтому данный порог определяется кодом 1023. Условие выхода из аварийного режима определяется как уменьшение значения N на единицу относительно Noutiim (1023). Так как это значение на практике меньше теоретического, то возникает естественный гистерезис Ди₂, определяемый по разнице теоретического значения Noutiim и величины насыщения АЦП. Логика перехода в зону №1 аналогична логике срабатывания, однако в расчет принимается отрицательный знак производной. При пересечении порога величина N_os устанавливается в номинальное значение, причем возврат выходного напряжения в зону №1 происходит c некоторым запаздыванием, определяемым по величине постоянной времени RC-цепи. Такая логика перехода из зоны №1 в зону №2 по оценке знака производной позволила исключить ложные срабатывания защиты на границе зон и последующий вход системы «усилитель-контроллер» в режим релаксационных колебаний.

Для проверки логики работы защиты использованы параметры усилителя, приведенные для предыдущего примера. При этом N_outlim = 0.502, Nouthm = 102, Uoutiim* = 2.64 В, Noutlim = 540. Предельное значение тока /i_m = 2.5 мА, все значения АЦП смещены на величину 512 для поддержки знакопеременных величин U_out.

На рис. 7 приведен результат моделирования алгоритма при плавном изменении входного напряжения, из которого следует, что логика работы защиты соответствует описанию, при этом ложные срабатывания отсутствуют.

Рис. 7. Работа защиты при плавном изменении сигнала.

На рис. 8 представлены графики тока и изменения коэффициента усиления.

За счет насыщения АЦП возникает зона нечувствительности по выходному напряжению, которая определяет величину гистерезиса при обратном переходе из зоны №3 в зону №1, равную 0.2 В. Заметно, что значение тока не превышает 3 мА во всех режимах работы, что соответствует расчету. При срабатывании защиты K_u = 105, это соответствует значению N_os = 255 (Ros = 1 кОм).

Рис. 8. Изменение тока и коэффициента усиления при плавном изменении сигнала.

Представляет интерес результат моделирования алгоритма при импульсном воздействии (кратковременный обрыв цепи источника сигнала, либо воздействие мощной импульсной помехи). Обрыв цепи источника сигнала - наиболее часто встречающаяся ситуация, обычно приводящая к выходу из строя потенциометра обратной связи. Такая ситуация также характерна для начальной настройки измерительного тракта без источника сигнала либо при неизвестной величине его выходного напряжения, которое часто невозможно измерить другими средствами. Результаты моделирования приведены на рис. 9, 10.

В ходе моделирования воспроизведены две ситуации, в которых импульсная помеха имеет различную длительность. В первой длительность импульса такова, что выходное напряжение не успевает достичь порога U_outii_m*. В таком случае возврат в рабочий режим происходит тогда, когда изменение кода N в меньшую сторону осуществляется в зоне №2, т.е. при N < N_out\i_m*, что и реализовано в виде дополнительного условия возврата. Во второй ситуации реакция на импульсную помеху происходит таким же образом, как и в случае плавного изменения входного сигнала. Возврат к начальному значению N_os - с задержкой на время цикла MCU.

Рис. 9. Работа защиты при импульсном воздействии.

Рис. 10. Графики тока и коэффициента усиления при импульсном воздействии.

На рис. 10 приведены графики изменения тока через R_os и коэффициента усиления в описанной ситуации.

Заметно, что на выходе ОУ возникает кратковременный бросок тока до величины 6-7 мА, что определяется скоростью нарастания входного напряжения. Но в целом основная энергия сосредоточена в том интервале времени, где величина тока не превышает 3 мА.

Заключение

Несмотря на отсутствие объективных данных о скорости и степени деградации электронных потенциометров при воздействии на них импульсных и постоянных токов, можно утверждать, что разработанные алгоритмы триггерной и ограничивающей защиты на этапе моделирования показали свою эффективность, так как обеспечивают функционирование потенциометров в безопасном режиме. Алгоритм триггерной защиты обеспечивает работу всего измерительного тракта без насыщения и может быть совмещен с алгоритмом автоматической компенсации дрейфа. Однако граница возврата в рабочий режим определяется менее точно, так как это связано с необходимостью измерения входного напряжения.

Алгоритм ограничивающей защиты не требует дополнительных компонентов для коммутации входного сигнала, но его эффективность может быть снижена при воздействии импульсных помех в виде длительных серий, что связано с особенностями определения граничных значений срабатывания и перехода в рабочий режим. Кроме того, существуют такие комбинации Ri и номинальной величины ЭЦП, при которых работа защиты невозможна по причине выхода тока за допустимую границу даже при максимальном значении R_os. Разработанные алгоритмы могут найти применение при разработке измерительных трактов на постоянном токе для задач автоматизации эксперимента.

триггерный усилитель цифровой алгоритм

Литература

1. Иванов В.Э., Чье Ен Ун. Малошумящий программируемый усилитель постоянного тока с дистанционным управлением // Известия высших учебных заведений России. Радиоэлектроника. - 2019. - № 22(4). - С. 99-108.

2. Иванов В.Э. Аналитическая модель усилителя постоянного тока с цифровым управлением // Информационные технологии XXI века. - Хабаровск: Изд-во ТОГУ. - 2021. - C. 70-76.

3. Ридико Л. Цифровые потенциометры // Компоненты и технологии. - 2001. - № 5. - С. 1-6.

4. MerinoM.U. Insight Into Digipot Specifications and Architecture Enhances AC Performance // Analog Dialogue. - 2011. - Vol. 45, № 3.

5. Pandiev I.M. Analysis and simulation modeling of programmable circuits using digital potentiometers // International journal of microelectronics and computer science. - Jan. 2014. - Vol. 5, №. 4. - P. 127-135.

6. Карташов Б.А. Шабаев Е.А., Козлов О.С. и др. Среда динамического моделирования технических систем. - М.: ДМК Пресс. - 2017.

Размещено на Allbest.ru