Размещено на http://www.allbest.ru/

Федеральное государственное образовательное учреждение

ГОСУДАРСТВЕННАЯ МОРСКАЯ АКАДЕМИЯ

имени адмирала С.О. Макарова

Электромеханический факультет

Кафедра _ЭДАС__

ПОЯСНИТЕЛЬНАЯ ЗАПИСКА

К дипломному проекту

Дипломник

Руководитель Соловский Л. О.

Консультанты:

по технико-экономическому обоснованию _____________________

по охране труда и технике безопасности _______________________

Санкт-Петербург

2012 г.

Аннотация

В настоящем дипломном проекте приведена теория частотного регулирования привода.

Произведено сравнение скалярного и векторного способа управления электродвигателем с применением преобразователя частоты.

Рассчитаны главные параметры асинхронного двигателя для проведения анализа скалярного и векторного управления моментом. Обоснован выбор системы управления на основе преобразователя частоты ACS 2000 с рекуперативным блоком питания и приводным блоком.

Так же в данной работе освещены вопросы безопасности жизнедеятельности, и дано технико-экономическое обоснование модернизации.

электропривод низковольтный преобразователь транзистор

Содержание

Введение

Глава 1. Расчет модернизированного электропривода

1.1 Теория частотного управления электроприводом

1.1.1 Преобразователи частоты

1.1.2 Структура и принцип работы низковольтного преобразователя частоты на IGBT транзисторах

1.2 3аконы и алгоритмы управления реализуемые в электроприводе с преобразователем частоты ACS 2000

1.2.1 Режим частотного «скалярного» управления

1.2.2 Режим разрывного управления DTC

1.3 Режимы работы, реализуемые в электроприводе с преобразователем частоты ACS 2000

Введение

За прошедшие годы асинхронные двигатели нашли очень широкое применение в различных отраслях промышленности и на транспорте. Это основной «потребитель» электрической энергии на судне. В последние два десятилетия регулируемый асинхронный электропривод претерпел столь существенные изменения в своем развитии, что полностью вытеснил из многих областей синхронный привод и привод постоянного тока. Это связано, прежде всего, с достижениями в области силовой электроники и микропроцессорной техники, на основе которых были разработаны преобразователи частоты, обеспечивающие управление асинхронными короткозамкнутыми двигателями с энергетическими и динамическими показателями, соизмеримыми или превосходящими показатели других приводов.

Высокая скорость обработки информации современными процессорами дала толчок развитию старых и разработке новых алгоритмов управления системой «преобразователь-двигатель».

Сегодня частотное управление является для асинхронного привода своего рода техническим стандартом. В то же время практически вышли из употребления и не используются в современных разработках такие способы управления и устройства как управление напряжением, управление введением добавочных сопротивлений в цепи статора и ротора, управление изменением числа пар полюсов и др. Практически во всех современных системах управления информация об электромагнитных процессах в двигателе представлена в векторной форме.

Современные системы векторного управления прошли долгий путь развития и в настоящее время являются наиболее распространенными среди систем электропривода переменного тока. Они позволяют просто и эффективно управлять такими сложными объектами как асинхронный двигатель с короткозамкнутым ротором (АД), что в свою очередь, позволяет существенно расширить область его применения, почти полностью вытесняя из автоматизированных управляемых приводов двигатели постоянного тока. Это связано в первую очередь с развитием силовой электроники, позволяющей создавать надежные и относительно дешевые преобразователи, а также с развитием быстродействующей микроэлектроники, способной реализовать алгоритмы управления практически любой сложности. Поэтому высококачественный асинхронный векторный электропривод (АВП) в настоящее время является по существу техническим стандартом.

Первым этапом процесса развития АВП была разработка универсальной векторно-матричной математической модели, получившей название обобщенной электрической машины, которая началась в конце 20-х годов и завершилась в конце 40-х годов ХХ века. Эта модель позволяет описывать электромагнитные процессы в идеализированной электрической машине с помощью аппарата линейной алгебры. Практическое использование модели было отложено на несколько десятилетий, т.к. при ручных расчетах она не давала каких-либо преимуществ, но требовала существенных вычислительных затрат, теоретически же ее успешно использовали для анализа переходных процессов в электрических машинах.

В 1971 году F. Blaschke предложил принцип построения системы управления асинхронным двигателем, в котором использовалась векторная модель АД с ориентацией системы координат по потокосцеплению ротора. Сущность предложенного метода, получившего впоследствии название векторного, заключалась в использовании в системе управления передаточных функций обратных по отношению к передаточным функциям векторной модели АД, что позволяло получить в качестве независимых входных переменных системы величины, входящие в уравнение электромагнитного момента. Поэтому этот принцип называется также прямым управлением моментом. Кроме того, для упрощения задачи в векторной модели АД использовалась система координат, ориентированная по одному из векторов, входящих в уравнение электромагнитного момента, что существенно упрощало передаточные функции системы и позволяло определить момент двумя независимыми переменными аналогично тому, как это делается в двигателях постоянного тока.

За три прошедшие десятилетия были разработаны десятки вариантов исходных моделей АВП, реализованы сотни устройств на разной элементной базе, опубликованы тысячи статей и монографий, но принцип и первая модель, предложенная F. Blaschke, по-прежнему доминируют в технических реализациях.

Глава 1. Расчет модернизированного электропривода

1.1 Теория частотного управления электроприводом

Электропривод включает в себя электрический двигатель, преобразователь электрической энергии (преобразователь частоты) и систему управления. В промышленности и быту применяются двигатели переменного и постоянного тока. Исторически сложилось, что для регулирования скорости вращения чаще использовали двигатели постоянного тока. Преобразователь в данном случае регулировал только напряжение, был прост и дешев. Однако двигатели постоянного тока имеют сложную конструкцию, критичный в эксплуатации щеточный аппарат и сравнительно дорогие. Асинхронные двигатели широко распространены, надежны, имеют относительно невысокую стоимость, хорошие эксплуатационные качества, но регуляторы скорости их вращения из-за сложности систем электронного регулирования частоты питающего напряжения стоили до начала 80-х годов дорого и не обладали качествами, необходимыми для широкого внедрения в индустрию. Благодаря бурному развитию электроники и появлению недорогих преобразователей частоты стало возможным регулирование скорости вращения асинхронных двигателей в широких масштабах. Быстрый рост рынка преобразователей частоты для асинхронных двигателей не в последнюю очередь стал возможен в связи с появлением новой элементной базы -- силовых модулей на базе IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor -- биполярный транзистор с изолированным затвором), рассчитанных на токи до нескольких килоампер, напряжение до нескольких киловольт и имеющих частоту коммутации 30 кГц и выше.

О способах управления

Для изменения скорости вращения асинхронного электродвигателя наиболее широко используются устройства, позволяющие менять частоту подводимого напряжения -- полупроводниковые преобразователи частоты. В простейшем случае частотного регулирования управление скоростью вращения осуществляется путем изменения частоты и амплитуды напряжения трехфазного источника питания. Как известно, регулирование скорости асинхронного двигателя изменением частоты подводимого к статору напряжения возможно как в сторону снижения скорости, так и в сторону увеличения скорости выше номинальной. При регулировании частоты вниз от номинальной можно выбрать такой закон частотного управления (соотношение между частотой и амплитудой питающего напряжения, подводимого к статору асинхронного двигателя), что магнитный поток машины будет поддерживаться неизменным. В этом случае максимальный момент двигателя сохраняется неизменным, и таким образом обеспечивается постоянство перегрузочной способности во всем диапазоне регулирования при неизменном моменте нагрузки. При регулировании частоты вверх от номинальной, что возможно у преобразователей частоты с промежуточным контуром постоянного тока, имеет место режим снижения магнитного потока двигателя, поскольку амплитуда напряжения остается неизменной на уровне ее номинального значения.

Частота вращения ротора синхронного и асинхронного двигателей зависит от частоты напряжения питания.

На этой зависимости и основан метод частотного регулирования.

Изменяя с помощью преобразователя частоту на входе двигателя, мы регулируем частоту вращения ротора.

В наиболее распространенном частотно регулируемом приводе на основе асинхронных двигателей с короткозамкнутым ротором применяются скалярное и векторное частотное управление.

Векторное управление позволяет существенно увеличить диапазон управления, точность регулирования, повысить быстродействие электропривода. Этот метод обеспечивает непосредственное управление вращающим моментом двигателя.

Вращающий момент определяется током статора, который создает возбуждающее магнитное поле. При непосредственном управлении моментом необходимо изменять кроме амплитуды и фазу статорного тока, то есть вектор тока. Этим и обусловлен термин «векторное управление».

Для управления вектором тока, а, следовательно, положением магнитного потока статора относительно вращающегося ротора требуется знать точное положение ротора в любой момент времени. Задача решается либо с помощью выносного датчика положения ротора, либо определением положения ротора путем вычислений по другим параметрам двигателя. В качестве этих параметров используются токи и напряжения статорных обмоток.

Менее дорогим является частотно регулируемый электропривод с векторным управлением без датчика обратной связи скорости, однако векторное управление при этом требует большого объема и высокой скорости вычислений от преобразователя частоты.

Кроме того, для непосредственного управления моментом при малых, близких к нулевым скоростям вращения работа частотно регулируемого электропривода без обратной связи по скорости невозможна.

Векторное управление с датчиком обратной связи скорости обеспечивает диапазон регулирования до 1:1000 и выше, точность регулирования по скорости - сотые доли процента, точность по моменту -- единицы процентов.

При скалярном управлении по определенному закону изменяют амплитуду и частоту приложенного к двигателю напряжения. Изменение частоты питающего напряжения приводит к отклонению от расчетных значений максимального и пускового моментов двигателя, к.п.д., коэффициента мощности. Поэтому для поддержания требуемых рабочих характеристик двигателя необходимо с изменением частоты одновременно соответственно изменять и амплитуду напряжения.

В существующих преобразователях частоты при скалярном управлении чаще всего поддерживается постоянным отношение максимального момента двигателя к моменту сопротивления на валу. То есть при изменении частоты амплитуда напряжения изменяется таким образом, что отношение максимального момента двигателя к текущему моменту нагрузки остается неизменным. Это отношение называется перегрузочная способность двигателя.

При постоянстве перегрузочной способности номинальные коэффициент мощности и к.п.д. двигателя на всем диапазоне регулирования частоты вращения практически не изменяются.

Максимальный момент, развиваемый двигателем, определяется следующей зависимостью

Рис. 2. Зависимость напряжения питания от частоты при постоянном моменте нагрузки.

где к - постоянный коэффициент.

Поэтому зависимость напряжения питания от частоты определяется характером нагрузки на валу электрического двигателя.

Для постоянного момента нагрузки поддерживается отношение U/f = const, и, по сути, обеспечивается постоянство максимального момента двигателя. Характер зависимости напряжения питания от частоты для случая с постоянным моментом нагрузки изображен на рис. 2. Угол наклона прямой на графике зависит от величин момента сопротивления и максимального крутящего момента двигателя.

Вместе с тем на малых частотах, начиная с некоторого значения частоты, максимальный момент двигателя начинает падать. Для компенсации этого и для увеличения пускового момента используется повышение уровня напряжения питания.

Рис. 3. Зависимость напряжения питания от частоты при вентиляторной нагрузке.

В случае вентиляторной нагрузки реализуется зависимость U/f2 = const. Характер зависимости напряжения питания от частоты для этого случая показан на рис.З. При регулировании в области малых частот максимальный момент также уменьшается, но для данного типа нагрузки это некритично.

Используя зависимость максимального крутящего момента от напряжения и частоты, можно построить график U от f для любого типа нагрузки.

Важным достоинством скалярного метода является возможность одновременного управления группой электродвигателей.

Скалярное управление достаточно для большинства практических случаев применения частотно регулируемого электропривода с диапазоном регулирования частоты вращения двигателя до 1:40.

1.1.1 Преобразователи частоты

Преобразователь частоты -- это устройство, предназначенное для преобразования переменного тока (напряжения) одной частоты в переменный ток (напряжение) другой частоты.

Выходная частота в современных преобразователях может изменяться в широком диапазоне и быть как выше, так и ниже частоты питающей сети.

Схема любого преобразователя частоты состоит из силовой и управляющей частей. Силовая часть преобразователей обычно выполнена на тиристорах или транзисторах, которые работают в режиме электронных ключей. Управляющая часть выполняется на цифровых микропроцессорах и обеспечивает управление силовыми электронными ключами, а также решение большого количества вспомогательных задач (контроль, диагностика, защита).

Преобразователи частоты, применяемые в регулируемом электроприводе, в зависимости от структуры и принципа работы силовой части разделяются на два класса:

1. Преобразователи частоты с явно выраженным промежуточным звеном постоянного тока.

2. Преобразователи частоты с непосредственной связью (без промежуточного звена постоянного тока).

Каждый из существующих классов преобразователей имеет свои достоинства и недостатки, которые определяют область рационального применения каждого из них.



Рис. 4. Преобразователь с непосредственной связью.

Исторически первыми появились преобразователи с непосредственной связью (рис. 4.), в которых силовая часть представляет собой управляемый выпрямитель и выполнена на не запираемых тиристорах. Система управления поочередно отпирает группы тиристотров и подключает статорные обмотки двигателя к питающей сети.

Рис. 5. Пример формирования выходного напряжения для одной из фаз нагрузки.

Таким образом, выходное напряжение преобразователя формируется из «вырезанных» участков синусоид входного напряжения. На рис.5. показан пример формирования выходного напряжения для одной из фаз нагрузки. На входе преобразователя действует трехфазное синусоидальное напряжение иа, ив, ис. Выходное напряжение ивых имеет несинусоидальную «пилообразную» форму, которую условно можно аппроксимировать синусоидой (утолщенная линия). Из рисунка видно, что частота выходного напряжения не может быть равна или выше частоты питающей сети. Она находится в диапазоне от 0 до 30 Гц. Как следствие малый диапазон управления частоты вращения двигателя (не более 1 : 10). Это ограничение не позволяет применять такие преобразователи в современных частотно регулируемых приводах с широким диапазоном регулирования технологических параметров.

Использование не запираемых тиристоров требует относительно сложных систем управления, которые увеличивают стоимость преобразователя. «Резаная» синусоида на выходе преобразователя является источником высших гармоник, которые вызывают дополнительные потери в электрическом двигателе, перегрев электрической машины, снижение момента, очень сильные помехи в питающей сети. Применение компенсирующих устройств приводит к повышению стоимости, массы, габаритов, понижению к.п.д. системы в целом.

Наряду с перечисленными недостатками преобразователей с непосредственной связью, они имеют определенные достоинства. К ним относятся:

практически самый высокий КПД относительно других преобразователей (98,5% и выше),

способность работать с большими напряжениями и токами, что делает возможным их использование в мощных высоковольтных приводах,

относительная дешевизна, несмотря на увеличение абсолютной стоимости за счет схем управления и дополнительного оборудования. Подобные схемы преобразователей используются в старых приводах и новые конструкции их практически не разрабатываются.

Рис.6. Преобразователь с явно выраженным звеном постоянного тока.

Наиболее широкое применение в современных частотно регулируемых приводах находят преобразователи с явно выраженным звеном постоянного тока (рис. 6 ).

В преобразователях этого класса используется двойное преобразование электрической энергии: входное синусоидальное напряжение с постоянной амплитудой и частотой выпрямляется в выпрямителе (В), фильтруется фильтром (Ф), сглаживается, а затем вновь преобразуется инвертором (И) в переменное напряжение изменяемой частоты и амплитуды. Двойное преобразование энергии приводит к снижению к.п.д. и к некоторому ухудшению массогабаритных показателей по отношению к преобразователям с непосредственной связью.

Для формирования синусоидального переменного напряжения используются автономные инверторы напряжения и автономные инверторы тока.

В качестве электронных ключей в инверторах применяются запираемые тиристоры GTO и их усовершенствованные модификации GCT, IGCT, SGCT, и биполярные транзисторы с изолированным затвором IGBT.

Главным достоинством тиристорных преобразователей частоты, как и в схеме с непосредственной связью, является способность работать с большими токами и напряжениями, выдерживая при этом продолжительную нагрузку и импульсные воздействия.

Они имеют более высокий КПД (до 98%) по отношению к преобразователям на IGBT транзисторах (95 - 98%).

Преобразователи частоты на тиристорах в настоящее время занимают доминирующее положение в высоковольтном приводе в диапазоне мощностей от сотен киловатт и до десятков мегаватт с выходным напряжением 3 - 10 кВ и выше. Однако их цена на один кВт выходной мощности самая большая в классе высоковольтных преобразователей.

До недавнего прошлого преобразователи частоты на GTO составляли основную долю и в низковольтном частотно регулируемом приводе. Но с появлением IGBT транзисторов произошел «естественный отбор» и сегодня преобразователи на их базе общепризнанные лидеры в области низковольтного частотно регулируемого привода.

Тиристор является полууправляемым приборам: для его включения достаточно подать короткий импульс на управляющий вывод, но для выключения необходимо либо приложить к нему обратное напряжение, либо снизить коммутируемый ток до нуля. Для этого в тиристорном преобразователе частоты требуется сложная и громоздкая система управления.

Биполярные транзисторы с изолированным затвором IGBT отличают от тиристоров полная управляемость, простая неэнергоемкая система управления, самая высокая рабочая частота

Вследствие этого преобразователи частоты на IGBT позволяют расширить диапазон управления скорости вращения двигателя, повысить быстродействие привода в целом.

Для асинхронного электропривода с векторным управлением преобразователи на IGBT позволяют работать на низких скоростях без датчика обратной связи. Применение IGBT с более высокой частотой переключения в совокупности с микропроцессорной системой управления в преобразователях частоты снижает уровень высших гармоник, характерных для тиристорных преобразователей. Как следствие меньшие добавочные потери в обмотках и магнитопроводе электродвигателя, уменьшение нагрева электрической машины, снижение пульсаций момента и исключение так называемого «шагания» ротора в области малых частот. Снижаются потери в трансформаторах, конденсаторных батареях, увеличивается их срок службы и изоляции проводов, уменьшаются количество ложных срабатываний устройств защиты и погрешности индукционных измерительных приборов. Преобразователи на транзисторах IGBT по сравнению с тиристорными преобразователями при одинаковой выходной мощности отличаются меньшими габаритами, массой, повышенной надежностью в силу модульного исполнения электронных ключей, лучшего теплоотвода с поверхности модуля и меньшего количества конструктивных элементов.

Они позволяют реализовать более полную защиту от бросков тока и от перенапряжения, что существенно снижает вероятность отказов и повреждений электропривода.

На настоящий момент низковольтные преобразователи на IGBT имеют более высокую цену на единицу выходной мощности, вследствие относительной

сложности производства транзисторных модулей. Однако по соотношению цена/качество, исходя из перечисленных достоинств, они явно выигрывают у тиристорных преобразователей, кроме того, на протяжении последних лет наблюдается неуклонное снижение цен на IGBT модули.

Главным препятствием на пути их использования в высоковольтном приводе с прямым преобразованием частоты и при мощностях выше 1 - 2 МВт на настоящий момент являются технологические ограничения. Увеличение коммутируемого напряжения и рабочего тока приводит к увеличению размеров транзисторного модуля, а также требует более эффективного отвода тепла от кремниевого кристалла.

Новые технологии производства биполярных транзисторов направлены на преодоление этих ограничений, и перспективность применения IGBT очень высока также и в высоковольтном приводе. В настоящее время IGBT транзисторы применяются в высоковольтных преобразователях в виде последовательно соединенных нескольких единичных модулей.

1.1.2 Структура и принцип работы низковольтного преобразователя частоты на IGBT транзисторах

Типовая схема низковольтного преобразователя частоты представлена на рис. 7. В нижней части рисунка изображены графики напряжений и токов на выходе каждого элемента преобразователя.

Переменное напряжение питающей сети (Uвх.) с постоянной амплитудой и частотой (Uвx = const, fвх = const) поступает на управляемый или неуправляемый выпрямитель (1).

Для сглаживания пульсаций выпрямленного напряжения (Uвыпр.) используется фильтр (2). Выпрямитель и емкостный фильтр (2) образуют звено постоянного тока.

С выхода фильтра постоянное напряжение Ud поступает на вход автономного импульсного инвертора (3).

Автономный инвертор современных низковольтных преобразователей, как было отмечено, выполняется на основе силовых биполярных транзисторов с изолированным затвором IGBT. На рассматриваемом рисунке изображена схема преобразователя частоты с автономным инвертором напряжения как получившая наибольшее распространение.



Рис. 7. Типовая схема низковольтного преобразователя частоты.

В инверторе осуществляется преобразование постоянного напряжения Ud в трехфазное (или однофазное) импульсное напряжение ни изменяемой амплитуды и частоты. По сигналам системы управления каждая обмотка электрического двигателя подсоединяется через соответствующие силовые транзисторы инвертора к положительному и отрицательному полюсам звена постоянного тока. Длительность подключения каждой обмотки в пределах периода следования импульсов модулируется по синусоидальному закону. Наибольшая ширина импульсов обеспечивается в середине полупериода, а к началу и концу полупериода уменьшается. Таким образом, система управления обеспечивает широтно-импульсную модуляцию (ШИМ) напряжения, прикладываемого к обмоткам двигателя. Амплитуда и частота напряжения определяются параметрами модулирующей синусоидальной функции.

При высокой несущей частоте ШИМ (2 ... 15 кГц) обмотки двигателя вследствие их высокой индуктивности работают как фильтр. Поэтому в них протекают практически синусоидальные токи.

В схемах преобразователей с управляемым выпрямителем (1) изменение амплитуды напряжения Uи может достигаться регулированием величины постоянного напряжения Ud, а изменение частоты - режимом работы инвертора.

При необходимости на выходе автономного инвертора устанавливается фильтр (4) для сглаживания пульсаций тока. (В схемах преобразователей на IGBT в силу низкого уровня высших гармоник в выходном напряжении потребность в фильтре практически отсутствует.)

Таким образом, на выходе преобразователя частоты формируется трехфазное (или однофазное) переменное напряжение изменяемой частоты и амплитуды (Uвых = var, fвых = var).

1.2 3аконы и алгоритмы управления реализуемые в электроприводе с преобразователем частоты ACS 2000

2.2.1 Особое место в САУ на основе векторного способа управления АД занимают с прямым управлением момента, которые в настоящее время вызывают интерес у разработчиков и исследователей во многих странах мира. Такие системы получили название (DIRECT TORQUE CONTROL (DTC)). Наибольшее распространение на нашем рынке получили комплектные электроприводы типа ACS 600, ACS 800 и ACS 1000, ACS 2000, выпущенных фирмой АВВ. Эти электроприводы отрабатывают стопроцентный скачок задания момента за 1-2 мс, обеспечивают точное регулирование момента при низких частотах, включая и нулевую скорость,

обеспечивают точность поддержания угловой скорости на уровне 10% скольжения АД без использования датчика частоты вращения и 0,01 %-с использованием датчика.

Системы DTC имеют ряд характерных признаков, которые резко отличают их от других систем на основе векторного управления:

-наличие в системе релейных гистерезисных регуляторов магнитного потока статора и электромагнитного момента АД;

-наличие в системе электронной модели двигателя для вычисления управляемых координат (потокосцепления статора двигателя, электромагнитного момента двигателя, а также частоты вращения ротора двигателя для бездатчиковых систем)

-наличие табличного (матричного) вычислителя относительного вектора напряжения двигателя;

-отсутствие в явной выраженной форме регуляторов статора двигателя; -наличие идентификатора фазового сектора, в котором в текущий момент времени находится вектор потокосцепления статора двигателя;

-отсутствие программной широтно-импульсной модуляции выходного напряжения преобразователя частоты.

В электроприводе с преобразователями частоты ACS 2000 имеется возможность смены законов управления в зависимости от решаемой задачи. Реализуются законы частотного и разрывного управления режимами АД. Основным отличием систем DTC-управления является то, что в системе DTC каждое переключение силового транзисторного ключа инвертора определяется релейным регулятором с зоной нечувствительности, исходя из текущих значений магнитного потока и вращающего момента.

Основные свойства систем автоматического управления (САУ), оптимизируемых с использованием методов DTC-управления:

- Системы со скользящими режимами являются реализацией глубокой обратной связи по регулируемым координатам.

- Порядок уравнения движения в скользящем режиме понижается.

- САУ со скользящим режимом груба к неточности информации о постоянных времени и коэффициентах усиления, а также к возмущениям.

Использование методов разрывного управления со скользящим режимом для построения идентификаторов состояния предопределяет такие их свойства, как высокая точность, быстродействие и инвариантность к изменениям параметров объекта и возмущениям.

Система управления электроприводом, синтезированная с применением методов, учитывающих нелинейный характер объекта управления и разрывный характер процессов в силовом преобразователе, обеспечивает:

-упрощение алгоритма синтеза из-за отсутствия необходимости организации сигналов,компенсирующих внутренние перекрестные обратные связи объекта;

-инвариантность к внешним и параметрическим возмущениям, благодаря чему просто решаются проблемы идентификации постоянной времени ротора и точности углового положения опорного вектора ;

-слияние задач организации САУ частотно-управляемым электродвигателем и ШИМ- управлением автономным инвертором.

На рис.8 приведена блок-схема преобразователя с реализацией DTC - управления.

Задание частоты вращения ротора подается на вход задатчика интенсивности, который обеспечивает постоянство ускорения при разгоне. Как и в классической системе векторного управления при синтезе контура регулирования скорости на выходе регулятора скорости целесообразна установка апериодического фильтра первого порядка. В зависимости от требований к статической ошибке в установившемся режиме в контуре скорости без существенной погрешности вместо П И Д -регулятора скорости может быть использован П И - регулятор. В регуляторе скорости сравнивается заданное значение частоты вращения ротора с текущим расчетным значением и формируется задание на электромагнитный момент. На выходе регулятора скорости устанавливается звено ограничения величины электромагнитного момента.

В релейных регуляторах момента и потокосцепления сравниваются заданные значения регулируемых величин с их значениями, оцененными с помощью наблюдателя, и формируются сигналы для блока выбора вектора напряжения, который и управляет ключами инвертора. Управление ключами ведется с учетом текущего угла потока статора . Для достижения желаемого значения частоты коммутации ключей характеристики релейных регуляторов потокосцепления и момента должны содержать гистерезисный допуск, регулируемый в зависимости от текущей частоты вращения магнитного поля.

Наиболее важной частью системы DTC- управления является адаптивный наблюдатель регулируемых координат, а именно, момента, потокосцепления и частоты вращения. Эти координаты могут быть получены на основании информации о текущих значениях тока и напряжения статора, причем напряжение статора определяется в блоке вычисления напряжения на основании информации о напряжении звена постоянного тока преобразователя частоты и текущем номере вектора напряжения N₄. Оценки указанных величин моту г быть выполнены на основании следующих уравнений :

Частота вращения ротора вычисляется на основании вычисления частоты вращения магнитного поля, которая равна угловой частоте вращения вектора потокосцепления ротора. Для выполнения такого вычисления необходимо дифференцировать угол поворота вектора потокосцепления ротора. Контур регулирования скорости при этом работает с периодом дискретности существенно, в десятки раз, превышающим период дискретности контуров регулирования потокосцепления и электромагнитного момента двигателя. Для повышения точности оценки разработан алгоритм линейной аппроксимации значений угла потокосцепления ротора, накопленных за шаг вычислений в контуре регулирования скорости. Алгоритм основан на выделении линейной составляющей путем минимизации среднеквадратичной ошибки. Это позволяет снизить требования к фильтрации сигнала скорости без внесения в систему дополнительного запаздывания, чем достигается повышение быстродействия системы в целом.

Из-за использования операции интегрирования при вычислении потокосцепления статора система весьма чувствительна к значению активного сопротивления статора R_s, так как операция интегрирования приводит к накапливающейся ошибке. Неточность оценки активного сопротивления ротора R_r в данной системе, напротив, не оказывает существенного влияния на работу контуров регулирования потокосцепления и электромагнитного момента, однако влияет на точность вычисления скорости. Чувствительность системы к значениям индуктивностей двигателя невелика.

Наиболее важной задачей для системы DTC - управления является оценка потокосцепления статора двигателя. Именно ее точность определяет как работоспособность системы, так и качество регулирования. Как показано в , наблюдатель потокосцепления, построенный по приведенной выше схеме, в большинстве случаев неработоспособен. Для обеспечения работоспособности системы необходимо использовать алгоритмы адаптации, так как при рассогласовании оценки активного сопротивления статора R_s и его действующего значения система теряет устойчивость вследствие накопления ошибки. Для исходной оценки параметров асинхронного двигателя в предложено использовать режим предварительной идентификации, в ходе которого определяются активные сопротивления и индуктивности обмоток двигателя. Метод основан на подключении обмоток к источнику постоянного тока и не требует отключения двигателя от механизма.

Основные элементы схемы:

1 .Блок регуляторов и компараторов момента и потока, реализованный на быстродействующих DSP-микропроцессорах, где осуществляется

регулирование в скользящем режиме вектора потокосцепления статора и момента М двигателя по значениям вводимых в него заданных и действительных величин.

Рис. 8. Блок-схема преобразователя частоты с реализацией алгоритма DTC.

2. Модель асинхронного двигателя, в которой через каждые 25 мкс осуществляется вычисление потока статора и момента по введенной информации: токам двух фаз статора электродвигателя, напряжению цепи постоянного тока и положению ключей автономного инвертора напряжения (АНН). Модель двигателя формирует сигналы обратных связей по регулируемым параметрам.

3. Блок логических переключений - быстродействующий логический автомат, переключающий ключи автономного инвертора в функции «оптимизации» вектора выходного напряжения АНН по предельным отклонениям момента и потока статора, определяемым соответствующими настройками петли гистерезиса, Таким образом, организация ШИМ- управления осуществляется в функции заданных переменных электромагнитного состояния электродвигателя.

1.2.1 Режим частотного «скалярного» управления

В электроприводе с преобразователями частоты ACS 2000, режим скалярного управления используется в тех случаях, когда применение режима DTC -управления нецелесообразно. В скалярном режиме управления невозможно получить такую же высокую точность управления, как в режиме DTC -управления. Принцип реализации скалярного способа управления

определяется тем, что скорость вращения магнитного поля статора

пропорциональна частоте источника питания f . При частотном управлении значение электромагнитного момента зависит от частоты и напряжения переменного тока, прикладываемого к статору АД и обеспечивающим соответствие характеристик двигателя и статической нагрузки. В общем случае закон частотного управления определяется зависимостью:

где параметры относительного напряжения:

параметр относительной частоты:

параметр относительного скольжения:

представляющий собой отношение абсолютного скольжения к синхронной угловой скорости при . Параметр связан с величиной скольжения S соотношением:

Следует отметить, что только при непрерывном управлении напряжением в функции всех трех указанных параметров может быть обеспечено оптимальное по определенному критерию управление частотнорегулируемым электродвигателем. Однако реализация такого управления является сложной технической задачей. Поэтому на практике управление осуществляется по более простым законам:

а)управление напряжением в функции частоты по заданной зависимости



б)непрерывное управление напряжением в функции частоты и параметра скольжения:

сюда относятся:

- управление с компенсацией падения напряжения на активном сопротивлении статора;

- управление с поддержанием постоянства потока;

в) оптимальное управление по минимуму потерь, тока или других параметров АД.

Реализация законов оптимального управления наиболее сложна. Поэтому обычно регулирование осуществляется по законам а) и б) с дополнительным регулированием напряжения в функции нагрузки пропорционально

Основной целью введения коэффициента является устранение избыточного потока двигателя при уменьшении нагрузки. К группе а) законов управления относится закон :

Который получил название основного закона частотного управления.

Управление по законам

 обеспечивает постоянство

частоты тока ротора во всём диапазоне регулирования.

Основным недостатком регулирования по законам является отрицательное влияние активного сопротивления статора на характеристики двигателя при понижении частоты. С уменьшением частоты максимальный момент двигателя резко снижается, вследствие чего уменьшается жесткость механических характеристик. Это приводит к потере устойчивости работы двигателя на малых частотах.

Частотное управление по принципу непрерывной компенсации падения напряжения на сопротивлениях статора позволяет сохранить форму механических характеристик двигателя на пониженных частотах благодаря исключению зависимости потока от нагрузки. При этом можно обеспечить как компенсацию падения напряжения на активном сопротивлении, так и полную компенсацию падения напряжения на сопротивлении статора, Т.е. управление с постоянным потоком.

1.2.2 Режим разрывного управления DTC

Для начала необходимо, определить те функциональные блоки, структурные схемы которых обеспечивают режим разрывного управления. Разделение системы на отдельные подсистемы целесообразно проводить в соответствии с приведенной на рис. функциональной схемой. В этом случае система DTC включает в себя:

- блок регуляторов системы DTC;

- блок формирования строк таблицы переключений;

- блок определения фазового сектора;

- блок, реализующий таблицу переключений;

- блок формирования фазных напряжений;

- блок вычисления ненаблюдаемых координат электропривода.

Для блока регуляторов системы DTC входными воздействиями являются

управляющий сигнал , пропорциональный заданной частоте вращения . Опорный сигнал , пропорциональный заданному значению модуля

потокосцепления статора двигателя , а также сигналы обратных связей по фактическим значениям контролируемых переменных: по модулю потокосцепления статора , по электромагнитному моменту и по

частоте вращения двигателя . Выходные сигналы этой подсистемы- коммутационные функции релейных регуляторов потокосцепления статора и электромагнитного момента двигателя и ,которые являются входными воздействиями для следующей подсистемы блока формирования строк таблицы переключений. Выходными сигналами этой подсистемы являются номера строк таблицы SI- S8, количество которых определяется выбранной конфигурацией релейных регуляторов и принятой таблицей

переключений. Минимальное количество строк таблицы 4,максимальное 8. Поэтому на рис.9 связи S5 - S8 показаны пунктиром.

Следующей подсистемой является блок определения фазового сектора. Входными воздействиями для этой подсистемы являются составляющие

потокосцепления статора в неподвижной системе координат и . В ряде случаев удобнее использовать в качестве входных сигналов для этой подсистемы, не составляющие вектора потокосцепления статора, а

тригонометрические функции угла . Выходными сигналами этой подсистемы являются номера столбцов таблицы переключений N1-N6. Выходные сигналы формирователя строк таблицы переключений и определителя фазового сектора представляют собой входные управляющие воздействия для следующей подсистемы, реализующей таблицу переключений. Выходными сигналами таблицы являются восемь возможных пространственных состояний результирующего вектора выходного

напряжения преобразователя частоты . Эти сигналы являются входными воздействиями для подсистемы, в которой воспроизводится блок формирования фазных напряжений. Выходные сигналы формирователя

фазных напряжении представляют собой алгоритм

переключения электроны ключей силового инвертора преобразователя частоты. Они же служат входными воздействиями для последней подсистемы - блока вычисления ненаблюдаемых координат электропривода. Формирователь строк таблицы переключений, определитель фазового сектора, таблица переключений и формирователь фазных напряжений образуют так называемое ядро DTC. В иностранной литературе эта часть системы называется «DTC Core»

Рис.9 Функциональная схема системы управления.

Помимо сигналов и входными воздействиями для вычислителя ненаблюдаемых координат являются сигнал с выхода датчика напряжения в звене постоянного тока преобразователя частоты и сигналы с датчиков фазных токов в статорной цепи электродвигателя . На выходе этой подсистемы получаются сигналы, пропорциональные составляющим вектора потокосцепления статора в системе координат и , модулю потокосцепления статора , электромагнитному моменту и частоте вращения ротора двигателя . Символом (*) обозначена вычисленные значения переменных. Составляющие вектора потокосцепления статора и служат входными воздействиями для определителя фазового сектора. Остальные сигналы используются в качестве сигналов обратных связей для блока регуляторов системы DTS. Если сигналы обратных связей по модулю вектора потокосцепления статора и по электромагнитному моменту двигателя всегда вычисленные, то сигнал обратной связи по частоте вращения двигателя может быть как вычисленным и полученным путём прямой индикации с помощью вращающегося датчика частоты вращения . Поэтому на рис.9 эти две связи, исключающие друг друга, показаны пунктиром.

Основой любого DTC-алгоритма является таблица переключений силовых электронных ключей автономного инвертора. В неё заранее внесены те положения результирующего вектора напряжения автономного инвертора, которые он должен принимать на фазовой плоскости при той или иной совокупности управляющих воздействий. От того, насколько удачно сформирована таблица переключений, в существенной мере зависит качество работы системы в целом. Эта таблица, как и все остальные функциональные блоки в системах DTC, реализуется микропроцессорными средствами. В большинстве зарубежных публикаций этот блок называется "switching table". Иногда его называют также "vector selection table" или "optimum pulse selector".

Функциональная задача таблицы переключений, как ключевого блока системы DTC, состоит в следующем. Результатом табличной обработки поступающей на входы таблицы переключений текущей информации о состоянии электропривода является оптимальный результирующий вектор выходного напряжения автономного инвертора. Под оптимальным здесь понимается такое новое положение этого вектора в пространстве, которое приводит к желаемому изменению контролируемых параметров системы. На выходе таблицы получаются коммутационные функции, которые поступают непосредственно на драйверы силовых электронных модулей, т.е. с помощью таблицы переключений на каждом интервале квантования по времени выбирается та или иная комбинация включенных силовых электронных модулей. Причём эта комбинация никак не зависит от предыдущего состояния автономного инвертора, а диктуется только информацией о текущих значениях контролируемых параметров. Поскольку таблица переключений сама по себе является дискретным функциональным блоком, то и исходная информация на её входы должна поступать в дискретном виде.

Для формирования столбцов таблицы переключений используется информация о том, в каком фазовом секторе на фазовой плоскости (рис. 10) в данный момент времени находится результирующий вектор потокосцепления статора.



Рис. 10 Разбиение фазовой плоскости на сектора.

Таким образом, опосредовано осуществляется контроль за вращающимся магнитным полем электрической машины. Следовательно, количество столбцов в таблице переключений для трёхфазных систем всегда равно шести. Количество строк в таблице определяется возможным числом сочетаний устойчивых состояний принятых релейных регуляторов. В простейшем случае, когда в качестве регуляторов потокосцепления статора и электромагнитного момента двигателя выбраны двухпозиционные релейные элементы, количество строк таблицы равно четырём. Состояния релейных регуляторов определяются их коммутационными функциями, которые обозначаются символами и . У двух позиционных релейных регуляторов возможны три комбинации устойчивых состояний, т.е. три вида реализуемых коммутационных функций: d = (1,0); d = (1,-1) и d = (0,-1) в первом случае квазиустойчивое значение регулируемой переменной Z будет находиться в диапазоне , где - зона нечувствительности релейного регулятора(ширина гистерезисного допуска). Во втором случае регулируемая переменная Z будет находиться в диапазоне . В третьем случае этот диапазон составит .

Двухпозиционный регулятор первого вида наилучшим образом подходит для канала регулирования амплитуды вектора потокосцепления статора двигателя, так как задача регулирования этого канала сводится к стабилизации выходной переменной около заданного значения. В большинстве случаев регулятор этого вида и используется в качестве регулятора потокосцепления статора двигателя.

Двухпозиционный регулятор второго вида может оказаться достаточным для канала регулирования электромагнитного момента двигателя, но не всегда. Поскольку в задачу регулирования этого канала одновременно входят отработка изменения управляющего воздействия с выхода линейного регулятора скорости и отработка изменения возмущающего воздействия (момента сопротивления со стороны механизма, приложенного к валу двигателя), как правило, в системах DTC приходится использовать релейный регулятор момента более сложной конфигурации. Двухпозиционный регулятор третьего вида используется крайне редко. Внутреннее заполнение таблицы переключений, таким образом, представляет собой алгоритм работы преобразователя частоты, для схемы с двумя двухпозиционными релейными регуляторами чаще всего используется следующий закон изменения результирующего вектора выходного напряжения преобразователя частоты:

- если оба регулятора находятся в верхнем положении, т.е. заданные значения обеих контролируемых переменных превышают сигналы обратной связи, то результирующий вектор выходного напряжения в следующий момент времени следует переместить в следующий сектор на фазовой плоскости по направлению вращения вектора потокосцепления статора;

- если регулятор потокосцепления статора находится в верхнем положении, а регулятор электромагнитного момента в нижнем положении, т.е. сигнал обратной связи по электромагнитному момента превышает задание, то результирующий вектор выходного напряжения в следующий момент времени следует переместить в предыдущий сектор на фазовой плоскости против направления вращения вектора потокосцепления статора;

- если регулятор потокосцепления статора находится в нижнем положении, а регулятор электромагнитного момента - в верхнем положении, то результирующий вектор выходного напряжения в следующий момент времени следует переместить через один сектор на фазовой плоскости по направлению вращения вектора потокосцепления статора(т.е. повернуть его в пространстве на 120°);

- если оба релейных регулятора находятся в нижнем положении, Т.е. сигналы обратных связей по обеим контролируемым переменным превышают заданные значения, то результирующий вектор выходного напряжения в следующий момент времени следует переместить через один сектор на фазовой плоскости против направления вращения вектора потокосцепления статора (т.е. повернуть его в пространстве на -120°). Приведенный алгоритм может быть представлен в табл.1

Реализация таблицы переключений при математическом моделировании системы DTC может быть выполнена различными путями. Здесь принято целесообразным построение таблицы переключений с помощью типовых динамических блоков, так как это существенно упрощает операции стыковки отдельных элементов системы для объединения их в общую математическую модель. Структурная схема, реализующая таблицу переключений, приведена на рис.11

Структурная схема построена с использованием блоков умножения переменных и сумматоров, реализующих операцию логического умножения (операцию "И"). Единичные сигналы, соответствующие номерам фазовых секторов (столбцы таблицы) поступают' в схему с выхода определителя фазового сектора. Единичные сигналы, соответствующие состоянию релейных регуляторов (строки таблицы), поступают в схему с выхода формирователя строк таблицы переключений.

В наиболее употребительном и чаще всего встречающемся в публикациях варианте таблицы переключений используются двухпозиционный релейный регулятор потокосцепления и трехпозиционный релейный регулятор электромагнитного момента двигателя.

Таблица 1.

Состояние релейных регуляторов	N=1	N=2	N=3	N=4	N=5	N=6

В этом случае таблица переключений (табл.2) содержит шесть строк, причем строки, соответствующие среднему, нулевому состоянию релейного регулятора электромагнитного момента, пассивны.

Рис. 11. Структурная схема, реализующая алгоритм переключений.

Состояние релейных регуляторов	N=1	N=2	N=3	N=4	N=5	N=6

Следует отметить, что функционирования ядра DTC не связано ни с номинальным данными, ни с параметрами электродвигателя, ни с параметрами источника электроэнергии. В нем не содержится также никаких блоков, имеющих настроечные параметры электропривода. В некоторых источниках в состав ядра DTC включаются также релейные регуляторы потокосцепления статора и электромагнитного момента двигателя. Это, по- видимому, не вполне правомерно, так как ширина зоны нечувствительности релейного элемента (гистерезисный допуск) является важным настроечным параметром системы электропривода. От правильного выбора ширины зоны нечувствительности в существенной мере зависит качество регулирования частоты вращения двигателя системой в целом. В связи с этим представляется целесообразным включить релейные регуляторы потокосцепления статора и электромагнитного момента двигателя в состав блока регулирования системы прямого управления моментом с тем, чтобы все элементы, посредством которых осуществляется настройка конкретной системы электропривода, были бы сосредоточены в одном функциональном блоке.

1.3 Режимы работы, реализуемые в электроприводе с преобразователем частоты ACS 2000

Четырехквадрантный режим работы возможен в электроприводах с преобразователями частоты ACS 2000, оснащенных тиристорным выпрямителем или управляемым входным выпрямителем на базе IGBT- транзисторов с активным передним фронтом, что делает возможным двухстороннее управление энергией через преобразователь. И позволяет создавать генераторный режим работы асинхронного электродвигателя.

...