Радиоприёмные устройства

5.3 Дополнительные каналы приёма и избирательность РПрУ

Даже при малом входном сигнале и линейном характере изменения крутизны ВАХ смесителя ток на выходе ПрЧ имеет сложный спектр, подобный спектру входного сигнала. Но в избирательной цепи, включённой на выходе преобразователя, выделяется напряжение только той частоты, на которую эта цепь настроена, т.е. напряжение промежуточной частоты. Отсюда следует, что напряжение на выходе ПрЧ может быть получено за счёт любой составляющей этого спектра, частота которой равна промежуточной частоте fПР или близка к ней и попадает в полосу пропускания ИЦ, включённой на выходе преобразователя. Кроме того, напряжение на выходе ПрЧ может быть получено при действии на его входе сигнала, имеющего частоту, равную промежуточной (fC = fПР). В этом случае ПрЧ работает как усилитель, усиливающий без преобразования сигналы с частотой, равной промежуточной. Это явление называется прямым прохождением.

Напряжение промежуточной частоты на выходе ПрЧ появляется также на различных частотах входного сигнала fС = kfГ ± fПР в зависимости от номера гармоники частоты гетеродина, что показано на рис.5.3.

Рис.5.3. Появление побочных каналов приёма в супергетеродинном РПрУ

При приёме сигнала на промежуточной частоте преобразователь частоты является просто усилителем. Это канал прямого прохождения сигнала. Преобразование на первой (основной) гармонике гетеродина происходит на частотах входного сигнала fГ - fПР и fГ +fПР. Преобразование на второй гармонике гетеродина 2fГ происходит соответственно на частотах входного сигнала 2fГ - fПР и 2fГ + fПР и т.д. Следовательно, амплитудно-частотная характеристика ПрЧ имеет несколько максимумов (1; 2; 3; …). Чем выше порядок преобразования, тем меньше коэффициент передачи преобразователя частоты.

Таким образом, в полосу пропускания фильтра на выходе преобразователя попадают продукты преобразования колебаний всех каналов. Один из этих каналов является основным, остальные - побочными, мешающими. Например, если основным выбран канал 2 с частотой fC, то побочным будет канал 3, который является как бы зеркальным отражением основного канала, поэтому он называется зеркальным (симметричным) каналом. Частота зеркального канала fЗЕРК отличается от частоты основного канала на величину 2fПР. Если же в качестве основного принят канал 3, то зеркальным является канал 2. Усиление преобразователя по основному и зеркальному каналам одинаково. Поэтому его влияние на избирательность приёмника наиболее существенно. Колебания с частотами побочных каналов должны быть подавлены до ПрЧ, т.е. в преселекторе (его характеристика показана штриховой линией на рис. 5.3).

Двойное преобразование частоты

В связи с существованием дополнительных каналов приёма частотная характеристика преобразователя частоты состоит из большого числа отдельных частотных характеристик, в точности соответствующих АЧХ тракта промежуточной частоты (рис.5.3, кривые 1 … 5), со средними частотами, соответствующими основному и дополнительным каналам приёма.

Задачу обеспечения избирательности по дополнительным каналам приёма осуществляют избирательные цепи тракта радиочастоты (преселектора) приёмника, размещённые перед преобразователем частоты (пунктирная характеристика). Для ослабления помех по дополнительным каналам приёма применяются следующие способы:

оптимальный выбор промежуточной частоты;

улучшение избирательности тракта радиочастоты (преселектора);

выбор оптимального режима работы ПрЧ

Выбор промежуточной частоты определяется следующими основными

факторами:

1. Номинальное значение промежуточной частоты следует выбирать в диапазоне, где не работают мощные радиопередатчики.

Установлены следующие стандартные значения промежуточных частот:

для радиовещания - 465кГц (при АМ) и 10,7 МГц (при ЧМ и FM);

для телевидения - 38,0 МГц (изображение); 31,5 МГц (звуковое сопровождение - первая промежуточная частота); 6,5 МГц (звуковое сопровождение - вторая промежуточная частота);

для профессиональных приёмников в качестве промежуточных частот выбраны нормализованные величины: 100 - 115 кГц; 125 -130 кГц;

210 - 215 кГц; 460 - 465 кГц; 490 - 510 кГц; 720 - 750 кГц;

910 - 930 кГц; 1500 - 1600 кГц; 2,2 МГц; 3,0 МГц; 40 - 70 МГц;

для приёмников метрового, дециметрового и сантиметрового диапазонов нормализованы следующие значения промежуточной частоты:

10; 30;70 и 120 МГц.

2. Номинальные значения промежуточной частоты не должны выбираться в пределах диапазона рабочих частот приёмника и быть возможно дальше от границ этого диапазона.

3. Промежуточная частота должна выбираться возможно более низкой, так как при этом проще обеспечить необходимую полосу пропускания при конструктивно выполнимых добротностях контуров, а также обеспечить избирательность по соседнему каналу. Кроме того, при этом легче получить более устойчивое усиление на один каскад; меньше зависимость коэффициента усиления и полосы пропускания от разброса параметров УЭ.

4. Промежуточная частота должна выбираться возможно более высокой. Чем выше промежуточная частота, тем лучше её фильтрация на выходе детектора: практически достаточно, чтобы fПР ? (5…10)FМАКС, где FМАКС - высшая частота спектра модулирующего сигнала. При достаточно большой промежуточной частоте лучше воспроизводится форма импульсных сигналов и сохраняется их длительность.

Как видно, перечисленные факторы, влияющие на выбор величины промежуточной частоты, противоречивы. С одной стороны, подавление зеркального канала облегчается при более высокой промежуточной частоте. С другой стороны, высокую избирательность и устойчивое усиление легче получить при более низкой промежуточной частоте. Для удовлетворения этих противоречивых требований при выборе промежуточной частоты приходится искать приемлемый компромисс. Если же это не удаётся, то приходится применять двойное или тройное преобразование частоты. При этом в приёмнике будет несколько трактов промежуточной частоты.

Структурная схема радиоприёмника с двойным преобразованием частоты показана на рис.5.4.

Рис.5.4. Структурная схема РПрУ с двойным преобразованием частоты

Первая промежуточная частота (fПР1) выбирается возможно более высокой для осуществления необходимого ослабления зеркального канала в преселекторе. Преобразованный сигнал на первой промежуточной частоте выделяется фильтром, а затем усиливается в первом усилителе промежуточной частоты (УПЧ-1). После этого производится второе преобразование частоты на более низкую вторую промежуточную частоту (fПР2). Сравнительно низкая вторая промежуточная частота облегчает формирование требуемой резонансной характеристики, избирательности по соседнему каналу и полосы пропускания приёмника. Основное усиление сигнала происходит в канале УПЧ-2.

5.5 Гетеродины

Вспомогательное напряжение, необходимое для осуществления процесса преобразования частоты, создаётся специальным устройством, называемым гетеродином приёмника. Таким устройством может быть как простейший маломощный автогенератор незатухающих колебаний, так и весьма сложная схема формирования совокупности высокостабильных напряжений требуемых частот и амплитуд.

Основными требованиями, предъявляемыми к гетеродинам, являются:

обеспечение необходимого значения рабочей частоты, а также возможность перестройки её в заданном диапазоне;

высокая стабильность частоты генерируемых колебаний;

постоянство амплитуды генерируемых колебаний;

минимальный уровень высших гармоник в выходном напряжении.

Большинство схем гетеродинов можно разделить на две группы: простейшие (или однокаскадные) и сложные. Простейшие схемы гетеродинов представляют собой однокаскадные генераторы с самовозбуждением. Такие схемы гетеродинов применяются в вещательных и телевизионных РПрУ. Недостатком таких гетеродинов является низкая стабильность частоты.

В профессиональных РПрУ применяют гетеродины с кварцевой стабилизацией частоты. Достоинством таких гетеродинов является возможность получения стабильных колебаний. Кварцевый генератор без дополнительных мер стабилизации частоты обеспечивает относительную нестабильность частоты порядка 10 -5 в диапазонах температур 10 … 30° С. Сложные схемы с применением параметрической или кварцевой стабилизации могут обеспечить относительную нестабильность до 10 - 6 … 10 - 10 . При построении гетеродинов также используются различные варианты сложных схем: синтезаторы частоты, генераторы с многократным умножением частоты, квантовые генераторы и др.

Подробно принципы построения генераторов с самовозбуждением, а также стабилизация их работы рассматриваются в курсе «Радиопередающие устройства».

Рассмотрим основные схемы генераторов с самовозбуждением, которые могут использоваться в качестве гетеродинов.

5.6 Генераторы с трансформаторной обратной связью

На рис.5.5 показан генератор с трансформаторной ОС и включением транзистора по схеме с ОЭ.

Рис.5.5. Генератор с трансформаторной ОС

В этих схемах положительная ОС осуществляется с помощью трансформатора Тр, первичная обмотка LК которого вместе с конденсатором С образует колебательный контур, настроенный на частоту генерирования схемы.

Усиленное выходное напряжение на резонансной частоте контура имеет на коллекторе транзистора VT максимальную амплитуду и фазовый сдвиг 180° относительно входного напряжения. Часть этого напряжения снимается с вторичной обмотки LСВ в качестве напряжения ОС. Для выполнения условия баланса фаз трансформатор Тр должен дополнительно осуществлять инверсию фазы сигнала на 180°. Для этого вторичную обмотку трансформатора включают во встречном направлении по отношению к первичной обмотке. Точки около обозначений обмоток трансформатора на схемах рис.5.5 указывают на выводы обмоток с синфазным напряжением.

Коэффициент трансформации выбирают таким, чтобы на резонансной частоте коэффициент усиления генератора был больше единицы. Благодаря этому сразу же после включения питания возбуждаются колебания, амплитуда которых экспоненциально нарастает до тех пор, пока величина коэффициента усиления не установится равным единице. При этом амплитуда колебаний устанавливается постоянной.

Генераторы с индуктивной обратной связью

Схема генератора с индуктивной ОС, изображена на рис.5.6:

Рис.5.6. Генератор с индуктивной ОС на биполярном транзисторе

Эта схема похожа на схему рис.5.5. Отличие заключается в том, что трансформатор заменён катушкой LК с отводом от средней точки обмотки. Индуктивность катушки вместе с ёмкостью параллельно включённого конденсатора С определяет резонансную частоту возбуждения генератора. Через конденсатор СБ переменное напряжение подаётся на базу транзистора. Это напряжение по отношению к коллекторному имеет фазовый сдвиг 180°, т.е. эта обратная связь является положительной. Амплитуда напряжения ПОС устанавливается соответствующим выбором положения отвода на катушке LК. Ток покоя коллектора транзистора определяется величиной сопротивления резистора RБ.

Схема генератора с индуктивной ОС на полевом транзисторе приведена на рис.5.7.

Рис.5.7. Генератор с трансформаторной связью на полевом транзисторе

В этом перестраиваемом генераторе наименьшая частота генерируемых колебаний соответствует максимальной ёмкости конденсатора С. Катушка контура имеет отвод, который образует первичную L1 и вторичную L2 обмотки автотрансформатора. Напряжение ОС с катушки L2 подаётся на базу транзистора через конденсатор связи ССВ. Реактивное сопротивление этого конденсатора должно быть значительно меньше сопротивления резистора RЗ в цепи затвора на наименьшей частоте генерирования. Дроссель LДР исключает попадание высокочастотных колебаний тока коллектора в источник питания.

5.7 Генераторы с ёмкостной обратной связью

Особенностью генератора с ёмкостной ОС (рис.5.8) является наличие в нём ёмкостного делителя напряжения, который определяет коэффициент передачи напряжения цепи ОС.

Рис.5.8. Генератор с ёмкостной обратной связью

Выходное напряжение снимается с коллектора VT, а напряжение обратной связи - с конденсатора С2. Последовательно соединённые конденсаторы С1 и С2 с катушкой LК образуют колебательный контур, эквивалентная ёмкость которого СК = С1 С2 / (С1 + С2). Резонансная частота этого контура

f0 = .

5.8 Некоторые схемы преобразователей частоты

Транзисторные преобразователи частоты

В транзисторных ПрЧ в качестве преобразовательного элемента используют биполярный или полевой транзистор. Под действием напряжения гетеродина периодически с частотой гетеродина fГ меняется во времени крутизна входной характеристики транзистора S, за счёт чего происходит преобразование частоты. По аналогии с усилителями в транзисторных ПрЧ напряжение сигнала может подаваться в цепь базы (схема с ОЭ) либо в цепь эмиттера (схема с ОБ). Напряжение гетеродина в этих случаях подаётся в цепь другого электрода транзистора. В обоих случаях суммарное напряжение действует между эмиттером и базой.

Напряжение гетеродина можно подавать в цепь совместно с напряжением сигнала. Однако в этом случае между цепями гетеродина и сигнала возникает связь, которая может привести к взаимному влиянию настройки контуров сигнала и гетеродина, к излучению антенной приёмника напряжения с частотой гетеродина (если контур входной), что создаёт помехи близко расположенным РПрУ. Кроме того, при больших уровнях сигнала может произойти просачивание напряжения с частотой сигнала в цепь гетеродина, что вызывает синхронизацию гетеродина напряжением сигнала, при этом fС = fГ и преобразования частоты не произойдёт. Для ослабления этих негативных явлений напряжения сигнала и гетеродина подают в различные цепи транзистора, однако даже при этом некоторая связь между цепями сигнала и гетеродина имеет место через сопротивление база - эмиттер.

Схема ПрЧ на биполярном транзисторе с отдельным гетеродином показана на рис.5.9:

Рис.5.9. Преобразователь частоты на БТ с отдельным гетеродином

В этой схеме напряжение гетеродина подаётся в цепь эмиттера; выходной фильтр настроен на промежуточную частоту. В качестве фильтра промежуточной частоты используют сложный фильтр сосредоточенной селекции (ФСС).

Преобразователь частоты на двухзатворном полевом транзисторе показана на рис.5.10:

Рис.5.10. Преобразователь частоты на двухзатворном полевом

транзисторе

В этой схеме напряжение сигнала подаётся на один затвор транзистора, а напряжение гетеродина - на другой; при этом достигается хорошая развязка цепей сигнала и гетеродина. Основное преимущество полевых транзисторов при использовании их в преобразователях частоты - близкая к квадратичной зависимость тока стока от напряжения затвор - исток, при которой число побочных каналов при преобразовании частоты уменьшается.

Схема балансного преобразователя частоты показана на рис.5.11.

Рис.5.11. Балансный преобразователь частоты

Общий принцип построения балансных ПрЧ состоит в том, что одно из напряжений - сигнала или гетеродина - создаёт в нагрузке синфазные токи, а второе - противофазные токи. При этом происходит компенсация одного из напряжений, в результате чего оно отсутствует в нагрузке. Чаще всего подавляются колебания гетеродина.

В балансном ПрЧ (рис.5.11) напряжение преобразуемого сигнала UC подаётся на каждый диод с контура L1C1 через катушку связи LСВ.1 в противоположной фазе. Напряжение гетеродина UГ подводится к средним точкам а и б катушек связи LСВ.1 входного (L1C1) и LСВ.2 выходного (L2C2) контуров преобразователя и подаётся на каждый диод в одинаковой фазе. Ток гетеродина в точках а и б разветвляется, образуя токи iГ1 и iГ2 соответствующих плеч катушек связи LСВ.1 и LСВ.2. При полной симметрии плеч преобразователя токи iГ1 и iГ2 одинаковы, направлены в противоположные стороны и создают вокруг катушек связи магнитные поля одинаковой величины, но противоположной полярности, которые взаимно компенсируются. В результате на выходе (клеммы 2-2) и входе (клеммы 1-1) напряжения с частотой гетеродина и его гармоник будут отсутствовать. Благодаря этому устраняется возможность излучения частоты гетеродина через антенну приёмника.

Широкое применение получили ПрЧ, выполненные по двойной балансной (кольцевой) схеме (рис.5.12):

Рис.5.12. Схема кольцевого преобразователя частоты

Кольцевой эту схему называют потому, что диоды в ней образуют кольцо с односторонней проводимостью. Эта схема обладает всеми свойствами балансной схемы, т.к. напряжение гетеродина подводится к средним точкам катушек связи. Кроме того, при одинаковых параметрах диодов в выходном контуре (L2C2) преобразователя будут отсутствовать напряжения с частотами преобразуемого сигнала fС и его гармоник, так как по отношению к напряжению сигнала, подаваемого между точками а-б, кольцевая схема представляет собой сбалансированный мост. Поэтому между точками в-г, куда подключена катушка связи LСВ.2 выходного контура, напряжение сигнала и его гармоник будет отсутствовать. На выходе кольцевого ПрЧ получается меньше всего дополнительных комбинационных частот, которые необходимо подавлять избирательными цепями, включаемыми на выходе ПрЧ. Кроме того, коэффициент передачи кольцевого ПрЧ выше, чем у балансного. Таким образом, кольцевая схема имеет значительные преимущества перед простыми и балансными схемами, однако они сложнее в настройке.

Преобразователь частоты с фазовым подавлением дзеркального канала.

Перестраиваемые преселекторы, обеспечивающие избирательность по зеркальному каналу в достаточно широкой полосе частот, существенно ухудшают параметры ПрЧ. Это проявляется в усилении вносимых потерь, трудностях сопряжения настройки преселектора и контура гетеродина, большой неравномерности АЧХ в диапазоне перестройки. Для исключения этих недостатков применяются схемы, обеспечивающие избирательность по зеркальному каналу без применения преселектора. Такой ПрЧ целесообразно также применять при малой промежуточной частоте, поскольку в этом случае зеркальный канал находится настолько близко к основному, что плохо ослабляется селективными цепями преселектора. Структурная схема ПрЧ с фазовым подавлением зеркального канала показана на рис.5.13:

Рис.5.13. Структурная схема ПрЧ с фазовым подавлением зеркального

канала

Напряжения полезного радиосигнала с частотой fC и фазой цC и зеркального канала с частотой fЗЕРК и фазой цЗЕРК подводятся к двум смесителям

(См1 и См2). Напряжение гетеродина с частотой fГ и фазой цГ подводится к первому смесителю через фазовращатель (ц1) со сдвигом фазы + р/4, а ко второму смесителю - через фазовращатель (ц2) со сдвигом фазы - р/4. В результате на выходе смесителя См1 получается напряжение промежуточной частоты fС - fГ и фазой цС - (цГ + р/4) = цС - цГ - р/4 и напряжение зеркального канала fГ - fЗЕРК и фазой (цГ + р/4) - цЗЕРК = цГ - цЗЕРК + р/4. На выходе смесителя См2 получаются напряжения сигнала и зеркального канала с теми же частотами, но с фазами, соответственно равными цС - цГ + р/4 и цГ - цЗЕРК + + р/4. Преобразованные по частоте напряжения сигнала и зеркальной частоты с выхода См1 подаются на фазовращатель (ц3) со сдвигом фазы + р/4, на выходе которого фаза сигнала будет равна цС - цГ, а фаза зеркального канала будет равна цГ - цЗЕРК + р/2. Аналогично на выходе нижнего плеча преобразователя (фазовращателя ц4 со сдвигом фазы -р/4 ) фаза сигнала будет равна цC - цГ, а фаза зеркального канала будет цГ - цЗЕРК - р/2. Напряжения с верхнего и нижнего плеч подаются на сумматор, коэффициенты передачи плеч которого выбираются одинаковыми. Поскольку напряжения сигнала на выходе плеч имеют одинаковые фазы, то они в сумматоре складываются и поступают в канал УПЧ. Напряжения зеркального канала на выходе плеч имеют противоположные фазы и поэтому при сложении на выходе сумматора они взаимно компенсируются. Таким образом, помеха зеркального канала подавляется. Практические конструкции ПрЧ в диапазоне СВЧ обеспечивают подавление зеркального канала на 20 …30 дБ в относительной полосе приёма 5 …10 %.

Контрольные вопросы

Начертите структурную схему супергетеродинного РПрУ, укажите ме-

сто преобразователя частоты и объясните его назначение;

Объясните принцип действия ПрЧ. Почему процесс преобразования частоты должен быть линейным и что это означает?

Объясните, почему при преобразовании частоты напряжение гетеродина должно быть значительно большим, чем напряжение радиосигнала?

Каковы особенности преобразования частоты, если напряжение сигнала будет соизмеримо по величине с напряжением гетеродина?

В чём разница между резистивным диодным и ёмкостным преобразователями частоты?

Объясните причины появления дополнительных (побочных) каналов приёма в супергетеродинном РПрУ.

Какие меры принимаются для защиты РПрУ от дополнительных каналов приёма?

В каких случаях применяется двойное преобразование частоты? Начертите структурную схему приёмника с двойным преобразованием частоты.

Объясните назначение гетеродина в преобразователе частоты.

Какие условия должны соблюдаться для возникновения колебаний в гетеродине?

Объясните принцип подавления зеркального канала фазовым методом.

Глава 6. Усилители промежуточной частоты

6.1 Назначение, классификация и характеристики УПЧ

Усилителем промежуточной частоты (УПЧ) называются каскады супергетеродинного радиоприёмника, усиливающие принимаемые сигналы на постоянной для данного радиоприёмника промежуточной частоте.

УПЧ выполняет две основные задачи:

Обеспечивает основное усиление принимаемого сигнала до величины, необходимой для нормальной работы детектора.

Обеспечивает избирательность по соседнему каналу всего радиоприёмника при допустимом уровне искажений принимаемого сигнала.

В структурной схеме супергетеродинного радиоприёмника УПЧ располагается между преобразователем частоты и детектором. Они классифицируются по ширине полосы пропускания на узкополосные (П < 0,05fПР) и широкополосные. Узкополосные УПЧ применяются в вещательных РПрУ, где полоса пропускания лежит в пределах 4 … 12 кГц. Широкополосные УПЧ в основном используются в телевизионных и специальных РПрУ, полоса пропускания которых лежит в пределах от 100 кГц и выше.

По виду АЧХ различают линейные и функциональные (чаще всего логарифмические) УПЧ. У логарифмических УПЧ амплитудная характеристика описывается выражением

UВЫХ(t) = U0 + b •lg[вUВХ (t)],

где U0 определяет начало логарифмического участка АЧХ, а величины b и в представляют собой коэффициенты пропорциональности.

Логарифмические УПЧ используют в радиолокационных РПрУ для согласования широкого динамического диапазона сигналов на входе, составляющего около 80 дБ, с динамическим диапазоном электронно-лучевых трубок индикаторов, равным 20 … 30 дБ. Вместе с тем начальный участок АЧХ оставляют линейным для того, чтобы не ухудшить чувствительность при приёме слабых сигналов.

Особенности УПЧ:

фиксированная настройка на промежуточную частоту fПР;

большой коэффициент усиления, так как промежуточная частота ниже частоты принимаемого радиосигнала;

лучшая избирательность, поскольку в качестве нагрузки применяют фильтры, резонансная характеристика которых может быть близкой к прямоугольной.

Основные параметры УПЧ:

Резонансный коэффициент усиления (К0). В отличие от УРЧ, резонансный коэффициент усиления УПЧ определяется на средней частоте полосы пропускания усилителя.

Избирательность по соседним каналам. Всю избирательность по соседним каналам, т.е. ослабление амплитуды сигналов, частоты которых непосредственно примыкают к нижней и верхней границам полосы пропускания приёмника, обеспечивают практически только избирательные цепи УПЧ. Частотная избирательность УПЧ определяется крутизной скатов его АЧХ: чем они круче, тем лучше избирательность.

Полоса пропускания и коэффициент прямоугольности АЧХ. Эти параметры УПЧ определяются также крутизной скатов АЧХ. Полосой пропускания (П) называется полоса частот вблизи промежуточной частоты fПР, в пределах которой коэффициент усиления УПЧ уменьшается не более определённого уровня (обычно за этот уровень принимают

= 0,707 по сравнению с максимальным коэффициентом усиления).

Её значение может лежать в пределах от единиц герц до десятков мега

герц. От ширины полосы пропускания зависит качество воспроизведения принимаемого сигнала. Чем она шире, тем лучше качество воспроизведения.

Максимальная избирательность и наилучшее качество воспроизведения сигнала могут быть обеспечены только при идеальной прямоугольной форме характеристики (рис.6.1).

Рис. 6.1. Амплитудно-частотная характеристика УПЧ:

а) реальная; б) идеальная

Для одновременной оценки качества воспроизведения (величины искажений) и избирательности за пределами этой полосы применяется коэффициент прямоугольности (kП). Он представляет собой отношение полосы частот ПУ, ограниченной ординатами на каком-то определённом уровне (обычно 0,1; 0,01 или 0,001), к полосе пропускания

на уровне П0,7:

kП = ПУ / П0,7

Идеальной прямоугольной форме АЧХ УПЧ соответствует значение

kП = 1. Для реальной характеристики kП > 1.

Коэффициент шума. Требование получения минимального коэффициента шума особенно важно для приёмников диапазона СВЧ с полупроводниковым диодным смесителем на входе, который не усиливает, а ослабляет мощность входного сигнала. В этом случае шумовые свойства первых каскадов УПЧ определяют чувствительность приёмника в целом.

Усиление сигнала на промежуточной частоте должно обеспечивать эффективную работу детектора и может достигать значений 10 2 … 10 7 в зависимости от назначения приёмника.

Для вещательных и связных РПрУ характерной помехой является соседний канал приёма, под которым понимается паразитный канал, имеющий наименьшую расстройку несущей частоты помехи относительно полезного сигнала. Для вещательных РПрУ с АМ эта наименьшая расстройка установлена ± 9 кГц, с ЧМ - ±150 кГц. Полоса пропускания АМ-трактов вещательных РПрУ составляет 6 … 8 кГц, а ЧМ-трактов - 150 … 200 кГц. Для РПрУ РЛС полоса пропускания лежит в пределах 1 … 10 МГц.

В УПЧ применяются те же усилительные приборы, что и в УРЧ (за исключением усилительных приборов, работающих в диапазоне СВЧ). В качестве избирательных цепей в УПЧ применяются одиночные контуры и полосовые фильтры различных типов: двухконтурные, многозвенные фильтры сосредоточенной селекции (ФСС), пьезоэлектрические, пьезокерамические, пьезомеханические и электромеханические. Основное отличие УПЧ от УРЧ в том, что избирательные цепи УПЧ всегда настроены на постоянную для данного радиоприёмника промежуточную частоту fПР. Это позволяет применять в УПЧ сложные избирательные цепи с амплитудно-частотными характеристиками, близкими к прямоугольным, и обеспечивать высокую избирательность при необходимом качестве воспроизведения усиливаемого сигнала.

Идеальным с точки зрения удовлетворения противоречивых требований высокой избирательности и малых частотных искажений был бы усилитель с прямоугольной АЧХ. Однако практически осуществить такой усилитель невозможно. Применение в качестве нагрузки усилителя специальных полосовых фильтров позволяет к этому приблизиться.

Полосовым фильтром называют резонансную систему, состоящую из нескольких связанных или одиночных, соответствующим образом настроенных, колебательных контуров (в том числе их механических или пьезоэлектрических аналогов). УПЧ с такими фильтрами называют полосовыми усилителями.

Для согласования избирательной цепи с выходом усилительного прибора и входом следующего каскада используются такие же цепи связи, как и в УРЧ (трансформаторные, автотрансформаторные, ёмкостные). Принцип работы УПЧ аналогичен принципу работы УРЧ. Первые каскады УПЧ работают при достаточно низком уровне сигнала, поэтому режим их работы является практически линейным. Только последние каскады УПЧ работают при сравнительно больших амплитудах усиливаемого сигнала. Поэтому необходимо принимать меры, обеспечивающие линейность амплитудной характеристики УПЧ, выбирая соответствующие усилительные приборы и их режим.

Количество каскадов УПЧ определяется конкретными требованиями, которым он должен удовлетворять. В супергетеродинном приёмнике основное усиление принимаемого сигнала на участке от антенны до детектора осуществляется усилителем промежуточной частоты. В некоторых случаях требуемое усиление достигает весьма больших значений, порядка сотен тысяч раз

(до 120 дБ). Поэтому, если УРЧ содержат один-два каскада, то число каскадов УПЧ может доходить до 10 … 12. Однако это не приводит к большим трудностям конструктивного характера, так как УПЧ работает на фиксированной частоте.

В зависимости от функционального назначения различают УПЧ с равномерным распределением усиления и избирательности в каскадах усиления и УПЧ с разделением функций избирательности и усиления.

В первом случае каждый каскад содержит усилительный прибор и избирательную цепь. При этом каждый каскад обеспечивает как часть необходимого усиления, так и часть требуемой избирательности.

Во втором случае необходимые избирательность и форма АЧХ обеспечиваются фильтрами сосредоточенной селекции (ФСС), устанавливаемыми перед УПЧ (между ПрЧ и первым каскадом УПЧ) или в первых его каскадах. Основное же усиление принимаемого сигнала осуществляется в широкополосных или апериодических (резистивных) каскадах УПЧ, обладающих слабо выраженными избирательными свойствами. Обеспечение основной избирательности в ФСС до УПЧ или в первых каскадах УПЧ, когда амплитуды полезных сигналов и помех ещё малы, позволяет избежать искажений, вызванных нелинейностью усилительных приборов. Такое построение УПЧ довольно легко выполняется при использовании гибридных ИМС. При этом усиление обеспечивается интегральным апериодическим многокаскадным УПЧ, а необходимая избирательность - сложным ФСС перед интегральным УПЧ. Использование принципа сосредоточенной избирательности и усиления позволяет значительно ослабить влияние на избирательность приёмника, на ширину и равномерность его полосы пропускания дестабилизирующих факторов (изменение температуры окружающей среды, разброс параметров УЭ, изменение напряжения источников питания).

6.2 УПЧ с распределённой избирательностью

УПЧ с одиночными LC-контурами, настроенными на одну частоту. Схема такого каскада УПЧ показана на рис. 6.2.

Рис.6.2. Принципиальная схема одноконтурного каскада УПЧ

Такие УПЧ являются наиболее простыми в настройке и эксплуатации. Они имеют небольшую площадь усиления К0·П и низкий коэффициент прямоугольности kП. Поэтому они используются в основном как широкополосные УПЧ при относительно невысоких требованиях к избирательности.

Принципиальные схемы одноконтурных УПЧ (рис.6.2) отличаются от схем каскадов одноконтурных УРЧ только тем, что конденсаторы переменной ёмкости здесь заменены конденсаторами постоянной ёмкости. Остальные элементы схемы и их назначение такие же, как и в схемах УРЧ. На рис.6.2. показана ёмкостная схема связи колебательного контура со следующим каскадом. Конденсаторы ёмкостного делителя С1С2 одновременно играют роль конденсатора контура.

УПЧ с одиночными попарно расстроенными контурами.

Структурная схема УПЧ с парами расстроенных контуров изображена на рис.6.3.

Рис.6.3. Структурная схема УПЧ с одиночными попарно расстроенными контурами

УПЧ состоит из чётного числа каскадов. В каждой паре каскадов частоты настройки контуров имеют значения: f01 = f0 - Дf и f02 = f0 + Дf. Полосы пропускания обоих контуров одинаковы (П1 = П2 = П), контуры этих каскадов взаимно развязаны усилительными элементами (например, транзисторами).

АЧХ двух попарно расстроенных контуров показана на рис. 6.4.

Рис.6.4. АЧХ двух попарно расстроенных контуров

При контурах с равными эквивалентными резонансными сопротивлениями, идентичных транзисторах и равенстве коэффициентов связи m1 = m2 = m

и n1 = n2 = n (рис.6.4) усиление каскадов на частоте резонанса одинаковое.

В зависимости от расстройки контуров (Дf) относительно средней частоты f0 результирующая форма АЧХ может быть одногорбой (1), уплощённой (2) или с провалом (3).

Рис.6.5. АЧХ УПЧ двух попарно расстроенных контуров

Значение расстройки, при которой АЧХ получается уплощённой, называется критической. При этом АЧХ максимально плоская вблизи частоты f0 и не имеет провала. Использование взаимной расстройки контуров существенно улучшает параметры УПЧ, обеспечивая большой коэффициент усиления при заданной полосе пропускания. Двухкаскадный усилитель даёт возможность получить более прямоугольную АЧХ, чем от двух каскадов с настроенными контурами. Недостатком УПЧ с парами расстроенных контуров является критичность к расстройке отдельных контуров.

УПЧ с парами расстроенных контуров применяются в широкополосных усилителях телевизионных и радиолокационных сигналов, в радиорелейных линиях.

УПЧ с тройкой контуров.

Структурная схема УПЧ с тройкой контуров показана на рис.6.6.

Рис.6.6. Структурная схема УПЧ с тройкой контуров

Такая схема построения УПЧ обеспечивает дальнейшее приближение АЧХ к прямоугольной форме. Контуры УПЧ настроены соответственно на частоты

f01 = f0 - Дf, f02 = f0 + Дf и f03 = f0. Контур в цепи третьего УЭ не расстраивают относительно центральной частоты спектра сигнала.

При контурах с равными эквивалентными резонансными сопротивлениями, идентичных транзисторах и равенстве коэффициентов связи m1 = m2 = m3 = m и n1 = n2 = n3 = n усиление каскадов на резонансной частоте одинаковое. Оптимальный выбор расстройки каскадов позволяет получить плоскую вершину АЧХ без провалов.

УПЧ с двухконтурным полосовым фильтром.

Каскад УПЧ с двухконтурным ПФ позволяет получить те же характеристики, что и УПЧ с одиночными попарно расстроенными контурами, но при меньшем количестве усилительных каскадов. Резонансные фильтры состоят из двух настроенных на одну частоту электрически связанных контуров LК1CК1 и LК2CК2 (рис.6.7):

Рис.6.7. Схема УПЧ на двухконтурном ПФ с индуктивно-ёмкостной

связью

В рассматриваемой схеме контур LК1CК1 подключается к выходному электроду транзистора, а контур LК2CК2 - к входному электроду транзистора следующего каскада, при этом CК1 = CК2 = CК и LК1 = LК2 = LК. В зависимости от величины связи между контурами форма АЧХ может быть одногорбой (при слабой связи), двугорбой (при сильной связи) или уплощённой (при оптимальной связи). В схеме рис.6.7 действует комбинированная электрическая связь: внешняя ёмкостная через конденсатор связи ССВ и трансформаторная через взаимную индуктивность М между катушками LК1 и LК2.

В схеме двухконтурного ПФ, приведенной на рис.6.8, действует внутренняя ёмкостная связь через конденсатор связи С СВ, причём, ССВ >> СК.

Рис.6.8. Схема УПЧ на двухконтурном ПФ с внутренней ёмкостной связью

К достоинствам УПЧ с двухконтурными ПФ следует отнести хорошую прямоугольность АЧХ, меньшую критичность к расстройке контуров, удобство регулирования полосы пропускания. Усилители с двухконтурными ПФ применяют в узкополосных УПЧ, например, в вещательных РПрУ.

6.3 УПЧ с сосредоточенной избирательностью

Особенностью УПЧ с сосредоточенной избирательностью является разграничение функций усиления и избирательности по соседнему каналу. При этом избирательность по соседнему каналу реализуется с помощью разновидностей ФСС, которые могут быть выполнены на LC-контурах или активных RC-фильтрах, с электромеханическими, кварцевыми, пьезокерамическими или цифровыми фильтрами, а также с фильтрами на поверхностных акустических волнах (ПАВ). Выбор того или иного ФСС зависит от конкретных требований, предъявляемых к тракту УПЧ, и частоты, на которой производится усиление.

ФСС включается либо непосредственно после смесителя, либо в одном из первых каскадов усиления. Усиление обеспечивается апериодическими каскадами или каскадами с малой избирательностью. УПЧ с сосредоточенной избирательностью имеет ряд преимуществ перед УПЧ с распределённой избирательностью: они обладают большей устойчивостью к изменению параметров УЭ, большей помехоустойчивостью. Кроме того, использование апериодических каскадов повышает устойчивость УПЧ к самовозбуждению, обеспечивает лучшую стабильность АЧХ и ФЧХ в условиях эксплуатации, позволяет использовать интегральные технологии.

Недостаток УПЧ с ФСС заключается в неполном использовании УЭ, так как широкополосные каскады с избыточной полосой пропускания имеют меньшее усиление и повышенное энергопотребление из-за увеличения числа УЭ.

Фильтры сосредоточенной селекции.

Для обеспечения высокой избирательности в УПЧ применяются сложные колебательные системы - фильтры сосредоточенной селекции (ФСС). Существует довольно большое разнообразие ФСС: на дискретных LC-элементах, электромеханические, кварцевые, пьезокерамические, фильтры на ПАВ.

ФСС на LC- контурах.

Фильтр на LC-контурах представляет собой полосовой фильтр из контуров, включённых последовательно и согласованных на средней частоте между собой, с источником и нагрузкой. Схема УПЧ с ФСС на LC-контурах представлена на рис.6.9:

Рис.6.9. Схема УПЧ с ФСС на LC-контурах

К основным параметрам ФСС относят промежуточную частоту (fПР), полосу пропускания (П), а также ослабление сигнала на границе полосы пропускания (уП) и ослабление соседнего канала (уСК).

Выбор ФСС сводится к нахождению частот среза и числа звеньев, при которых фильтр удовлетворяет предъявленным к нему требованиям. Необходимое число звеньев зависит от полосы пропускания и избирательности, которую должен обеспечить фильтр. Для получения высокой избирательности число звеньев в фильтре должно быть возможно большим. Наиболее употребительны трёх-четырёхзвенные ФСС. Применение большего числа звеньев нецелесообразно из-за большого затухания сигнала в полосе пропускания. Применение двухзвенных фильтров также не рекомендуется, так как не даёт никакого преимущества по сравнению с применением двухконтурных ПФ. Избирательность ФСС также зависит от добротности входящих в них контуров. Чем выше добротность контуров фильтра, тем ближе форма его АЧХ к прямоугольной, тем меньше ослабление полезного сигнала фильтром в полосе пропускания и больше ослабление мешающих сигналов в полосе задерживания. Поэтому собственную добротность контуров фильтра стремятся сделать как можно большей.

Развитие микроэлектроники привело к значительным достижениям в разработке ФСС с использованием механического резонанса и активных фильтров без катушек индуктивности. К ФСС с использованием механического резонанса относятся электромеханические, кварцевые и пьезокерамические фильтры. Достоинствами этих ФСС являются малые размеры и высокая стабильность параметров. Принцип действия этих ФСС состоит в преобразовании электрических колебаний в механические, затем в передаче этих механических колебаний в резонансную систему и в обратном преобразовании колебаний выходного резонатора в электрические. В качестве резонансной системы могут использоваться механические резонаторы, кварцевые и керамические пластины.

Электромеханические фильтры (ЭМФ).

В ЭМФ подлежащие фильтрации электрические колебания подводятся к электромеханическому преобразователю, расположенному на входе фильтра. В нём они преобразуются в механические колебания, которые затем в виде волн распространяются вдоль фильтрующей системы, представляющей собой цепочку связанных резонаторов. Отфильтрованные механические колебания попадают на выходной преобразователь, в котором они снова преобразуются в электрические колебания, поступающие на выход ЭМФ.

Резонаторы ЭМФ имеют добротность Q = 8000 … 15000, обеспечивающую высокую избирательность по частоте. Кроме того, механические резонаторы, выполненные из специального железоникелевого сплава, обладают хорошей временной и температурной стабильностью.

Наиболее эффективно ЭМФ используются в качестве узкополосных фильтров в диапазоне частот от 50 до 500 кГц при полосе пропускания в несколько десятков герц. ЭМФ обладает малым затуханием в полосе пропускания, малой неравномерностью АЧХ в полосе пропускания и крутыми склонами за её пределами. К серьёзным недостаткам ЭМФ следует отнести высокие потери из-за низкой эффективности входного и выходного преобразователей.

ФСС других типов работают на аналогичных принципах прямого преобразования электрических сигналов в механические (или акустические) колебания и обратного преобразования механических (или акустических) колебаний в колебания электрические. Подробная информация об этих ФСС имеется в специальной литературе.

Контрольные вопросы:

Каково назначение УПЧ в супергетеродинном приёмнике? По каким признакам классифицируются УПЧ?

Почему именно в тракте УПЧ производится основное усиление радиосигнала?

Какой вид частотной избирательности обеспечивает тракт УПЧ? Объясните принцип избирательности УПЧ.

Дайте определение полосы пропускания и коэффициента прямоугольности АЧХ УПЧ. Что такое коэффициент прямоугольности АЧХ и как он определяется?

В чём отличие избирательных цепей УРЧ и УПЧ?

Какие избирательные цепи применяются в каскадах УПЧ и почему?

Дайте определение полосового усилителя. На каких элементах строятся современные полосовые усилители?

Каковы преимущества и недостатки УПЧ с одиночными контурами, парами взаимно расстроенных контуров и тройками контуров?

Дайте определение фильтра сосредоточенной селекции. Какие элементы применяются в качестве ФСС? В чём их преимущества?

Глава 7. Детекторы амплитудно-модулированных сигналов

7.1 Общие сведения о детекторах

Детектором называется каскад РПрУ, в котором осуществляется преобразование (детектирование) входного модулированного радиосигнала в напряжение (или ток), меняющееся по закону модуляции. Детектирование (демодуляция) восстанавливает сообщение со спектром на более низких частотах. Если модуляция осуществляется аналоговым сигналом, то напряжение на выходе детектора содержит всю информацию о передаваемом сообщении и может быть подано после необходимого усиления на оконечный аппарат (громкоговоритель, индикаторное устройство, кинескоп и т.п.). При дискретном методе кодирования для извлечения информации импульсное выходное напряжение детектора вначале декодируется, а затем подаётся на оконечный аппарат.

В зависимости от вида модуляции передаваемого сигнала в радиоприёмнике осуществляется амплитудное, частотное или фазовое детектирование. Соответственно этому существуют амплитудные, частотные и фазовые детекторы. Для детектирования импульсно-модулированных радиосигналов используются импульсные детекторы (видеодетекторы), представляющие собой разновидность амплитудных.

7.2 Назначение, классификация и характеристики амплитудных

детекторов

Амплитудные детекторы (АД) предназначены для преобразования радиосигнала, модулированного по амплитуде, в напряжение, изменяющееся по закону амплитудной модуляции, т.е. в напряжение, соответствующее передаваемому сообщению. Они используются не только в радиоприёмниках АМ-радиосигналов, но и в приёмниках с угловой модуляцией в качестве элементов частотных и фазовых детекторов. Кроме того, АД применяются в системах автоматической подстройки частоты гетеродина (АПЧГ) и в системах автоматической регулировки усиления (АРУ).

Амплитудные детекторы могут быть построены двумя способами:

как нелинейные устройства;

как параметрические устройства (устройства с переменными параметрами).

В обоих случаях в состав детектора входит нелинейный элемент (полупроводниковый диод или транзистор). Но в первом случае детектор должен рассматриваться в целом как нелинейное устройство, потому что проводимость входящего в него нелинейного элемента (НЭ) зависит от напряжения на нагрузке. Причём, напряжение на выходе детектора зависит только от величины амплитуды несущей на входе и не зависит от её фазы. Такое построение АД является наиболее простым, и поэтому амплитудные детекторы на НЭ нашли широкое применение в РПрУ.

Параметрический детектор при достаточно малом сигнале может рассматриваться как линейное устройство. В частности, такой вид детектирования применяется в преобразователе частоты, который используется в качестве детектора при равных частотах гетеродина и сигнала. Поэтому такой детектор называется синхронным, а радиоприёмник с таким детектором - синхродином. При синхронном детектировании напряжение на выходе детектора зависит также и от фазы несущей. Поэтому требуется достаточно жёсткая синхронизация фазы изменения нелинейной проводимости и несущего колебания.

7.3 Принцип действия диодного амплитудного детектора

Диодные детекторы применяются наиболее часто в радиоприёмной аппаратуре. Диодный детектор, построенный по схеме рис.7.1, называют последовательным, поскольку диод VD и нагрузка RН включены последовательно. Диодный АД, в котором диод и нагрузка включены параллельно, называют параллельным.

Рис.7.1. Упрощённая схема последовательного диодного АД

Из этой схемы АД видно, что сопротивление нагрузки RН шунтируется конденсатором СН. Назначение этого конденсатора объясняется следующими соображениями. Детектор при нагрузке RН, не шунтированной ёмкостью, является безынерционым элементом по частоте несущей, а его коэффициент передачи мал. Пульсации выходного напряжения с частотой несущей велики. Для увеличения коэффициента передачи и уменьшения пульсаций нагрузку RН шунтируют конденсатором большой ёмкости. Ёмкость шунтирующего конденсатора обычно выбирается больше ёмкости диода не менее чем в 10 раз.

Пусть на вход АД поступает гармоническое напряжение с медленно изменяющейся амплитудой uВХ = UС ·СоsщC t (рис.7.2):

Рис.7.2. Пояснение принципа амплитудного детектирования

При поступлении на анод диода положительной полуволны UВХ диод VD открывается, и конденсатор СН начинает заряжаться по цепи: + (точка «а») > VD > RН > - (точка «б»). Постоянная времени заряда фЗАР конденсатора определяется ёмкостью СН и малым сопротивлением открытого диода. По мере заряда СН выходное напряжение ЕД растёт и стремится закрыть диод. Действительно, согласно рис.7.1, напряжение на диоде UД = UВХ - EД и в момент времени t = t1 (рис.7.2) UВХ становится равным ЕД, при этом UД = 0. Начиная с момента времени t1 (UВХ < EД), диод закрывается, и конденсатор СН начинает разряжаться через резистор RН. Постоянная времени разряда конденсатора фРАЗ = RНСН >> фЗАР, так как обратное сопротивление диода RОБР >> RН. Поэтому разряд конденсатора СН происходит значительно медленнее, чем его заряд. Разряд конденсатора СН продолжается до момента времени t = t2 , при котором напряжение UД становится равным нулю. Начиная с момента времени t2 , диод снова открывается, и конденсатор СН начинает заряжаться. В результате серии зарядов и разрядов на выходе АД создаётся продетектированное напряжение ЕД, имеющее пульсирующую составляющую с частотой несущей. Учитывая, что время фРАЗ в практических схемах во много раз больше периода несущей UВХ, уровень пульсаций выходного напряжения ЕД мал.

В последовательной схеме диодного АД источник сигнала, диод и нагрузка включены последовательно, а развязка высокочастотной и низкочастотной цепей обеспечивается при выполнении условия

1/ 2рfCСН << RН << 1/2рFВСН.

7.4 Схемы амплитудных детекторов

Последовательный диодный АД

На рис.7.3 представлена практическая схема последовательного диодного амплитудного детектора:

Рис.7.3. Принципиальная схема последовательного диодного АД

На вход детектора сигнал подаётся с выхода последнего каскада резонансного усилителя. Диод подключён к выходному контуру автотрансформаторной связью. Разделительный конденсатор СР служит для предотвращения попадания постоянной составляющей U0, выделяющейся на резисторе RН при выпрямлении несущей частоты в процессе детектирования, на вход каскада УНЧ (VT2). Реактивное сопротивление этого конденсатора должно быть мало для составляющих самых низких частот спектра модулирующего сигнала.

Последовательная схема АД используется в тех случаях, когда нет опасности попадания на диод постоянного напряжения с контура LC. В этом случае детектор может быть подключён непосредственно к контуру. Такую схему АД называют схемой с открытым входом.

Параллельный диодный АД

В схеме рис.7.4 контур LC находится под напряжением источника питания коллектора транзистора VT1.

Рис.7.4. Принципиальная схема параллельного диодного АД

В этой схеме диод нельзя подключать непосредственно к контуру, т.е. использовать схему с открытым входом. Для развязки выходной цепи транзистора и диода по постоянному току установлен конденсатор СН. Но для создания цепи постоянной составляющей тока диода приходится применять схему параллельного АД, в которой диод VD и резистор нагрузки RН подключаются к источнику сигнала - контуру LC - параллельно.

В схеме параллельного детектора высокочастотное напряжение оказывается приложенным не только к диоду VD, но и к нагрузке RН. В результате высокочастотное напряжение оказывается целиком на выходе. Шунтирование резистора нагрузки конденсатором, подобно тому, как это сделано в схеме последовательного АД, недопустимо, так как одновременно по высокой частоте будет закорочен и сам диод. Для ослабления напряжения высокой частоты на выходе параллельного АД устанавливается одно или несколько звеньев ФНЧ (RФСФ). Однако при этом уменьшается и низкочастотное детектированное напряжение за счёт потери его на резисторе фильтра RФ. Принцип работы параллельного детектора таков же, как и последовательного.

Транзисторные АД

Транзисторные АД подразделяются на коллекторные, базовые и эмиттерные (для БТ) или стоковые, истоковые и затворные (для ПТ). Для БТ чаще всего используются схемы с ОЭ, что позволяет получить помимо детектирования и наибольшее усиление сигнала. Поэтому на практике обычно используется коллекторный детектор (КД), в котором детектирование происходит из-за нелинейности проходной характеристики IK = f(UБЭ). Схема КД приведена на рис.7.5.

Рис.7.5. Схема коллекторного детектора

Делитель напряжения R1R2 определяет смещение на базе транзистора, конденсатор CБЛ - блокировочный, RНCН - нагрузка детектора.

Работа КД поясняется с помощью графиков рис.7.6.

Рис.7.6. Графики, поясняющие работу КД

Пунктиром на этом графике показана реальная проходная характеристика

IК = f(UБЭ), для упрощения используется её линейно-ломаная аппроксимация. Рабочая точка, которая обеспечивается подачей начального смещения ЕСМ, выбирается на наиболее криволинейном участке проходной характеристики. При этом детектирование происходит с углом отсечки И ? 90°.

АД на операционных усилителях

Максимальный уровень продетектированного ЕД max сигнала не должен превышать значения, при котором перегружаются последетекторные каскады. Динамический диапазон детектора определяется соотношением

Д = ЕДmax / ЕДmin. Для его расширения при фиксированном значении ЕДmax необходимо уменьшать ЕДmin. Этого можно достичь в АД, построенном по схеме рис.7.7 на операционном усилителе с ООС и коэффициентом усиления К >> 1.

Рис.7.7. Схема амплитудного детектора на ОУ

Часть продетектированного напряжения подаётся на инвертирующий вход. Расчёты показывают, что в таком детекторе ЕДmin уменьшается примерно в К раз, что соответствует расширению динамического диапазона на

...